專利名稱：無線信道估計器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在無線系統(tǒng)中實現(xiàn)的無線信道估計領(lǐng)域，例如，利用多發(fā)射天線的移
動通信系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
例如，無線信道估計用于傳統(tǒng)的移動通信系統(tǒng)中，其中已知的符號，也叫做參考或 者導(dǎo)頻符號，從發(fā)射器發(fā)射給接收器，接收器基于參考符號的信息來估計無線信道。由于接 收器知道參考符號何時及如何被發(fā)射，無線信道可以被估計，并且基于無線信道估計，數(shù)據(jù) 可以在消除或者降低無線信道的影響的情況下被檢測。 使用多發(fā)射和接收天線的系統(tǒng)，如已知的多輸入多輸出(MIM0 = Multiplelnput Multiple Output)系統(tǒng)，保證信道容量的有效增益，參見I..E.Telatar， C即acity of Multi—Ante皿a Gaussian Channels, European Trans. Telecomm皿.，vol. 10， pp. 585—595， 1999年11月，以及G. J. Foschini禾口 M. J. Gans， On Limits ofWireless Communications in a Fading Environment when using MultipleAntennas， Wireless Personal Communications, vol. 6， pp. 311-335， 1998年。 與正交頻分復(fù)用(OFDM = Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 一起，MIM0-0FDM是，例如，為無線局域網(wǎng)(WLAN = Wireless Local AreaNetwork)標(biāo)準(zhǔn) IEEE 802. lln選擇的，參見R. Van Nee， V. K. Jones， G. Awater， A. Van Zelst， J. Gardner和 G.Steele, The 802.lln MIM0-0FDM standard forwireless LAN and beyond, Wireless Personal Communications, vol. 37， pp. 445-453， 2006年5月，以及為超3G(B3G， beyond 3rd generation)移動通信系統(tǒng)選擇的，參見M. Tanno， Y. Kishiyama， N.Miki， K. Higuchi 禾口 M. Sawahashi， Evolved UTRA-physical layer overview, in Proc. IEEE Workshop SignalProcessing Advances Wireless Commun. (SPAWC 2007)， Helsinki, Finland, pp. 1-8,2007年6月。 通過多路徑衰減信道發(fā)射無線信號，接收到的信號將具有未知的幅度和相位變 化。為了相干檢測接收到的信號，精確的信道估計是必要的。最常見的獲得信道狀態(tài)信息 的技術(shù)是通過導(dǎo)頻輔助信道估計(PACE = Pilot Aided ChannelEstimation)，其中，利用已 知發(fā)射資源作為已知時隙或者頻率，稱為導(dǎo)頻，將已知訓(xùn)練符號與數(shù)據(jù)復(fù)用。如果導(dǎo)頻的間 隔充分接近于滿足采樣定理，則信道估計和對整個數(shù)據(jù)序列的內(nèi)插是可能的。在上下文中， 術(shù)語間隔是指時間間隔以及頻率間隔。導(dǎo)頻符號的分離一般選擇小于無線信道的相干時間 或者相干帶寬，使得在時域和/或頻域的兩個導(dǎo)頻符號之間的內(nèi)插是可能的。
通過時域采樣的一維(ID = One Dimensional)信號流內(nèi)插的信道估計例如是由 Cavers提出的，參見J. K. Cavers， An Analysis of Pilot Symbol AssistedModulation for Rayleigh Fadding Channels, IEEE Trans. Vehic. Technol. ，vol. VT_40，pp.686-693， 1991年11月。對于OFDM，接收到的信號是二維(2D = TwoDimensional)相關(guān)的，即時間 和頻率，允許通過在時間和頻率上的內(nèi)插進行2D信道估計，參見P.H3her， S. Kaiser和P. Robertson, Pilot—Symbol—Aided Cha皿elEstimation in Time and Freq uency， in Proc. Communication Theory Mini_Conf. (CTMC) within IEEE Global Telecomm皿.Conf. (Globecom' 97) ， Phoenix， USA， pp.90-96，1997。 