專利名稱：信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信領(lǐng)域，尤其涉及一種信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法和裝置。
背景技術(shù)：
在第三代合作伙伴計(jì)劃(3rd Generation Partnership Pro ject，簡(jiǎn)稱為3GPP)的 下一代無(wú)線標(biāo)準(zhǔn)，即，長(zhǎng)期演進(jìn)(Long Term Evolution,簡(jiǎn)稱為L(zhǎng)TE)標(biāo)準(zhǔn)的基本傳輸技術(shù)的 下行技術(shù)采用了的寬帶無(wú)線通信首選的正交品分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,簡(jiǎn)稱為OFDM)技術(shù)，0F匿技術(shù)具有較高的頻譜利用率和良好的抗多徑干擾 能力。在下行接收機(jī)設(shè)計(jì)中，信道估計(jì)技術(shù)是提高系統(tǒng)性能的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)。
通常，LTE下行信道估計(jì)基于頻域參考信號(hào)(Reference Signal,簡(jiǎn)稱為RS)進(jìn)行， RS規(guī)則地分布在時(shí)域和頻域上的特定子載波上，圖1是相關(guān)技術(shù)中采用單發(fā)射天線以及常 規(guī)循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，簡(jiǎn)稱為CP)長(zhǎng)度情況下的RS分布示意圖。在圖1中，Ro表示 RS所在位置。通常，信道估計(jì)可以簡(jiǎn)要分為三步RS信道估計(jì)、頻域內(nèi)插、和時(shí)域內(nèi)插。其 中，RS信道估計(jì)是指對(duì)RS位置的信道進(jìn)行估計(jì)，作為進(jìn)行內(nèi)插處理的基礎(chǔ)。然后，分別進(jìn) 行頻域和時(shí)域插值，從而得到所有使用子載波位置的信道估計(jì)。RS信道估計(jì)通常采用復(fù)雜 度較低的最小二乘(LS)法，具體可以表示為以下公式 fiRS(k) = I"Rs(k)/tRs(k)公式(1) 在公式(1)中，r^(k)和t^(k)分別表示第k個(gè)子載波位置上接收和發(fā)送的RS信 號(hào)。 為了避免緩存過(guò)多的數(shù)據(jù)，時(shí)域內(nèi)插一般使用簡(jiǎn)單的線性內(nèi)插。相比以上兩部 分，頻域內(nèi)插通常使用更為復(fù)雜的內(nèi)插算法以提供優(yōu)良性能。其中，基于線性最小均方差 (LMMSE)準(zhǔn)則的維納Wiener)內(nèi)插方法具有優(yōu)良的性能，被廣泛使用。用于頻域內(nèi)插時(shí)， Wiener內(nèi)插以濾波器的形式在頻域完成信道估計(jì)，可以表示為
HLMMSE,k = WLMMSEHraw公式(2) 公式(2)中的HMW為初始的RS位置信道估計(jì)結(jié)果序列，可以通過(guò)以下公式表示
H麗(k) = {， Hraw(k)=〗 RS(k)' =^^公式(3) 并且，Wiener濾波系數(shù)可以通過(guò)以下公式進(jìn)行表示
= (Rkk+ o 2I) —、k 公式(4) 公式(4)中的02為子載波上的噪聲方差，1為單位陣，Rkk為信道的頻域自相關(guān)矩 陣，rkk為信道的頻域自相關(guān)向量。 由于現(xiàn)實(shí)中通常采用的接收機(jī)很難準(zhǔn)確得到信道的統(tǒng)計(jì)特性，并且，由于需要同 時(shí)考慮接收機(jī)的復(fù)雜度問(wèn)題，因此，在目前的系統(tǒng)中通常會(huì)假定信道模型，并基于該假定的 信道模型計(jì)算固定濾波器系數(shù)來(lái)簡(jiǎn)化算法。 通常，會(huì)設(shè)信道功率遲延譜(Power Delay Prof ile，簡(jiǎn)稱為PDP)是一個(gè)長(zhǎng)度為Ncp的矩形函數(shù)，其中N^代表CP長(zhǎng)度，其在頻域的是一個(gè)sinc函數(shù)，此時(shí)，頻域上的相關(guān)函數(shù) 可通過(guò)以下公式表示<formula>formula see original document page 5</formula> 公式(5)中的sinc()為歸一化sine函數(shù)，NFFT為FFT長(zhǎng)度，并且相關(guān)矩陣和向量 中元素的計(jì)算可通過(guò)以下公式進(jìn)行
<formula>formula see original document page 5</formula>
其中，Rkk(kl，k2)表示矩陣Rkk的kl行k2列元素，rkk(k)表示向量的第k個(gè)元素，
最終得到信道估計(jì)的結(jié)果。 在上述方式中，雖然采用固定的維納濾波器系數(shù)進(jìn)行估計(jì)能夠有效簡(jiǎn)化信道估計(jì) 的過(guò)程和接收機(jī)的復(fù)雜度，但是由于基于固定濾波器系數(shù)的信道估計(jì)不能夠考慮到實(shí)際的 信道情況，因此在應(yīng)用時(shí)會(huì)出現(xiàn)較高的信噪比和誤碼率，從而會(huì)降低信道估計(jì)的準(zhǔn)確度。
針對(duì)相關(guān)技術(shù)中由于采用固定的濾波器系數(shù)使得信道估計(jì)不能適應(yīng)實(shí)際環(huán)境的 變化而導(dǎo)致信道估計(jì)性能降低的問(wèn)題，目前尚未提出有效的解決方案。

發(fā)明內(nèi)容
