專利名稱：一種新型ofdm信道估計聯(lián)合ici自消除方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線移動通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種新型OFDM信道估計聯(lián)合子載波間干擾(Inter-Carrier Interference-ICI)消除方法。

背景技術(shù)：
隨著無線通信的快速發(fā)展，人們越來越關(guān)注如何為高速移動的終端提供高速率的數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，高速鐵路寬帶無線接入就是其中的應(yīng)用場景之一。
正交頻分復(fù)用(OFDM)作為一種高速傳輸?shù)臒o線通信技術(shù)，能夠有效的對抗頻率選擇性衰落產(chǎn)生的符號間干擾(ISI)，已經(jīng)成為下一代無線通信的候選方案之一。但OFDM對頻率偏移帶來的載波間干擾(ICI)卻很敏感，OFDM系統(tǒng)的ICI主要由載波頻率偏移(CFO)、相位噪聲、采樣頻率偏移以及高速運動引起的多普勒(Doppler)頻偏產(chǎn)生。對于前三種因素，OFDM系統(tǒng)可以很容易進行補償或者糾正，但在高速環(huán)境中(例如高速鐵路，速度可達到350-500km/h)，速度引起的多普勒使得信道隨時間發(fā)生變化，且速度越高，信道變化越快。高速環(huán)境下產(chǎn)生的多普勒頻譜的不可預(yù)測性決定了我們只能盡可能的降低ICI的影響。
目前常用的降低ICI影響的技術(shù)主要包括頻域均衡、時域加窗，頻偏估計和補償，ICI自消除技術(shù)以及Doppler分集。另外還有一些通過引入其他的技術(shù)來降低ICI的方法，例如通過采用全相位譜分析技術(shù)來壓低子載波旁瓣的影響以降低ICI，利用信道的基擴展模型(BEM)，減少信道估計的參數(shù)，降低估計的復(fù)雜性等。
經(jīng)典ICI干擾自消除技術(shù)因為其簡單有效且有較強的魯棒性而受到廣泛關(guān)注，該方法通過在頻域?qū)⒆虞d波上的數(shù)據(jù)以特定的加權(quán)系數(shù)映射到其他的子載波上，將相鄰子載波間產(chǎn)生的ICI相互抵消從而提高了系統(tǒng)的性能。但該方法的頻譜利用率只有50％，遠遠不能滿足現(xiàn)代通信中高速寬帶無線接入的需求。
高速移動條件下的Doppler頻偏導(dǎo)致信道是快速時變信道。當高速列車以恒定的速度v運動時，假設(shè)可分辨多徑信號到達接收機時與接收機運動方向的夾角為α?xí)r，發(fā)射信號的中心頻率為fc時，直射波的Doppler頻偏fd為 其中，λ是載波信號的波長，fmax＝v/λ是最大Doppler頻偏。Doppler頻偏越大，信道隨時間變化的越快。圖1描述了不同速度下，中心頻率為2.4G時，信道的時變特性?？梢钥闯觯斔俣葹?00km/h時，信道抽頭隨時間變化的最快。因為高速鐵路一般建設(shè)在空曠開闊環(huán)境中，并且地面和列車無線傳輸?shù)幕就ǔ＝ㄔO(shè)在軌道旁20m距離，所以對于高速鐵路無線信道，具有和城區(qū)信道模型不同之處，即無線信道的第一條可分辨?zhèn)鬏斅窂绞侵鄙洳ǎ摧^強的萊斯(Rician)徑，其余可分辨多徑的功率譜是經(jīng)典的Jakes功率譜。
這里在多載波OFDM系統(tǒng)中采用歸一化多普勒頻偏fN來描述信道的時變情況，定義為fN＝fdTsys，其中Tsys為OFDM的符號周期，Tsys＝NTs，Ts為系統(tǒng)采樣時間。若fN≤0.1，則認為信道沖擊相應(yīng)抽頭系數(shù)在一個符號周期內(nèi)是線性變化的。在此條件下，可以通過插值等方法得到信道的頻響，通常采用簡化的信道模型，通過解方程來得到信道沖擊響應(yīng)，但這種方法復(fù)雜度較高。
綜上所述，當歸一化多普勒頻偏fN≤0.1時，多徑信道抽頭在時域上是線性變化的。通過解方程的方式由于復(fù)雜度較高，而經(jīng)典的ICI自消除方法頻譜利用率又太低。因此，期望能夠找到一種高效精確地ICI消除的方法，既能提高頻譜利用率，又能優(yōu)化系統(tǒng)性能。