由于多個信號同時被不同的發(fā)射天線發(fā)射，相干檢測要求在接收器對所有發(fā)射 天線的信號進行精確信道估計。如果發(fā)射天線相互不相關(guān)，被導(dǎo)頻符號消耗的資源與發(fā) 身寸天線的數(shù)量成比仔ijt也i:曾長，比較G.Auer， Analysis ofPilot—Symbol Aided Channel Estimation for OFDM Systems with MultipleTransmit Antennas, in Proc. IEEE Int. Conf. Commun. (ICC 2004) ， Paris, France, pp. 3221-3225， 2004年6月，如圖9所示。
圖9顯示了傳統(tǒng)的導(dǎo)頻設(shè)計方案。2維導(dǎo)頻柵格以每一個發(fā)射天線被分配一個正 交導(dǎo)頻柵格的方式應(yīng)用于MIM0-0FDM系統(tǒng)。圖9顯示了三個發(fā)射天線910,920和930。通 過這三個發(fā)射天線中的每一個，正交導(dǎo)頻柵格被發(fā)射，由圖9中發(fā)射天線的左手邊所示的 發(fā)射資源層來指示。發(fā)射資源層被沿著時間維度和頻率維度劃分為為柵格。例如，在發(fā)射天 線930上發(fā)射的層940，包括沿頻率軸指示的多個子載波，以及沿時間軸指示的多個時隙， 由卡笛爾坐標(biāo)系(Cartesian coordinate sytem)950定義。 不同顏色的方塊，其中圖例舉例說明了相關(guān)的設(shè)置，指示了在發(fā)射柵格中的發(fā)射 類型?？瞻追綁K對應(yīng)于不發(fā)射，灰色方塊對應(yīng)于數(shù)據(jù)發(fā)射，黑色方塊對應(yīng)于導(dǎo)頻或者參考符 號發(fā)射。如從層940中所見，導(dǎo)頻符號具有沿著時間軸的間隔A，沿著頻率軸的間隔Df，以 及沿著空間軸的間隔Ds，即，在傳統(tǒng)的方案中，導(dǎo)頻符號在每一個發(fā)射天線上發(fā)射。這提供 了一個缺點，導(dǎo)頻符號消耗了大量的發(fā)射資源，從而發(fā)射資源不能有效地利用。
另一方面，天線之間的空間相關(guān)可以被利用以提高信道估計的精確度，參 見M. Stege， P. Zillma皿禾口 G. Fettweis， MIM0 Channel Estimation withDimension Reduction, in Proc. Int. Symp. Wireless Pers. Multimedia Commun. (WPMC2002) ，Hawaii, USA，2002年10月。 H.Miao 禾口 M. J.Juntti， Space-Time Channel Estimation and PerformanceAnalysis for Wireless MIM0—0FDM System With Spatial Correlation, IEEETrans. Vehic. Technol. ，vol. 54，pp. 2003-2016,2005年11月，公開了在接收天線陣列 相關(guān)的多輸入多輸出(MIM0)正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的信道估計。提出了一種兩步信 道估計算法。首先，通過利用具有循環(huán)結(jié)構(gòu)的特殊訓(xùn)練信號提出了基于時間延遲和空間特 征估計的迭代積分最大似然。信道脈沖響應(yīng)值向量的接收空間相關(guān)矩陣被表示為空間特 征、時間延遲和脈沖整形濾波器的函數(shù)。 基于最小均方誤差信道估計器的聯(lián)合時空(JST， joint spatio-temporal)濾波由 空間相關(guān)的優(yōu)點導(dǎo)出。另外，信道估計誤差對相關(guān)MM0信道上的空時塊編碼0F匿系統(tǒng)的 比特誤差概率性能的影響被導(dǎo)出。時間延遲估計中的克拉末-雷奧(Cramer-Rao)下限被 提供為性能比較的基準(zhǔn)。提出的算法的性能可基于分析和計算機仿真來闡明。與時間濾波 相比，JST信道估計器獲得均方誤差增益。這也使得節(jié)約了導(dǎo)頻符號功率電平。
其它相關(guān)的現(xiàn)有技術(shù)可以在以下文獻中找到J.Wang和K.Araki， PilotSymbol Aided MAP-Based 3D Channel for Multi-User M頂0-0FDM Systems, IEICE Trans. Commun. ， vol. E89_B， pp. 801-808， 2006年3月，以及J. _W. Choi禾口 Y. _H. Lee， Complexity—Reduced Channel Estimation in Spatially CorrelatedMIMO—OFDMSystems, IEICE Trans. Commun. ， vol. E90_B， pp. 2609-2612， 2007年9月。然而，應(yīng)用多天線 可達到的增益的大部分可能會被增加的導(dǎo)頻開銷抵消了，尤其當(dāng)發(fā)射天線的數(shù)量較大時。