針對(duì)相關(guān)技術(shù)中由于采用固定的濾波器系數(shù)使得信道估計(jì)不能適應(yīng)實(shí)際環(huán)境的 變化而導(dǎo)致信道估計(jì)性能降低的問(wèn)題，本發(fā)明提出一種信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方案，能夠結(jié)合實(shí) 際信道情況進(jìn)行信道估計(jì)，提高信道估計(jì)的準(zhǔn)確度。 根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供了一種信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法，用于基于維納濾波技 術(shù)實(shí)現(xiàn)信道估計(jì)。 根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法包括將提取的參考信號(hào)的信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換
到時(shí)域，得到參考信號(hào)的時(shí)域初始信道估計(jì)序列；對(duì)時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)，得到
參考信號(hào)的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列；根據(jù)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列得到參考信號(hào)的功率遲延
譜，并根據(jù)功率遲延譜得到參考信號(hào)的頻域相關(guān)函數(shù)；對(duì)頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行歸一化處理，并
根據(jù)歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行維納濾波計(jì)算，得到最終信道估計(jì)結(jié)果。 其中，可以根據(jù)以下公式將提取的參考信號(hào)的信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí)域
<formula>formula see original document page 5</formula>
其中，hMW(n)為時(shí)域初始信道估計(jì)序列，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度。
此外，可以根據(jù)以下公式對(duì)時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán) <formula>formula see original document page 5</formula>
其中，hOT(n)為加權(quán)后得到的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列，hraw(n)為時(shí)域初始信道估 計(jì)序列，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度，C(n)為長(zhǎng)度等于NFFT的窗口函數(shù)。 優(yōu)選地，窗口函數(shù)的種類可以包括以下之一 矩形窗口函數(shù)、海明窗口函數(shù)、海寧 窗口函數(shù)、三角窗口函數(shù)。
此外，可以根據(jù)以下公式得到參考信號(hào)的功率遲延譜<formula>formula see original document page 5</formula>
其中，PPDP(n)為第n個(gè)時(shí)域采樣點(diǎn)處的能量值，haK(n)為加權(quán)后得到的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列，conj為共軛運(yùn)算，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度。
此外，參考信號(hào)的頻域相關(guān)函數(shù)可以為 corr'(k) = real 1 PpDp(n) . e-J2 k/NFFT , 0《k《^ 其中，corr' (k)為參考信號(hào)的頻域相關(guān)函數(shù)，PPDP(n)為第n個(gè)時(shí)域采樣點(diǎn)處的
能量值，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度，real為取實(shí)部計(jì)算。 此外，歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)可以為 corrnew(k) = corr' (k)/corr' (0) ，0《k《NFFT_1， 其中，corr^(k)為歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)。 根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)裝置，用于基于維納濾波技 術(shù)實(shí)現(xiàn)信道估計(jì)。 根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)裝置包括轉(zhuǎn)換模塊，用于將提取的參考信號(hào)的信 道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí)域，得到參考信號(hào)的時(shí)域初始信道估計(jì)序列；加權(quán)模塊，用于對(duì)時(shí)域初 始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)，得到參考信號(hào)的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列；確定模塊，用于根據(jù)時(shí) 域信道沖擊響應(yīng)序列確定參考信號(hào)的功率遲延譜，并用于根據(jù)功率遲延譜確定參考信號(hào)的 頻域相關(guān)函數(shù)；信道估計(jì)模塊，用于對(duì)頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行歸一化處理，并根據(jù)歸一化的頻域 相關(guān)函數(shù)進(jìn)行維納濾波計(jì)算，得到最終信道估計(jì)結(jié)果。 其中，轉(zhuǎn)換模塊可用于根據(jù)以下公式將提取的參考信號(hào)的信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí) 域hraw(n) = +5;^" H麗(k) ej2 k/NFFT, q《n《^4，