發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明主要解決的問題是時變信道下消除ICI的問題，采用信道估計聯(lián)合ICI消除方法，這種方法采用特殊的導(dǎo)頻簇結(jié)構(gòu)能夠準確的得到信道狀態(tài)信息(CSI)以及ICI，從而消除ICI的影響。
本發(fā)明所采取的技術(shù)方案是如下 一種新型OFDM信道估計聯(lián)合ICI消除方法包括以下步驟 步驟a在發(fā)射端設(shè)置具有ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻OFDM結(jié)構(gòu)，然后進行IFFT變換到時域，添加循環(huán)前綴發(fā)送； 步驟b將接收到的OFDM符號進行FFT變換到頻域，取出步驟a中的導(dǎo)頻進行ICI自消除后再進行變換域信道估計得到信道狀態(tài)信息； 步驟c將步驟b中得到的信道狀態(tài)信息進行粗均衡得到發(fā)射信號，然后把得到的發(fā)射信號進行反調(diào)制得到反調(diào)制信號； 步驟d將步驟b中得到的信道狀態(tài)信息變換到時域，進行連續(xù)符號時域信道估計得到當前符號的時變信道脈沖響應(yīng)并構(gòu)造循環(huán)卷積矩陣； 步驟e利用步驟d中構(gòu)造的循環(huán)卷積矩陣計算ICI信道矩陣，進而計算出ICI干擾矩陣； 步驟f聯(lián)合步驟c中得到的反調(diào)制信號以及步驟e中的ICI干擾矩陣，進行ICI消除，二次均衡后判決得到較為準確發(fā)射信號。
步驟a中所述具有ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻采用二項導(dǎo)頻OFDM結(jié)構(gòu)，每組導(dǎo)頻中第一個導(dǎo)頻符號以系數(shù)“-1”映射到第二個導(dǎo)頻上。
步驟d中進行的連續(xù)符合時域信道估計是指當前符號的時變信道脈沖響應(yīng)聯(lián)合前一個符號和下一個符號的時變信道脈沖響應(yīng)，在時域上進行線性插值或三次樣條或者高斯插值。
步驟f具體指將步驟c中得到的反調(diào)制符號和步驟步驟e中得到的ICI干擾矩陣相乘，得到當前符號的ICI干擾值，之后，在接收信號中減去該ICI干擾值得到去除ICI干擾后的接收信號，然后進行二次均衡并判決得到較為準確發(fā)射信號。依據(jù)系統(tǒng)實時性或者計算復(fù)雜度，可對步驟f實施多次迭代消除和均衡直至得到最佳發(fā)射信號。
本發(fā)明產(chǎn)生的有益效果信道在一個OFDM符號內(nèi)是線性變化的條件下，采用特殊導(dǎo)頻簇的插入方式，能夠在存在頻偏的情況下較為準確估計出無ICI的信道，通過前后共三個符號聯(lián)合檢測的方式采用線性插值的方法得到當前OFDM符號在時域上的信道脈沖相應(yīng)，轉(zhuǎn)換到頻域計算ICI系數(shù)，然后結(jié)合粗均衡判決后的反調(diào)制符號消除接收信號中的ICI，最后通過二次均衡得到較為準確的發(fā)射符號。該方法與經(jīng)典ICI干擾自消除技術(shù)相比，不僅提高了頻譜利用率，同時系統(tǒng)的性能也有很大的改善。