D. Hammarwall禾口 B. Ottersten， Spatial Transmit Processing usingLong-Term Channel Statistics and Pilot Signaling on Selected Antennas, in Proc. ASIL0MAR Conference on Signals, Systems&Computers， Pacific Grove， USA， 2006年11月，考慮了 基于導(dǎo)頻符號生成信道質(zhì)量指示(CQI)反饋給發(fā)射器，其被插入發(fā)射天線的子集。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種在MIM0無線系統(tǒng)中利用導(dǎo)頻符號進行信道估計的更有 效的概念。 通過根據(jù)第1方面的一種無線信道估計器、根據(jù)第2方面的一種估計方法、根據(jù)第 3方面的一種發(fā)射器、根據(jù)第4方面的一種發(fā)射方法和根據(jù)第5方面的一種系統(tǒng)來達到目 的。 本發(fā)明是基于以下發(fā)現(xiàn)通過利用空間信道的相關(guān)來進行空間無線信道估計，可 以使得在空間相關(guān)信道上發(fā)射的針對MMO-OF匿的導(dǎo)頻輔助信道估計(PACE)更有效。通 過內(nèi)插的信道估計的原則可以擴展到空間域。當(dāng)發(fā)射天線的信道響應(yīng)相互相關(guān)時，對每一 個發(fā)射天線來說，可以不插入導(dǎo)頻符號，并且導(dǎo)頻符號的發(fā)射資源可被節(jié)省，有利于增強數(shù) 據(jù)和系統(tǒng)容量。本發(fā)明的一個發(fā)現(xiàn)是，信道估計可被3維(3D = Three Dimensional)地執(zhí) 行，例如通過在時間、頻率和空間上的內(nèi)插。 本發(fā)明是基于以下發(fā)現(xiàn)空間相關(guān)可以比如為了在估計的空間無線信道之間內(nèi)插 而被利用。換句話說，在MM0無線信道的空間維度上，內(nèi)插和/或預(yù)測和/或推斷可用于 估計某個位置上的空間無線信道，在該位置上沒有提供參考符號，但是相鄰空間無線信道、 即位于相鄰位置處的無線信道是已知的，并且已知可被相關(guān)或關(guān)聯(lián)。 本發(fā)明的另一個發(fā)現(xiàn)是，導(dǎo)頻輔助信道估計可以用于在空間相關(guān)信道上發(fā)射的 MIM0-0FDM。實施例可以通過在空間域中的內(nèi)插來擴展信道估計的原則。實施例可以提供 更高的系統(tǒng)效率的優(yōu)點，可以通過使用相互相關(guān)的發(fā)射天線的信道響應(yīng)知識來實現(xiàn)。于是， 由于為估計無線信道所必需的導(dǎo)頻符號較少，從而節(jié)約了發(fā)射資源。換句話說，根據(jù)本發(fā)明 的實施例，導(dǎo)頻符號可以不被插入每一個發(fā)射天線，即，導(dǎo)頻柵格可以適應(yīng)空間無線信道可 被內(nèi)插的方式。 實施例可以執(zhí)行在時間、頻率和空間上的3維內(nèi)插。換句話說，當(dāng)導(dǎo)頻符號從一個 位置或者發(fā)射天線提供到不同于第一個位置或者發(fā)射天線的另一個位置或者發(fā)射天線時， 可以基于已知的相關(guān)來估計信道。 發(fā)射天線間的空間相關(guān)可通過實施例而被利用以降低導(dǎo)頻開銷。導(dǎo)頻符號可以僅 被插入選擇出的發(fā)射天線的子集中。換句話說，如果在一組發(fā)射天線上的信道響應(yīng)是已知 的，則空間相關(guān)可被利用以保持所有發(fā)射天線的信道響應(yīng)，例如，通過內(nèi)插的方法。在另一 些實施例中，也可以采用預(yù)測和/或推斷的方法。通過在時間和頻率上的內(nèi)插的信道估計 可以通過本發(fā)明的實施例擴展為在空間域中的內(nèi)插，例如，導(dǎo)致了 3維的導(dǎo)頻輔助信道估 計。 與傳統(tǒng)導(dǎo)頻柵格相比，實施例可以提供更小的導(dǎo)頻開銷的優(yōu)點，例如，對于MIM0-0FDM系統(tǒng)，其中一個2維導(dǎo)頻柵格可以被插入到每一個發(fā)射天線。在實施例中利用3
維導(dǎo)頻柵格可以顯著減小導(dǎo)頻開銷，尤其是當(dāng)發(fā)射天線的數(shù)量較大時。