vNFFT . 其中，hMW(n)為時(shí)域初始信道估計(jì)序列，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度。 此外，加權(quán)模塊可以用于根據(jù)以下公式對(duì)時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán) hCIK (n) = hraw (n) c (n) ， 0《n《NFFT_1 ， 其中，hOT(n)為加權(quán)后得到的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列，hraw(n)為時(shí)域初始信道估
計(jì)序列，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度，C(n)為長(zhǎng)度等于NFFT的窗口函數(shù)。 此外，確定模塊可用于根據(jù)以下公式確定得到參考信號(hào)的功率遲延譜PPDP (n) = hCIK (n) conj (hCIK (n)) ， 0《n《NFFT_1 ， 其中，PPDP(n)為第n個(gè)時(shí)域采樣點(diǎn)處的能量值，haK(n)為加權(quán)后得到的時(shí)域信道
沖擊響應(yīng)序列，conj為共軛運(yùn)算，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度。 并且，確定模塊得到的參考信號(hào)的頻域相關(guān)函數(shù)可以為
.yNFFT-1 pDJrf) e-J27ink/NFFT
0《k《NFFT-1， corr'(k) = real ^-
U/NFFT ' 其中，corr' (k)為參考信號(hào)的頻域相關(guān)函數(shù)，PPDP(n)為第n個(gè)時(shí)域采樣點(diǎn)處的
能量值，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度，real為取實(shí)部計(jì)算。 此外，信道估計(jì)模塊得到的歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)可以為 corrnew(k) = corr' (k)/corr' (0) ，0《k《NFFT_1， 其中，corrnew(k)為歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)。 本發(fā)明通過(guò)能夠根據(jù)RS的實(shí)際狀況得到相應(yīng)的Wiener濾波系數(shù)，使得信道估計(jì)過(guò)程能夠更好地基于RS進(jìn)行，避免了由于采用固定Wiener濾波系數(shù)導(dǎo)致信道估計(jì)過(guò)程不 能適應(yīng)實(shí)際環(huán)境的變化的問(wèn)題，能夠有效提高信道估計(jì)的性能和準(zhǔn)確度。


圖1是根據(jù)相關(guān)技術(shù)的單發(fā)射天線情況下RS在常規(guī)循環(huán)前綴中的映射示意圖； 圖2是根據(jù)本發(fā)明方法實(shí)施例的信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法的流程圖； 圖3是根據(jù)本發(fā)明方法實(shí)施例的信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法進(jìn)行信道估計(jì)時(shí)的原理示 意圖； 圖4是相關(guān)技術(shù)中采用固定濾波器系數(shù)的信道估計(jì)方法的均方誤差仿真示意圖； 圖5是根據(jù)本發(fā)明方法實(shí)施例的信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)方法的均方誤差仿真示意圖； 圖6是相關(guān)技術(shù)中采用固定濾波器系數(shù)的信道估計(jì)方法的誤碼率仿真示意圖； 圖7是根據(jù)本發(fā)明方法實(shí)施例的信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)方法的誤碼率仿真示意圖； 圖8是根據(jù)本發(fā)明裝置實(shí)施例的信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)裝置的框圖。
具體實(shí)施例方式
針對(duì)相關(guān)技術(shù)中由于采用固定的濾波器系數(shù)使得信道估計(jì)不能適應(yīng)實(shí)際環(huán)境的 變化而導(dǎo)致信道估計(jì)性能降低的問(wèn)題，本發(fā)明提出將RS的信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí)域，之后 對(duì)轉(zhuǎn)換后的序列進(jìn)行加權(quán)得到時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列，之后獲取RS的功率遲延譜，并根據(jù) 功率遲延譜得到RS的頻域相關(guān)函數(shù)，基于該頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行時(shí)域內(nèi)插和頻域內(nèi)插，進(jìn)而 得到最終的信道估計(jì)結(jié)果，使得頻域相關(guān)函數(shù)以及濾波器系數(shù)與實(shí)際的RS相關(guān)聯(lián)，從而使 得信道估計(jì)能夠適應(yīng)不同的實(shí)際情況，有效提高信道估計(jì)的性能和準(zhǔn)確度。
下面將結(jié)合附圖，詳細(xì)描述本發(fā)明的實(shí)施例。