圖1是示出在不同速度下信道抽頭隨時間變化示意圖。
圖2是示出本發(fā)明中聯(lián)合符號檢測和OFDM二項導(dǎo)頻符號結(jié)構(gòu)示意圖。
圖3是示出本發(fā)明接收端信道估計聯(lián)合ICI消除實現(xiàn)流程圖。
圖4是示出對本發(fā)明實施例在COST207RA信道模型中，在不同信噪比SNR的情況下新型信道估計聯(lián)合ICI消除方法與傳統(tǒng)變換域信道估計以及經(jīng)典ICI自消除技術(shù)在相同頻譜利用率條件下中低速(120km/h，250km/h)的BER(誤碼率)計算仿真結(jié)果圖。
圖5是示出對本發(fā)明實施例在COST207RA信道模型中，在不同信噪比SNR的情況下新型信道估計聯(lián)合ICI消除方法與傳統(tǒng)變換域信道估計以及經(jīng)典ICI自消除技術(shù)相同頻譜利用率條件下高速(350km/h，500km/h)的BER(誤碼率)計算仿真結(jié)果圖。
圖6是示出對本發(fā)明實施例在COST207RA信道模型中，在不同信噪比SNR的情況下新型信道估計聯(lián)合ICI消除方法與傳統(tǒng)變換域信道估計以及經(jīng)典ICI自消除技術(shù)在不同速度和頻譜利用率條件下的BER(誤碼率)計算仿真結(jié)果圖。
圖7是示出對本發(fā)明實施例在COST207RA信道模型中，信噪比為34dB時，在不同歸一化多普勒頻偏的情況下新型信道估計聯(lián)合ICI消除方法與傳統(tǒng)變換域信道估計以及經(jīng)典ICI自消除技術(shù)在不同頻譜利用率條件下的BER(誤碼率)計算仿真結(jié)果圖。

具體實施例方式 下面結(jié)合附圖和具體實施例對本發(fā)明做更詳細的描述。
這里首先給出一個OFDM系統(tǒng)模型。
假設(shè)含有N個子載波的OFDM系統(tǒng)模型，信源二進制信息經(jīng)過交織、編碼、映射后的符號為x＝[X
，X[1]，…，X[N-1]]，之后經(jīng)過N點IFFT調(diào)制變換得到時域x＝[x(0)，x(1)，…，x(N-1)]，其中x(n)表示為 其中x(n)表示OFDM符號第n個采樣值。為避免多徑帶來符號間干擾(ISI)，每個OFDM符號前添加循環(huán)前綴(CP)，且CP長度大于信道沖擊響應(yīng)長度L，將OFDM符號進行并串變換后經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換(D/A)發(fā)送。這里，為了接收端完成信道估計，將梳狀導(dǎo)頻等間隔插入OFDM符號，相鄰導(dǎo)頻間隔為