于是實施例也可以提供能夠利用空間相關(guān)來靈活地支持大量發(fā)射天線的優(yōu) 點。由于空間相關(guān)涉及足夠窄的角展度(angular spread)或者分離角(AoD = Angle of D印arture)，例如可以在諸如具有僅僅2個導(dǎo)頻柵格的LTE (LTE = Long Term Evolution,長期演進技術(shù))中支持多于四個的發(fā)射天線，參見3GPP TS 36.211 V8. 2. 0， 3rd Generation Partnership Project ;TechnicalSpecification Group Radio Access Network ;Evovled Universal Terrestrial RadioAccess(E-UTRA) ;Physical Channels and Modulation (Release 8) ， tech. r印.，2008年3月。因此，實施例可以提供無需修正LTE 中下行鏈路參考符號的映射而增加發(fā)射天線的數(shù)量的優(yōu)點。 實施例可以進 一 步提供以下優(yōu)點，信道質(zhì)量信息(CQI = Cha皿el Qualitylnformation)和信道狀態(tài)信息(CSI = Channel State Information)在整個頻帶 上是可用的。例如，對于空間預(yù)編碼和鏈路自適應(yīng)，整個頻帶上的CSI或者CQI形式的信道 信息在發(fā)射器處是可用的。實現(xiàn)3維導(dǎo)頻柵格的實施例可以促進接收器處CSI和CQI的帶 寬有效估計，然后可被反饋到發(fā)射器。


本發(fā)明的實施例將利用附圖進行詳細描述，其中
圖IA示意了無線信道估計器的實施例圖IB示意了無線信道估計器的另一個實施例；圖IC示意了空間內(nèi)插的概念；圖2示意了應(yīng)用于實施例的3維導(dǎo)頻擁&格；圖3示意了 0F匿系統(tǒng)的實施例；圖4顯示了角展度的圖解；圖5示意了根據(jù)實施例的鉆石狀空間_-頻率柵格圖6示意了均勻線性天線陣列；圖7示意了當(dāng)考慮本地散射體時的角分布；
圖8示意了仿真結(jié)果；以及圖9示意了現(xiàn)有技術(shù)的2維導(dǎo)頻柵格。
具體實施例方式
圖1A示意了用于估計第一無線信道^以獲得第一無線信道估計^的無線信道
估計器100，第一無線信道hi包含于多輸入多輸出(MIM0 = Multiple InputMultiple Output)無線信道中，該MM0無線信道在至少第一發(fā)射天線1X、第二發(fā)射天線Tx2和接收 天線Rx之間延伸，第一無線信道^在第一發(fā)射天線TXl和接收天線Rx之間延伸。無線信 道估計器100包括用于接收由第二發(fā)射天線Tx2發(fā)射的參考符號的裝置110。在實施例中， 用于接收的裝置110可以包含接收天線Rx或者一個或多個接收天線，以及用于接收和檢測
參考符號的裝置。無線信道估計器100包括用于基于參考符號估計第二無線信道/;，的裝置120，第二無線信道h2在第二發(fā)射天線Tx2和接收天線Rx之間延伸。該無線信道估計器進 一步包括用于基于MMO無線信道的空間特性來處理第二無線信道的估計/^以獲得第一無
線信道估計/^的裝置130。 雖然，第一和第二無線信道^和h2可能是不同的，在實施例中，已知的空間特性允 許用于處理的裝置130獲得第一無線信道估計^ 。 MIMO無線信道的空間特性在如下方面可對應(yīng)于關(guān)于空間相關(guān)特性的知識，例如， 天線的空間相關(guān)函數(shù)或者相關(guān)矩陣、自相關(guān)矩陣或者任何確定第一和第二空間無線信道^ 和h2之間的連接或依從關(guān)系的耦合測量。在實施例中，用于處理的裝置130可以基于第二
無線信道估計《和空間特性的知識對第一無線信道^執(zhí)行預(yù)測和/或推斷。換句話說，實施
例可以利用預(yù)測和/或推斷的方法進行空間信道估計。在其他實施例中，內(nèi)插裝置可以被 利用。 圖1B示意了另一個無線信道估計器100的實施例，其中與圖1A中相似的部件具 有相似的附圖標(biāo)記。在圖1B描述的實施例中，第三發(fā)射天線TX3被引入以用于通過在發(fā)射 天線Tx3和接收天線Rx之間延伸的第三發(fā)射信道h3發(fā)射另一個參考符號。在圖1B描述 的實施例中，用于接收的裝置110適于從第三發(fā)射天線TX3接收另一個參考符號號。而且， 用于估計的裝置120適于基于另一個參考符號估計第三無線信道^ 。更進一步的，在實施例
中，用于處理的裝置130適于基于MMO無線信道的空間特性來處理第二無線信道估計《和
第三無線信道估計《以獲得第一無線信道估計^ 。 在實施例中，如圖1B所示，涉及發(fā)射天線1X的MMO無線信道的空間子信道^可 以基于兩個相鄰信道估計而被估計。在實施例中，這可以用內(nèi)插的方法實現(xiàn)。換句話說，在 實施例中，用于處理的裝置130適于在第二無線信道估計《和第三無線信道估計;之間進
行內(nèi)插以便獲得第一無線信道估計^。 圖1C示意了實施例中由用于處理的裝置130可能執(zhí)行的內(nèi)插。圖1C在頂部顯 示了三個發(fā)射天線TXl，Tx2和T&，其中第一發(fā)射天線TXl位于其他兩個發(fā)射天線Tx2和Tx3