方法實(shí)施例 在本實(shí)施例中，提供了一種信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法，用于基于維納濾波技術(shù)實(shí)現(xiàn)信 道估計(jì)，可以應(yīng)用于采用0F匿技術(shù)的多種通信系統(tǒng)，例如，LTE系統(tǒng)。 下面將結(jié)合圖2和圖3詳細(xì)描述根據(jù)本實(shí)施例的信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法的處理過(guò) 程。 圖2是根據(jù)本發(fā)明方法實(shí)施例的信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法的流程圖。圖3是根據(jù)本發(fā) 明方法實(shí)施例的信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法進(jìn)行信道估計(jì)時(shí)的原理示意圖。 在進(jìn)行信道估計(jì)時(shí)，首先需要提取頻域RS (如圖3中所示的RS提取)，對(duì)提取的RS 進(jìn)行信道估計(jì)(即，圖3中的信道估計(jì))，得到頻域信道估計(jì)結(jié)果，該頻域信道估計(jì)結(jié)果僅僅 是一個(gè)初步得到的結(jié)果，在后續(xù)得到最終的信道估計(jì)結(jié)果時(shí)需要利用到該初步的結(jié)果；
之后，提取RS的信道估計(jì)結(jié)果，具體地，RS的信道頻域估計(jì)結(jié)果可用Hraw (k)表示，
其中，k為子載波序號(hào)取值范圍，且0《k《NFFT-1， NFFT為FFT長(zhǎng)度。用!^s(k)表示RS位 置信道估計(jì)結(jié)果，則H，(k)可通過(guò)以下公式表示 如圖2所示，根據(jù)本實(shí)施例的信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法包括
步驟S202，將提取的RS的信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí)域，得到RS的時(shí)域初始信道估計(jì) 序列； 步驟S204，對(duì)時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)，得到RS的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序 列； 步驟S206，根據(jù)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列得到RS的功率遲延譜，并根據(jù)功率遲延譜 得到RS的頻域相關(guān)函數(shù)(步驟S202至步驟S206相當(dāng)于圖3中的計(jì)算頻域相關(guān)函數(shù)的處 理)； 步驟S208，對(duì)頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行歸一化處理，并根據(jù)歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行 維納濾波計(jì)算，得到最終信道估計(jì)結(jié)果。 具體地，在步驟S208中，需要根據(jù)歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)計(jì)算Wiener濾波系數(shù)， 結(jié)合之前得到的H^進(jìn)行圖3中所示的Wiener內(nèi)插，之后進(jìn)行圖3中所示的時(shí)域內(nèi)插，得 到RS碼元在所有使用的子載波位置上的信道估計(jì)結(jié)果，S卩，通過(guò)時(shí)域內(nèi)插得到所有使用子 載波位置的信道估計(jì)。 通過(guò)上述處理，能夠根據(jù)RS的實(shí)際狀況得到相應(yīng)的Wiener濾波系數(shù)，使得信道估
計(jì)過(guò)程能夠更好地基于RS進(jìn)行，避免了由于采用固定Wiener濾波系數(shù)導(dǎo)致信道估計(jì)過(guò)程
不能適應(yīng)實(shí)際環(huán)境的變化的問(wèn)題，能夠有效提高信道估計(jì)的性能和準(zhǔn)確度。 下面將詳細(xì)描述以上各個(gè)步驟中的處理，應(yīng)當(dāng)注意，下文中所列舉的公式僅僅是
具體的實(shí)例，并不用于限定本發(fā)明，在實(shí)際應(yīng)用當(dāng)中可以根據(jù)需要對(duì)下述公式進(jìn)行變形和
修改，這些均應(yīng)當(dāng)包括在本發(fā)明的范圍內(nèi)。 其中，在步驟S202中，可以根據(jù)以下公式將提取的RS的信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí)
域
1024)c


h麗(n) = 7^S￡F0T—1 H麗(k) e'2兀nk/NFFT, Q《n《^4^3 (8)
其中，hraw(n)為時(shí)域初始信道估計(jì)序列，N^為傅立葉變換長(zhǎng)度(例如，NFFT
并且，可以根據(jù)以下公式對(duì)時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)
hCIK(n) = hraw(n) c(n) ，0《n《N附-l，公式(9)
其中，heiK(n)為加權(quán)后得到的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列，hraw(n)為時(shí)域初始信道估 計(jì)序列，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度，C(n)為長(zhǎng)度等于NFFT的窗口函數(shù)。 可選地，這里所采用的窗口函數(shù)可以包括很多種，例如，可以包括常用的矩形窗口 函數(shù)、海明窗口函數(shù)、海寧窗口函數(shù)、三角窗口函數(shù)等，本文不——列舉。
在步驟S206中，可以根據(jù)以下公式得到RS的功率遲延譜(S卩，每個(gè)采樣點(diǎn)處的能 量大小) PPDP (n) = hCIK (n) con j (hCIK (n)) ， 0《n《NFFT_1 ，公式(10) 其中，PPDP(n)為第n個(gè)時(shí)域采樣點(diǎn)處的能量值，haK(n)為加權(quán)后得到的時(shí)域信道 沖擊響應(yīng)序列，conj為共軛運(yùn)算，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度。 并且，在步驟S206中，得到RS的頻域相關(guān)函數(shù)可以通過(guò)以下公式(11)表示 <formula>formula see original document page 8</formula>