NP是一個OFDM符號中的導(dǎo)頻數(shù)，這里不考慮虛擬子載波和直流(DC)子載波。
在歸一化多普勒頻偏fN≤0.1時，，則認為信道沖擊響應(yīng)抽頭系數(shù)在一個符號周期內(nèi)是線性變化的。此時發(fā)射信號x(n)經(jīng)信道h(n，l)后的接收信號y(n)可表示為 其中，*表示卷積運算，n表示時間序號，w(n)是加性高斯白噪聲(AWGN)，h(n，l)表示n時刻路徑l的抽頭系數(shù)。在接收端，假設(shè)系統(tǒng)獲得準確同步，去除每個OFDM符號循環(huán)前綴(CP)后，進行N點FFT解調(diào)，得到頻域接收信號為 其中，W[m]是w(n)的FFT變換，L為多徑的徑數(shù)，Hlm-k是時變多徑信道抽頭l的FFT變換，表示路徑l的時變特征，Hlm-k可表示為 式(4)中，等式右邊第一項是子載波m承載的數(shù)據(jù)和相應(yīng)的信道頻響，衰落因子由多徑產(chǎn)生，不含時變信道成分；第二項是其余子載波對第m個子載波的ICI，其中Hlm-ke-j2πl(wèi)k/N是相應(yīng)子載波X[k]對ICI的影響因子。
OFDM符號經(jīng)過時變多徑信道，可將式(4)簡寫成 Y[m]＝H[m]X[m]+ICIm+W[m]m＝0，1，…，N-1(6) 其中，ICIm是其他子載波對子載波m的ICI。從式(6)中，如果要得到準確的X[m]，需要有兩個條件一是準確的信道估計H[m]；二是相應(yīng)的ICI——ICIm。為此，我們設(shè)計一種新型OFDM系統(tǒng)信道估計聯(lián)合ICI自消除方法。
該方法發(fā)射端OFDM符號的結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)的OFDM基本相似，不同之處是導(dǎo)頻采用ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻，以導(dǎo)頻采用二項導(dǎo)頻為例，即每兩個導(dǎo)頻構(gòu)成一組，Xp[1]＝-Xp
，...，Xp[Np-1]＝-Xp[Np-2]，如圖2所示，給出了OFDM符號結(jié)構(gòu)，其中導(dǎo)頻采用梳狀導(dǎo)頻的插入方式，這樣就可在接收端得到式(6)中的H[m](不包含ICI)。這種導(dǎo)頻設(shè)計借鑒了文獻“Y.ZHAO and S.G，Haggman，Inercarrier Interference Self-Cancellation Scheme for OFDM Mobile CommunicationSystems，IEEE 46th vehicular Technology Conference，vol.3，pp.1564-1568，April1996”中的ICI自消除技術(shù)中子載波設(shè)計的方法。這里介紹一下該方法的基本原理。
該方法的主要思想是在發(fā)射端將調(diào)制數(shù)據(jù)以一定的加權(quán)系數(shù)映射到相鄰的子載波上，使得ICI的影響最??；在接收端將以相應(yīng)的加權(quán)系數(shù)進行疊加，進一步降低了ICI的影響。從Doppler頻偏的角度，時變多徑信道可建模為 其中，al，fd_l和τl分別是第l條可分辨徑的復(fù)路徑增益、多普勒頻偏和相對路徑傳輸延時。這里為了簡單起見，僅考慮一條傳輸路徑，即L＝1(復(fù)路徑增益為α)，則將式(7)帶入式(3)，經(jīng)過接收端的FFT變換后，經(jīng)過相應(yīng)的數(shù)學(xué)處理可得到 其中，fN＝fdTsys是歸一化Doppler頻偏，W′[m]仍為AWGN。令I(lǐng)CI系數(shù)為 則式(8)可修改成為
從式(10)中可以看出，S(k-m)為第k個子載波對X[m]的ICI系數(shù)。從式(10)中可知，隨著多普勒頻偏的增大，ICI系數(shù)也會增大，同時相鄰子載波的ICI系數(shù)相差較小，可認為近似相等，這也是ICI自消除設(shè)計的關(guān)鍵。
經(jīng)典ICI干擾自消除在發(fā)射端調(diào)制信號滿足X[1]＝-X
，X[3]＝-X[2]，...，X[N-1]＝-X[N-2]，則接收到的子載波m表示為 相鄰的子載波m+1表示為 此時，ICI系數(shù)表示為S′(k-m)＝S(k-m)-S(k+1-m)。
為進一步消除ICI，在接收端將相鄰的子載波以加權(quán)系數(shù)“-1”相加，表示為 此時，ICI系數(shù)為S″(k-m)＝-S(k-m-1)+2S(k-m)-S(k-m+1) 對于同一子載波，對于大部分k-m，|S″(k-m)|＜＜|S′(k-m)|＜＜|S(k-m)|所以按照(13)的解碼方式，ICI最小。
通過相鄰子載波上ICI的相互抵消，可以大大提高系統(tǒng)的性能，但是，該方法的缺點便是頻譜利用率只有50％，且系統(tǒng)采用差分調(diào)制方式，雖然不需要進行信道估計，不能滿足QAM等高階調(diào)制要求，這些缺點不滿足現(xiàn)代通信中的高效傳輸，制約了其在實際中的應(yīng)用。
利用上述原理，在發(fā)射端OFDM符號結(jié)構(gòu)中導(dǎo)頻設(shè)計采用具有ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)，本實施例以二項導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)舉例說明，此時導(dǎo)頻組數(shù)為Np/2，每組導(dǎo)頻中第一個導(dǎo)頻符號以系數(shù)“-1”映射到第二個導(dǎo)頻上，然后進行IFFT變換到時域，添加循環(huán)前綴發(fā)送。
在接收端，假設(shè)準確同步接收，將接收到的信號去循環(huán)前綴并進行FFT變換后，聯(lián)合前后兩個OFDM符號進行多符號信道估計及ICI消除，最后進行二次均衡并判決。圖2給出了接收端的具體操作步驟，下面我們將按以下步驟進行處理 首先在步驟201中對接收到得信號進行FFT變換到頻域。
步驟202，提取出二項導(dǎo)頻進行信道估計。二項導(dǎo)頻信道估計原理如下 其中Yp[mp]和Yp[mp+1]表示接收導(dǎo)頻子載波中的兩個接收信號，Xp[mp]表示發(fā)送端導(dǎo)頻。由于