之間。根據(jù)上述內(nèi)容，假設(shè)對于第二和第三無線信道的無線信道估計《和^是可獲得的。圖
1C顯示了兩個視圖，一個關(guān)于復(fù)數(shù)信道估計A的幅度
，另一個關(guān)于復(fù)數(shù)信道估計的幅角
arg(/0。在圉lC中，兩個視圖在它們的橫坐標(biāo)上沿著H個發(fā)射天線的延伸顯示了空間維度。
換句話說，在實施例中，可假定發(fā)射天線的均勻線性陣列，發(fā)射天線的空間信道估計可以通 過其相鄰天線的信道估計的內(nèi)插來確定。 圖1C示意了具有線性內(nèi)插的實施例，也就是已估計的無線信道的信道估計可以 線性地連接，并且中間天線的內(nèi)插值可以從相應(yīng)的與待估計的無線信道的幅度和幅角有關(guān) 的視圖中讀出。 圖2示意了用于實施例中的三個發(fā)射天線210,220和230的導(dǎo)頻柵格。圖2頂部 顯示了導(dǎo)頻柵格層240。圖2中的維度通過坐標(biāo)系250確定。相應(yīng)于圖9的描述，圖2在圖標(biāo)240中顯示了通過發(fā)射天線230發(fā)射的發(fā)射資源。再一次，空白的方塊指示空發(fā)射資 源，黑色方塊指示導(dǎo)頻或者參考符號，以及灰色方塊指示數(shù)據(jù)發(fā)射。可以看出，在層240中， 導(dǎo)頻符號在時間維度上具有間隔Dt，在頻率維度上具有間隔Df。圖2示意了兩個更多的層 260和270。 層260示意了通過發(fā)射天線220發(fā)射的信號。從圖2可以看出，在本實施例中沒有 導(dǎo)頻符號通過天線220發(fā)射。這是因為空間間隔Ds比例如圖9所示的傳統(tǒng)系統(tǒng)中的更大。 層270通過發(fā)射天線210發(fā)射，包括具有與層240中一樣的間隔的導(dǎo)頻符號。如圖2所示， 沒有導(dǎo)頻符號在發(fā)射天線220上發(fā)射。然而，由于空間信道是相關(guān)的，因此發(fā)射天線220的 無線信道可以被內(nèi)插。 圖2示意了空間MMO無線信道的相關(guān)的利用帶來的開銷降低。與圖9中所示的 其中2維導(dǎo)頻柵格插入每個發(fā)射天線的傳統(tǒng)MMO-OFDM的導(dǎo)頻柵格相比，圖2中所示的實 施例利用了3維導(dǎo)頻柵格，其中如所示的利用發(fā)射天線220的例子，導(dǎo)頻開銷可以被顯著降 低。要指出的是，系統(tǒng)可利用的發(fā)射天線越多，實施例中的節(jié)約就越大。
在具有充分的空間相關(guān)的實施例中，可以靈活地支持大量的發(fā)射天線。例如，在 LTE中，參見3GPP TS 36.211 V8.2.0，3rd Generation Partnership Project ;Technical Specification Group Radio Access Network ;Evovled UniversalTerrestrial Radio Access (E-UTRA) ;Physical Channels and Modulation (Release8) ， tech. r印.，2008年3 月，多于四個的發(fā)射天線可以由僅僅兩個導(dǎo)頻柵格支持。 從而實施例也可以包括能夠進行MM0無線信道的無線信道估計的發(fā)射器，MM0 無線信道在至少第一發(fā)射天線(Tx》，第二發(fā)射天線(Tx2)和接收天線(Rx)之間延伸，MIMO 無線信道具有相干時間、相干帶寬和相干長度，第一發(fā)射天線(TXl)和第二發(fā)射天線之間的 間隔小于相干長度。 換句話說，MMO無線信道具有時間跨度、即相干時間，在其期滿之后，信道脈沖響 應(yīng)與所述時間跨度之前的信道脈沖響應(yīng)完全獨立或者不相關(guān)。類似地，MIM0無線信道具有 帶寬、即相干帶寬，其中在兩個頻率上的被至少所述帶寬分離的兩個信道脈沖響應(yīng)為完全 獨立或者不相關(guān)的。并且，MMO無線信道具有長度，即空間距離、相干長度，其中在兩個位 置上的被至少所述長度或者距離分離的兩個信道脈沖響應(yīng)為完全獨立或者不相干的。
發(fā)射器的實施例包括用于在第一發(fā)射天線(TXl)上在第一時刻在載波頻率上發(fā)射 第一參考符號的裝置，以及用于在第二發(fā)射天線(Tx2)上在第二時刻在載波頻率上發(fā)射第 二參考符號的裝置，其中第一和第二時刻的分隔大于相干時間，并且在第一和第二時刻之 間，在相干帶寬內(nèi)，在第一發(fā)射天線(TXl)上和在第二發(fā)射天線(Tx2)上的參考符號的發(fā)射 從載波頻率暫停。 換句話說，實施例可以通過在MMO無線信道的相干時間和頻率內(nèi)在一個發(fā)射天 線上對于一個無線信道僅僅提供一個參考符號，利用無線信道的空間特性，例如，在兩個發(fā) 射天線和一個接收天線之間的兩個無線信道的信道脈沖響應(yīng)的已知相關(guān)，其他無線信道可 以基于空間特性而被確定。分別地，實施例可以擴展上述概念到多種發(fā)射和接收天線。