公式(ll)， 其中，corr' (k)為RS的頻域相關(guān)函數(shù)，PPDP(n)為第n個(gè)時(shí)域采樣點(diǎn)處的能量值， NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度，real為取實(shí)部計(jì)算。 具體地，在步驟S208中，歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)具體可以為
corrnew (k) = corr' (k) /corr' (0) ， 0《k《NFFT_1 ，公式(12)
其中，Corrn (k)為歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)。 具體地，在得到歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)corr旨后，可以利用該歸一化的函數(shù)代替 式公式(6)和公式(7)中的corr函數(shù)計(jì)算Wiener濾波系數(shù)，并在頻域進(jìn)行Wiener內(nèi)插， 得到RS碼元所有使用子載波位置上的信道估計(jì)結(jié)果，通過(guò)時(shí)域內(nèi)插(例如，采用線性內(nèi)插 方法)得到不含RS碼元的使用子載波信道估計(jì)結(jié)果。 應(yīng)當(dāng)注意，盡管在以上描述中列舉了多個(gè)公式，但是，將信道估計(jì)結(jié)果從頻域轉(zhuǎn)換 到時(shí)域、對(duì)時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)、得到功率遲延譜、頻域自相關(guān)函數(shù)的表示、歸 一化的頻域自相關(guān)函數(shù)的表示并不僅局限于以上公式所表示的內(nèi)容。在實(shí)際應(yīng)用中，可以 根據(jù)需要對(duì)上述公式進(jìn)行改變，例如，在使頻域相關(guān)函數(shù)的表達(dá)式變形時(shí)，可以將real運(yùn) 算省略，得到的變形后的頻域相關(guān)函數(shù)的表達(dá)式為
1 ^~iNpFT一l
^ 〉 PpDP (n) e FFT
,0《k《NPPT_1 corr (k) = _
-a/Nfft' 對(duì)于其他公式同樣可以進(jìn)行變形，具體的變換方式對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來(lái)說(shuō)是顯 而易見(jiàn)的，本文不再--列舉。 下面將結(jié)合具體實(shí)例描述根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)方法的具體過(guò)程。
在下面將要描述的實(shí)例中，假設(shè)發(fā)射模式為3GPP LTE物理層3GPP TS36. 211V8. 5. 0標(biāo)準(zhǔn)[1]的單天線10MHz帶寬模式，循環(huán)前綴長(zhǎng)度為常規(guī)長(zhǎng)度，每個(gè)子載波 上的參考導(dǎo)頻的能量與普通數(shù)據(jù)信號(hào)能量都進(jìn)行歸一化處理，調(diào)制方式采用16QAM。
在對(duì)時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)時(shí)所使用的加權(quán)函數(shù)c(n)可以為長(zhǎng)度等于 NCP的矩形窗口函數(shù)，表達(dá)式如下
{1, n S NCP a 、丄^ / iw士 0, n為其他值 在本實(shí)例中，假設(shè)小區(qū)ID號(hào)為485，則接收端使用LS算法在100個(gè)導(dǎo)頻位置k = 5， 11， . . . 299,729,735， . . . ， 1023進(jìn)行LS信道估計(jì)，對(duì)其他位置數(shù)據(jù)置零，如式公式(1)。
通過(guò)公式(8)至公式(12)就能夠求得歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)corrMW。
優(yōu)選地，為了降低估計(jì)過(guò)程的復(fù)雜度， 一個(gè)數(shù)據(jù)子載波的信道估計(jì)只使用最近的8 個(gè)RS，即，公式(6)和公式(7)中的Rkk和rkk的維度分別為8 X 8和8 X 1 ，而對(duì)于RS子載波， 則使用自身和6個(gè)最近的RS信道估計(jì)結(jié)果，此時(shí)的Rkk和rkk的維度分別為7X7和7X 1。 利用式公式(4)可以求得Wiener濾波系數(shù)，然后就能夠是利用該系數(shù)進(jìn)行Wiener濾波內(nèi) 插，得到RS碼元的所有使用子載波位置信道估計(jì)結(jié)果。最后，在時(shí)域使用線性內(nèi)插得到所 有碼元的信道估計(jì)。 圖4是固定Wiener濾波系數(shù)的內(nèi)插方法在單徑信道、擴(kuò)展的載具A (Extended Vehicular A， EVA)、以及擴(kuò)展的典型城市(Extended Typical Urban,簡(jiǎn)稱為ETU)信道[2]下的信道估計(jì)均方誤差(mean square error,簡(jiǎn)稱為MSE)性能仿真結(jié)果；圖5是本發(fā)明提 出信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)方法在單徑信道、擴(kuò)展的載具A (Extended Vehicular A，EVA)、以及擴(kuò)展的 典型城市(Extended Typical Urban,簡(jiǎn)稱為ETU)信道[2]下的信道估計(jì)均方誤差(mean square error,簡(jiǎn)稱為MSE)的性能仿真結(jié)果，其中，EVA和ETU信道的最大多普勒頻移分別 為70Hz和300Hz。