將

進行變換域信道估計，得到ICI消除后的信道估計值

和時變多徑信道的時域沖擊響應(yīng)系數(shù)。
在步驟203中用來對接收到的信號進行粗均衡，得到誤碼率較高的發(fā)射信號 將在步驟203中得到的

判決后在步驟204中按發(fā)射端的調(diào)制方式進行反調(diào)制，得到
得到的時變多徑信道的時域沖擊響應(yīng)系數(shù)在步驟205中進行連續(xù)符號時域線性信道估計并構(gòu)造循環(huán)卷積hc。在時變多徑信道歸一化Doppler頻偏fN≤0.1時，一個OFDM符號內(nèi)的信道在時域上的多徑抽頭系數(shù)是線性變化的，可以通過多個符號的聯(lián)合檢測得到一個OFDM符號內(nèi)的時變信道抽頭變化信息。如圖2所示，當前符號的時變信道脈沖響應(yīng)，需要聯(lián)合前一個符號和下一個符號的時變信道脈沖響應(yīng)，在時域上進行線性插值。此處還可采用三次樣條插值或者高斯插值。首先將步驟202中得到的

進行IFFT變換到時域為 因為對于第n徑，

最小，即

與中間時刻

(Ts為采樣率)的時域信道方差最小，可以用

來近似時刻

的多徑信道的抽頭系數(shù)，即 在得到當前符號中間時刻的

后，需要聯(lián)合前后兩個OFDM符號的時變信道沖擊響應(yīng)

和

進行線性插值，得到當前OFDM符號在時域的信道“循環(huán)”卷積矩陣hc表示為
在步驟206中計算ICI信道矩陣。若在非時變信道下，hc中的每一行都是固定的行向量

循環(huán)位移得到，則非時變條件下的頻域等效信道 Λ＝FhcFH(19) 其中，F(xiàn)和FH是FFT和IFFT變換矩陣，都為酉矩陣，其中元素分別為ej2πik/N和e-j2πik/N。由矩陣論可知，hc是循環(huán)右移的Toeplitz矩陣，Λ為一對角陣。在時變fN≤0.1條件下，hc不再在是循環(huán)右移的Toeplitz矩陣，行向量hn的每個抽頭呈線性變化。信道卷積矩陣hc經(jīng)過式(19)的對角化后得到
可以看出，A即為ICI信道矩陣，且A為非對角線矩陣，呈帶狀分布。其中a(i，j)表示第j個子載波對第i個子載波的ICI系數(shù)。
得到ICI信道矩陣A后，在步驟207中求ICI干擾矩陣HICI。當信道是非時變信道，滿足 A為對角矩陣，即A＝Λ。
式(4)用矩陣可表示為 Y＝AX+W(22) A中對角線上的元素Hdiag＝diag(A)＝[a(0，0)，a(1，1)…a(N-1，N-1)]即為相應(yīng)每個子載波的衰落因子，而HICI＝A-Hdiag即為ICI干擾矩陣。
步驟208進行ICI消除并進行二次均衡得到

依據(jù)系統(tǒng)實時性或者計算復(fù)雜度，可以對二次均衡判決的數(shù)據(jù)重新進行反調(diào)制，再次通過ICI系數(shù)矩陣消除ICI，實施三次均衡再判決數(shù)據(jù)，即多次迭代消除和均衡。通過上面的分析，我們得知，在時域線性變化信道下，對接收信號的處理就變成了方程組Y＝AX的求解。但是一般條件下，我們并不知道信道頻響矩陣A中q的值，所以直接進行解方程是不可取的。因為子載波受相鄰子載波產(chǎn)生的ICI的影響最大，隨著子載波的遠離，影響也越來越小。
這里，ICI消除利用前面的第一次的粗均衡判決后的信號進行反調(diào)制符號，然后和ICI干擾矩陣相乘，得到當前符號的ICI干擾值，之后，在接收信號中減去ICI干擾項，可表示為 其中

是一次粗均衡判決后的反調(diào)制符號，YoffICI是去除ICI干擾后的接收信號。
將去除ICI干擾后的接收信號YoffICI完成二次均衡，得到新的待判決信號