此外，實施例還包括一種能夠?qū)MO(MIMO = Multiple Input MultipleOutput) 無線信道進行無線信道估計的方法，該MIMO無線信道在至少第一發(fā)射天線(TXl)、第二發(fā)射 天線(Tx2)和接收天線(Rx)之間延伸，該MIMO無線信道具有相干時間、相干帶寬和相干長
10度，第一發(fā)射天線(TXl)和第二發(fā)射天線之間的間隔小于相干長度。該方法包括在第一發(fā) 射天線(TXl)上在第一時刻在載波頻率上發(fā)射第一參考符號和在第二發(fā)射天線(Tx2)上在 第二時刻在載波頻率上發(fā)射第二參考符號的步驟。第一和第二時刻之間的間隔大于相干時 間，并且在第一和第二時刻之間，在相干帶寬內(nèi)，在第一發(fā)射天線(TXl)上和在第二發(fā)射天 線(Tx2)上的參考符號的發(fā)射從載波頻率暫停。 如圖2中所示，沿著頻率軸，多個參考符號可被使用。換句話說，在實施例中，每個 發(fā)射天線可以使用多個子載波。在實施例中，用于接收參考符號的裝置iio能夠適于接收 在第一子載波上的參考符號。因此，用于估計第二無線信道的裝置120能夠適于基于第一
子載波上的參考符號來估計第二無線信道《。子載波可以例如是OFmi系統(tǒng)的子載波，一般
它可以是多載波系統(tǒng)中的任何載波。 此外，用于處理的裝置130能夠適于基于MMO無線信道的空間特性處理第二無線 信道的估計《以獲得第二子載波上的第一無線信道估計;，該空間特性例如是相關(guān)特性或
者其他空間依從關(guān)系。第二子載波可以具有與第一子載波不同的頻率，例如可以是OFDM系 統(tǒng)的另一個子載波，一般它可以是多載波系統(tǒng)的任何另一個載波。 換句話說，在實施例中，空間MMO無線子信道可以從不同頻率的信道估計中內(nèi) 插。因此，在實施例中，接收參考符號的裝置110能夠適于接收在第三子載波上的參考符 號。用于處理的裝置130能夠適于處理第二和第三子載波的信道估計以便獲得第一子載波 的信道估計。這可以通過內(nèi)插的方法實現(xiàn)。換句話說，在空間和頻率域中的相關(guān)可以由各 實施例共同使用。 在實施例中，裝置110能夠適于接收多種子載波上的參考符號，所述子載波具有 不同的子載波頻率，并且用于估計的裝置120能夠適于估計多種子載波上的無線信道。用 于處理的裝置130能夠適于基于MMO無線信道的空間特性處理不同子載波的估計以獲得
其上沒有提供參考符號的子載波的第一無線信道估計(A;)。 關(guān)于圖2，從260層上可見，沒有導(dǎo)頻符號可用。換句話說，層260的空間子信道從 圖2的實施例中的層270和240內(nèi)插。然而，層260也包括子載波和時隙。換句話說，在各 實施例中，3維內(nèi)插是可以實現(xiàn)的，例如在空間、頻率和時間域的相關(guān)可以共同使用。
在實施例中，用于接收參考符號的裝置IIO可適于在第一時隙期間接收參考符 號。用于估計的裝置120可適于基于在第一時隙期間接收到的參考符號來估計第二無線信 道，以及用于處理的裝置130可適于基于MM0無線信道的空間特性處理第二無線信道的估 計以便獲得在第二時隙期間的第一無線信道估計。換句話說，在各實施例中，在時間維度和 空間域中的相關(guān)可以共同使用。 因此，用于接收的裝置IIO可適于在第三時隙期間接收另一個參考符號，相應(yīng)地， 用于估計的裝置120可適于在第三時隙期間估計第三無線信道，以及用于處理的裝置130 可適于處理第一和第三時隙的估計以便獲得在第二時隙期間的第一無線信道的估計。再一 次，這可以依據(jù)內(nèi)插來實現(xiàn)。 在實施例中，裝置110可適于在多種時隙中接收參考符號號，并且裝置120可適于 基于在多種時隙中接收到的多種參考符號來估計無線信道。用于處理的裝置130可適于基 于MMO無線信道的空間特性來處理多種無線信道的估計以獲得針對沒有提供參考符號的
11時隙的第一無線信道估計^ 。 換句話說，在各實施例中，用于處理的裝置130可適于在不同的時間內(nèi)、在不同的 位置和在不同的子載波頻率上處理無線信道的估計以便根據(jù)3維柵格來估計或者內(nèi)插在 中間的無線信道。在實施例中，3維柵格可以被維度化以使得重復(fù)導(dǎo)頻符號在域間隔中是 可用的，該域間隔中的至少一個小于各個域相干限制。換句話說，導(dǎo)頻符號可以在時間域內(nèi) 以小于無線信道的相干時間的次數(shù)被重復(fù)，使得可以在時間域中內(nèi)插。換句話說，導(dǎo)頻或者 參考符號的平均時間間隔可以低于相干時間?？蛇x的或附加的，導(dǎo)頻符號可在頻率域內(nèi)在 具有小于無線信道相干帶寬的間隔的頻率或子載波上被重復(fù)，使得可以在頻率域中內(nèi)插。 此外根據(jù)實施例，導(dǎo)頻符號在空間域中在具有小于無線信道相干長度的間隔的位置上被重 復(fù)，使得可以在空間域中內(nèi)插。