在仿真過(guò)程中，根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)方法采用的加權(quán)函數(shù)c(n)取 長(zhǎng)度為72個(gè)采樣的矩形窗口函數(shù)。 通過(guò)對(duì)圖4和圖5所示的仿真結(jié)果對(duì)比可見(jiàn)，在EVA信道下，雖然此時(shí)固定Wiener 濾波內(nèi)插方法的信道失匹問(wèn)題相對(duì)不是很嚴(yán)重，但是根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)方法仍舊 優(yōu)于相關(guān)技術(shù)中采用固定Wiener系數(shù)的內(nèi)插方法；而在單徑信道和ETU信道下，根據(jù)本發(fā) 明的信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)方法明顯優(yōu)于相關(guān)技術(shù)中采用固定Wiener濾波的內(nèi)插方法。
圖6是固定Wiener濾波系數(shù)的內(nèi)插方法在單徑信道、擴(kuò)展的載具A (Extended Vehicular A， EVA)、以及擴(kuò)展的典型城市(Extended Typical Urban,簡(jiǎn)稱為ETU)信道[2] 下的接收誤碼率(Bit Error Rate,簡(jiǎn)稱為BER)的性能仿真結(jié)果；圖7是本發(fā)明提出信道 估計(jì)實(shí)現(xiàn)方法在單徑信道、擴(kuò)展的載具A (Extended Vehicular A， EVA)、以及擴(kuò)展的典型城 市(Extended Typical Urban,簡(jiǎn)稱為ETU)信道[2]下的接收誤碼率(Bit Error Rate，簡(jiǎn) 稱為BER)的性能仿真結(jié)果。 如圖6和圖7所示，其中的曲線走向與圖4和圖5中所示的仿真結(jié)果類似，在 EVA信道下，但是根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)方法的BER性能略優(yōu)于相關(guān)技術(shù)中采用固定 Wiener系數(shù)的內(nèi)插方法，而在單徑信道和ETU信道下，根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)方法的 BER性能明顯優(yōu)于相關(guān)技術(shù)中采用固定Wiener濾波的內(nèi)插方法。 在擴(kuò)展循環(huán)前綴情況下的仿真曲線與圖4至圖7中所示的曲線類似，本文不再列舉。 通過(guò)上述處理，能夠根據(jù)RS本身的狀況重新確定Wiener濾波系數(shù)，從而使得信道
估計(jì)能夠適應(yīng)各種不同的環(huán)境，有效提高信道估計(jì)的準(zhǔn)確度和性能。 裝置實(shí)施例 在本實(shí)施例中，提供了一種信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)裝置，用于基于維納濾波技術(shù)實(shí)現(xiàn)信 道估計(jì)，可以應(yīng)用于采用OF匿技術(shù)的多種通信系統(tǒng)，例如，LTE系統(tǒng)。
如圖8所示，根據(jù)本實(shí)施例的信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)裝置包括 轉(zhuǎn)換模塊l，用于將提取的RS的信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí)域，得到RS的時(shí)域初始信 道估計(jì)序列； 加權(quán)模塊2，連接至轉(zhuǎn)換模塊l，用于對(duì)時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)，得到RS 的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列； 確定模塊3，連接至加權(quán)模塊2，用于根據(jù)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列確定RS的功率遲 延譜，并用于根據(jù)功率遲延譜確定RS的頻域相關(guān)函數(shù)； 信道估計(jì)模塊4，連接至確定模塊3，用于對(duì)頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行歸一化處理，并根 據(jù)歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行維納濾波計(jì)算，得到最終信道估計(jì)結(jié)果。
0125] 其中，轉(zhuǎn)換模塊1可以用于根據(jù)以下公式將提取的RS的信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí) 域
hraw(n) = *2^fot—1 Hraw(k) eJ2-k/NFFT,q《n《Nff—l 其中，hMW(n)為時(shí)域初始信道估計(jì)序列，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度。 并且，加權(quán)模塊2可用于根據(jù)以下公式對(duì)時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)
hciu(n) = hraw(n) c(n) ，0《n《NFFT_1， 其中，hOT(n)為加權(quán)后得到的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列，hraw(n)為時(shí)域初始信道估
計(jì)序列，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度，C(n)為長(zhǎng)度等于NFFT的窗口函數(shù)。 此外，確定模塊3可用于根據(jù)以下公式確定得到RS的功率遲延譜PPDP (n) = hCIK (n) con j (hCIK (n)) ， 0《n《NFFT_1 ， 其中，PPDP(n)為第n個(gè)時(shí)域采樣點(diǎn)處的能量值，haK(n)為加權(quán)后得到的時(shí)域信道