可表達為 最后在步驟209中進行判決即可得到較為準確的發(fā)射信號。
下面結(jié)合圖4，圖5，圖6，圖7，對本發(fā)明方案的有益效果進行分析。本發(fā)明的計算機仿真參數(shù)如下表所示 仿真設(shè)置載波中心頻率為2.4GHz。信道采用COST 207鄉(xiāng)村(RA)信道模型作為高速鐵路無線信道模型。在鄉(xiāng)村高速模型中，因為高速鐵路一般建設(shè)在空曠開闊環(huán)境中，所以無線信道的第一條可分辨徑是直射波，即較強的萊斯(Rician)徑，其余徑功率譜仍為經(jīng)典型。多徑信道建模采用抽頭延遲線(TDL)模型，其路徑增益和路徑相對延時參數(shù)如下 圖4和圖5分別給出了在COST 207鄉(xiāng)村信道模型條件下不同信道估計ICI干擾消除算法的性能比較圖，分別對應(yīng)中低速(120km/h和250km/h)和高速(350km/h和500km/h)?？梢钥闯?，新型信道估計聯(lián)合ICI自消除算法無論是在中低速或高速運動條件下性能都有較為明顯的改善。圖4在中低速條件下，當SNR小于20dB時，幾種算法性能相似，當SNR超過25dB時，經(jīng)典ICI自消除方法迅速出現(xiàn)“錯誤平底”，并且，在運動速度為120km/h時，頻率利用率為50％的傳統(tǒng)OFDM的DFT信道估計方法性能甚至優(yōu)于經(jīng)典ICI自消除方法。而此時120km/h新型信道估計聯(lián)合ICI自消除算法表現(xiàn)出了近似靜態(tài)信道，同時250km/h時性能相對其他方法也有明顯的改善。圖5在高速移動速條件下，傳統(tǒng)OFDM的DFT信道估計方法在SNR大于20dB后就出現(xiàn)“錯誤平底”，隨著SNR增加，誤碼性能在10-3附近；經(jīng)典ICI自消除方法在SNR在25dB后出現(xiàn)“錯誤平底”；新型信道估計聯(lián)合ICI自消除算法在SNR在35dB后出現(xiàn)“錯誤平底”，運動速度為350km/h是誤碼性能超過了10-4，運動速度為500km/h時性能也明顯優(yōu)于其他方法。
圖6給出了在COST 207鄉(xiāng)村信道模型條件下不同信道估計ICI干擾消除算法的頻譜利用率的性能比較圖。從圖看出，對于各種算法，算法性能隨著系統(tǒng)的頻譜利用率的增加而性能下降。這里，頻譜利用率為50％的經(jīng)典ICI干擾自消除方法性能較為穩(wěn)定，在中低速(120km/h和250km/h)條件下，“錯誤平底”在10-3.7附近；而新型信道估計聯(lián)合ICI自消除算法在高速(350km/h和500km/h)條件下，并且，頻譜利用率分別為75％和87.5％時的性能，在SNR超過20dB后，均明顯優(yōu)于經(jīng)典的中低速且頻譜利用率較低的經(jīng)典ICI干擾自消除的方法，雖然，在低信噪比時，新型信道估計聯(lián)合ICI自消除算法稍差于經(jīng)典ICI干擾自消除的方法。另外，和傳統(tǒng)的DFT信道估計方法在頻譜利用率為50％運動速度為120km/h時相比，新型信道估計聯(lián)合ICI自消除算法在條件頻譜利用率為87.5％運動速度為350km/h時，和條件頻譜利用率為75％運動速度為500km/h時，性能相差不多，從這里看出，新型算法無論在對抗高速移動的Doppler頻差和頻譜利用率方面，都有非常大的增益。
從圖7可以看出，在不同的歸一化Doppler頻偏時新型信道估計聯(lián)合ICI自消除算法，該曲線是在SNR＝34dB條件下完成。從圖上可以看出，當歸一化Doppler頻偏fN＜0.1時(fN＝0.1時相應(yīng)的運動速度為781km/h)，即多徑信道抽頭在一個OFDM符號周期內(nèi)滿足線性變化，在該條件下，新型信道估計聯(lián)合ICI自消除算法性能遠優(yōu)于經(jīng)典ICI干擾自消除方法，并且，頻譜利用率越低，系統(tǒng)的性能越好。當Doppler頻偏fN＞0.1時，信道的變化超越線性變化特性，新型信道估計聯(lián)合ICI自消除算法中利用連續(xù)符號線性插值信道時變特征不滿足實際信道變化要求，ICI矩陣估計誤差較大，造成系統(tǒng)性能下降。然而，因為對于fN≈0.1時的運動速度，已經(jīng)基本滿足當前陸地高速移動的極限速度，所以，該算法具有良好的應(yīng)用價值。
以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應(yīng)當指出，對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明的原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應(yīng)該視為本發(fā)明的保護范圍。