在實施例中，3維柵格可以是規(guī)則的或者不規(guī)則的，也就是， 在3維的每一個中，參考符號的間隔可以是等距的或者不規(guī)則的。 實施例可以提供帶寬有效的導(dǎo)頻設(shè)計，其可以例如被適用于WINNER (WINNER = Wireless World Initiative New Radio,無線世界計劃新無線)II系統(tǒng)概念的廣域配置 場景，參見IST-4-027756 WINNER II， D6. 13. 10 final CG widearea description for integration into overall system concept and assessment of keytechnologies，2007 年10月。此外，可能的應(yīng)用可以包括LTE-Advanced，其中要求在不增加導(dǎo)頻開銷的情況下 支持多于4個的發(fā)射天線。 此外一個可能的應(yīng)用場景可以是在屋頂之上的配置。在蜂窩網(wǎng)絡(luò)中，天線典型性 地配置在屋頂之上，空間信道展示了窄角展度，其引起在下行鏈路的發(fā)射天線之間的空間 相關(guān)，其可被實施例有益地使用。此外，實施例一般可應(yīng)用于無空間預(yù)編碼的MIM0-0FDM方 案，例如利用了發(fā)射天線的空間相關(guān)的空間多路復(fù)用或者空時塊編碼。
實施例還可以應(yīng)用于利用束(beam)柵格的場景，例如用于WINNER廣域，參見 IST_4_027756 WINNER II， D6. 13. 10 final CG wide area description forintegration into overall system concept and assessment of key technologies,2007年10月，以 及用于LTE閉環(huán)單一用戶MIMO，參見3GPPTS 36. 211V8. 2. 0， 3rdGeneration Partnership Project ;Technical Specification Group Radio AccessNetwork ;Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA) ;PhysicalCha皿els and Modulation (Release 8)， tech.r印.，2008年3月?？赡艿目臻g預(yù)編碼器可以從固定矩陣的集合B =化y.，Bj中 選擇，其中M表示可用預(yù)編碼器的數(shù)量。 然后接收器可以通過接收在未進行空間預(yù)編碼的情況下在全部方向發(fā)射的未加 權(quán)3D普通導(dǎo)頻柵格和與預(yù)編碼器Bm G B相關(guān)聯(lián)的束索引m，容易地確定有效的信道，即包 括空間處理的信道。由于控制信息典型地被全部方向發(fā)射，例如在LTE中說明的，參見3GPP TS 36.211 V8.2.0，3rd Generation PartnershipProject ;Technical Specification Group Radio Access Network ;EvolvedUniversal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels andModulation (Release 8) ， tech. r印.，2008年3月，各禾中各樣的導(dǎo) 頻柵格、也就是專用和普通導(dǎo)頻的插入被有效地避免。因此，導(dǎo)頻開銷進一步降低。
圖3示意了 MIM0-0FDM系統(tǒng)。在左手邊的發(fā)射器，生成3維導(dǎo)頻柵格，也就是在塊 310中，參考符號的柵格在時間、頻率和空間域延伸。然后，生成的3維導(dǎo)頻柵格在空間域 被分離，也就是時間和頻率柵格的層被分配給空間發(fā)射路徑，其通過將實體312和314多路
12復(fù)用來實現(xiàn)。多路復(fù)用實體312和314將生成的3維導(dǎo)頻柵格與發(fā)射數(shù)據(jù)進行多路復(fù)用，
其被標(biāo)注《)...《，)以獲得包括導(dǎo)頻符號;^,)...;^，)的數(shù)據(jù)符號。然后在相應(yīng)的時間域信號
xy…x^"在NT發(fā)射天線330上發(fā)射之前，在塊322和324中執(zhí)行OFDM調(diào)制。 圖3顯示了接收器側(cè)N^接收天線340，其連接于OFDM解調(diào)實體342和344，接收信
號^)...>^)被提供給所述解調(diào)實體并生成頻率域信號}^...^"。兩個解多路復(fù)用實體352
和354從接收的信號中提取導(dǎo)頻符號并將它們提供給信道估計實體360，根據(jù)上述描述該 信道估計實體可以包括無線信道估計器110。 一旦信道估計實體360估計了信道，檢測器和 估計器370可以為發(fā)射的信號確定估計^ …^". 接下來，更詳細的系統(tǒng)和信道模型將被提供。 在下面，如圖3所示的具有NT發(fā)射和^接收天線的MIM0-0F匿系統(tǒng)中的實施例被 考慮。使用的子載波的數(shù)量用N。表示，每一幀的OF匿符號的數(shù)量用L表示。發(fā)射信號向量