沖擊響應(yīng)序列，conj為共軛運(yùn)算，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度。 并且，確定模塊3還可用于根據(jù)以下公式得到RS的頻域相關(guān)函數(shù) 綜上所述，借助于本發(fā)明的技術(shù)方案，通過(guò)根據(jù)RS的實(shí)際狀況得到相應(yīng)的Wiener
濾波系數(shù)，使得信道估計(jì)過(guò)程能夠更好地基于RS進(jìn)行，避免了由于采用固定Wiener濾波系
數(shù)導(dǎo)致信道估計(jì)過(guò)程不能適應(yīng)實(shí)際環(huán)境的變化的問(wèn)題，能夠有效提高信道估計(jì)的性能和準(zhǔn)確度。 以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精 神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
一種信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法，用于基于維納濾波技術(shù)實(shí)現(xiàn)信道估計(jì)，其特征在于，所述方法包括將提取的參考信號(hào)的信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí)域，得到所述參考信號(hào)的時(shí)域初始信道估計(jì)序列；對(duì)所述時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)，得到所述參考信號(hào)的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列；根據(jù)所述時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列得到所述參考信號(hào)的功率遲延譜，并根據(jù)所述功率遲延譜得到所述參考信號(hào)的頻域相關(guān)函數(shù)；對(duì)所述頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行歸一化處理，并根據(jù)歸一化的所述頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行維納濾波計(jì)算，得到最終信道估計(jì)結(jié)果。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，根據(jù)以下公式將提取的所述參考信號(hào)的 信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí)域hraw(n) = 7^=S!ST—1 Hraw(k) eJ2-k/NFFT, q《n《Nff廠l其中，hMW(n)為所述時(shí)域初始信道估計(jì)序列，k為子載波序號(hào)，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，根據(jù)以下公式對(duì)所述時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)hCIK(n) = hraw(n) C(n) ，0《n《NFFT_1，其中，heiK(n)為加權(quán)后得到的所述時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列，hraw(n)為所述時(shí)域初始信 道估計(jì)序列，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度，C(n)為長(zhǎng)度等于NFFT的窗口函數(shù)。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，所述窗口函數(shù)的種類包括以下之一 矩形 窗口函數(shù)、海明窗口函數(shù)、海寧窗口函數(shù)、三角窗口函數(shù)。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，根據(jù)以下公式得到所述參考信號(hào)的功率遲延譜PpDp(n) = hCIK(n) conj (hCIK(n)) ，0《n《NFFT—1，其中，PPDP(n)為第n個(gè)時(shí)域采樣點(diǎn)處的能量值，haK(n)為加權(quán)后得到的所述時(shí)域信道 沖擊響應(yīng)序列，conj為共軛運(yùn)算，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述參考信號(hào)的頻域相關(guān)函數(shù)為 <formula>formula see original document page 2</formula>其中，corr' (k)為所述參考信號(hào)的頻域相關(guān)函數(shù)，k為子載波序號(hào)，PPDP(n)為第n個(gè) 時(shí)域采樣點(diǎn)處的能量值，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度，real為取實(shí)部計(jì)算。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，歸一化的所述頻域相關(guān)函數(shù)為 corrnew (k) = corr' (k) /corr' (0) ， 0《k《NFFT_1 ，其中，k為子載波序號(hào)，corrnew(k)為歸一化的所述頻域相關(guān)函數(shù)。