權(quán)利要求
1.一種新型OFDM信道估計聯(lián)合ICI消除方法，其特征在于，所述方法采用如下步驟
步驟a在發(fā)射端設(shè)置具有ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻OFDM結(jié)構(gòu)，然后進行IFFT變換到時域，添加循環(huán)前綴發(fā)送；
步驟b將接收到的OFDM符號進行FFT變換到頻域，取出步驟a中的導(dǎo)頻進行ICI自消除后再進行變換域信道估計得到信道狀態(tài)信息；
步驟c將步驟b中得到的信道狀態(tài)信息進行粗均衡得到發(fā)射信號，然后把得到的發(fā)射信號進行反調(diào)制得到反調(diào)制信號；
步驟d將步驟b中得到的信道狀態(tài)信息變換到時域，進行連續(xù)符號時域信道估計得到當前符號的時變信道脈沖響應(yīng)并構(gòu)造循環(huán)卷積矩陣；
步驟e利用步驟d中構(gòu)造的循環(huán)卷積矩陣計算ICI信道矩陣，進而計算出ICI干擾矩陣；
步驟f聯(lián)合步驟c中得到的反調(diào)制信號以及步驟e中的ICI干擾矩陣，進行ICI消除，二次均衡后判決得到較為準確發(fā)射信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的新型OFDM信道估計聯(lián)合ICI消除方法，其特征在于，步驟a中所述具有ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻OFDM結(jié)構(gòu)采用二項導(dǎo)頻OFDM結(jié)構(gòu)，每組導(dǎo)頻中第一個導(dǎo)頻符號以系數(shù)“-1”映射到第二個導(dǎo)頻上。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的新型OFDM信道估計聯(lián)合ICI消除方法，其特征在于，步驟d中進行的連續(xù)符合時域信道估計是指當前符號的時變信道脈沖響應(yīng)聯(lián)合前一個符號和下一個符號的時變信道脈沖響應(yīng)，在時域上進行線性插值或三次樣條或者高斯插值。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的新型OFDM信道估計聯(lián)合ICI消除方法，其特征在于步驟f具體指將步驟c中得到的反調(diào)制符號和步驟步驟e中得到的ICI干擾矩陣相乘，得到當前符號的ICI干擾值，之后，在接收信號中減去該ICI干擾值得到去除ICI干擾后的接收信號，然后進行二次均衡并判決得到較為準確發(fā)射信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的新型OFDM信道估計聯(lián)合ICI消除方法，其特征在于依據(jù)系統(tǒng)實時性或者計算復(fù)雜度，對步驟f實施多次迭代消除和均衡直至得到最佳發(fā)射信號。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種新型OFDM信道估計聯(lián)合ICI自消除方法，在發(fā)射端導(dǎo)頻設(shè)計采用具有ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻OFDM結(jié)構(gòu)，在接收端進行的處理按以下步驟a.把OFDM符號的進行FFT變換到頻域，取出導(dǎo)頻，進行ICI消除信道估計b.利用a步驟中的信道估計粗均衡后進行反調(diào)制。c.利用a步驟中的信道估計進行時域線性連續(xù)符號信道估計。d.利用c中的時域脈沖響應(yīng)構(gòu)造循環(huán)卷積計算ICI信道矩陣并得出ICI干擾矩陣。e.聯(lián)合步驟b中的反調(diào)制信號與步驟d中的ICI干擾矩陣進行ICI消除，二次均衡后判決。本發(fā)明解決了在線性時變信道的條件下，載波間干擾對OFDM的影響的問題，提高了頻譜利用率和系統(tǒng)性能。
文檔編號H04L25/02GK101778069SQ20101003434
公開日2010年7月14日 申請日期2010年1月18日 優(yōu)先權(quán)日2010年1月18日
發(fā)明者劉留, 陶成, 邱佳慧 申請人:北京交通大學(xué)