8. —種信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)裝置，用于基于維納濾波技術(shù)實(shí)現(xiàn)信道估計(jì)，其特征在于，所述 方法包括轉(zhuǎn)換模塊，用于將提取的參考信號(hào)的信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí)域，得到所述參考信號(hào)的 時(shí)域初始信道估計(jì)序列；加權(quán)模塊，用于對(duì)所述時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)，得到所述參考信號(hào)的時(shí)域信 道沖擊響應(yīng)序列；確定模塊，用于根據(jù)所述時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列確定所述參考信號(hào)的功率遲延譜，并 用于根據(jù)所述功率遲延譜確定所述參考信號(hào)的頻域相關(guān)函數(shù)；信道估計(jì)模塊，用于對(duì)所述頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行歸一化處理，并根據(jù)歸一化的所述頻域 相關(guān)函數(shù)進(jìn)行維納濾波計(jì)算，得到最終信道估計(jì)結(jié)果。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的裝置，其特征在于，所述轉(zhuǎn)換模塊用于根據(jù)以下公式將提取 的所述參考信號(hào)的信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí)域<formula>formula see original document page 3</formula>其中，hMW(n)為所述時(shí)域初始信道估計(jì)序列，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度。
10. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的裝置，其特征在于，所述加權(quán)模塊用于根據(jù)以下公式對(duì)所述 時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)<formula>formula see original document page 3</formula>其中，heiK(n)為加權(quán)后得到的所述時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列，hraw(n)為所述時(shí)域初始信 道估計(jì)序列，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度，C(n)為長(zhǎng)度等于NFFT的窗口函數(shù)。
11. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的裝置，其特征在于，所述確定模塊用于根據(jù)以下公式確定得 到所述參考信號(hào)的功率遲延譜<formula>formula see original document page 3</formula>其中，PPDP(n)為第n個(gè)時(shí)域采樣點(diǎn)處的能量值，haK(n)為加權(quán)后得到的所述時(shí)域信道 沖擊響應(yīng)序列，conj為共軛運(yùn)算，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度。
12. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的裝置，其特征在于，所述確定模塊得到的所述參考信號(hào)的頻 域相關(guān)函數(shù)為<formula>formula see original document page 3</formula>其中，corr' (k)為所述參考信號(hào)的頻域相關(guān)函數(shù)，PPDP(n)為第n個(gè)時(shí)域采樣點(diǎn)處的 能量值，NFFT為傅立葉變換長(zhǎng)度，real為取實(shí)部計(jì)算。
13.根據(jù)權(quán)利要求8所述的裝置，其特征在于，所述信道估計(jì)模塊得到的歸一化的所述 頻域相關(guān)函數(shù)為<formula>formula see original document page 3</formula>其中，corr旨(k)為歸一化的所述頻域相關(guān)函數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)了一種信道估計(jì)的實(shí)現(xiàn)方法和裝置，該方法包括將提取的參考信號(hào)的信道估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到時(shí)域，得到參考信號(hào)的時(shí)域初始信道估計(jì)序列；對(duì)時(shí)域初始信道估計(jì)序列進(jìn)行加權(quán)，得到參考信號(hào)的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列；根據(jù)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列得到參考信號(hào)的功率遲延譜，并根據(jù)功率遲延譜得到參考信號(hào)的頻域相關(guān)函數(shù)；對(duì)頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行歸一化處理，并根據(jù)歸一化的頻域相關(guān)函數(shù)進(jìn)行維納濾波計(jì)算，得到最終信道估計(jì)結(jié)果。本發(fā)明通過(guò)能夠根據(jù)RS的實(shí)際狀況得到相應(yīng)的Wiener濾波系數(shù)，使得信道估計(jì)過(guò)程能夠更好地基于RS進(jìn)行，避免了由于采用固定Wiener濾波系數(shù)導(dǎo)致信道估計(jì)過(guò)程不能適應(yīng)實(shí)際環(huán)境的變化的問(wèn)題，能夠有效提高信道估計(jì)的性能和準(zhǔn)確度。
文檔編號(hào)H04L25/03GK101702696SQ200910241220
公開(kāi)日2010年5月5日 申請(qǐng)日期2009年11月25日 優(yōu)先權(quán)日2009年11月25日
發(fā)明者鐘偉 申請(qǐng)人:北京天碁科技有限公司