x",,..，乂";f通過具有NT個元素的天線陣列發(fā)射，其可以包括或者不包括發(fā)射波束
成形?？偘l(fā)射功率被設(shè)為E {I I I 12} = Ed。 OFDM調(diào)制通過NDFT點(NDFT > N。)反DFT (IDFT， DFT = Discrete FourierTransform，離散傅立葉變換)執(zhí)行，隨后是NeP個樣本的循環(huán)前綴 (CP = CyclicPrefix)的插入。假設(shè)在時間和頻率上有最佳的正交性，第1個OF匿符號塊 和第v個接收天線的子載波n的接收的信號通過下式給出
0《n < Nc- x。h2 + Z丄J; 0《1 < L (1) 0《v < NK 其中Z^w表示零均值且方差為N。的加性高斯白噪聲(AWGN)。通過設(shè)置 NCPTspl> 、^避免了符號間的干擾，其中、^表示信道脈沖響應(yīng)(CIR)的最大延遲。在向 量表示中，OF匿符號1的接收天線v上觀測到的信號可以被方便地表達為
y;v) = X,h")+z" e C^' (2) 維度N。 X NTN。的2D發(fā)射信號矩陣由頻率和空間上的發(fā)射符號組成，用


'h。
表示。同樣地，描述CTF的維度N。NTX 1的2D矩陣通過
「
了
,2
7"
細成。 其為如下形式
給出。最后，N。Xl維噪聲向量由z,二
幀的接收信號由l個ofdm符號組成，y00 =Ly; ,...,y
y(、XhW+zWeC， (3)
其中X = diag[X"… ， XJ ，h-[h,…,h[丫以及z-[《，…,zi了 。
信道傳遞函數(shù)(CTF = Channel Transfer Function)在時間、頻率和空間上相關(guān)。 從發(fā)射天線P發(fā)射到接收天線v的離散CTFH^("'v)通過在頻率f = n/T和時間t = lTsym 上采樣H("'v) (f， t)獲得，其中Tsym = (N。+NCP)Tspl和T = N。Tspl表示具有或者沒有循環(huán)前綴 的OF匿符號持續(xù)時間，并且Tspl是采樣持續(xù)時間。 從發(fā)射天線陣列到接收天線v的復(fù)合CTF由式(1)中的信道向量叱)4//^),...,m^)了來計算。^ik)ii2}=&2=1的標(biāo)準(zhǔn)化平均信道增益被假設(shè)。為了
建立MM0-0F匿系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型，接下來的三個假設(shè)被應(yīng)用，實施例并不局限于此。第一， 考慮了頻率可選的時間變量信道，通過具有q。非零抽頭的抽頭延遲線來建立模型。每一個 信道抽頭q， 1《q《q。，具有相關(guān)聯(lián)的抽頭延遲t q，由Sq個本地散射體組成，對于散射體 s具有多普勒頻率f。,^。第二，基站天線陣列被假定為安裝在屋頂上。在這樣的環(huán)境中，分 離角(AoD) ^，，，1《s《S,，被包含于某個角展度e中，隨后將在圖4中詳細說明，在發(fā)
射天線元素之間引起空間相關(guān)。第三，移動終端接收器被大量的本地散射體包圍。因此，到 達角(AoA) e q,s， 1《s《S,，可以被認為均勻地分布在移動臺周圍。 圖4示意了空間信道模型，尤其是角展度的模型。圖4顯示了具有四個天線402， 404，406和408的均勻線性天線陣列。沖擊和分離信號圍繞具有角展度e的平均角p分布。
根據(jù)這些假設(shè)，信道向量可以被描述為
(4) 其中A,是抽頭q的幅度，"=#代表由載波波長A歸一化的天線間隔。在(4)式
乂
中，多路徑傳播引起的抽頭延遲Tq導(dǎo)致頻率上的變化(子載波索引n)，而由于多普勒效應(yīng) 導(dǎo)致的移動速度所引起的時間變化導(dǎo)致時間上的變化(0F匿符號索引1)。
—個信道抽頭由S,個本地散射體組成，其從發(fā)射天線陣列以角度爐^分離。信道向 量、/v)的空間特性由陣列響應(yīng)a(伊^)確定。對于具有天線間隔d的均勻線性陣列(ULA)的
陣列響應(yīng)，對天線元素P為如下形式
0《U < NTa(〃)(p)-expG'2;rD;Usin爐);D幾 假設(shè)所有NK個接收天線互相不相關(guān)。為了信道估計的目的，接收天線v的信道響 應(yīng)獨立于其他接收天線而生成。因此，以下不再討論接收天線v。根據(jù)這個約定，在子載波 n上的CTF，源于發(fā)射天線ii的0F匿符號1為如下形式
《)=IX exp(-;)I>(，l)eXp(y2"/D,9，,/7;j = W ， (6) 其中g(shù)n,」"[q]說明了由抽頭q組成的CTF的一部分，在(5)式中定義了陣列響 應(yīng)a(") ( )。在相關(guān)接收天線的情況下，信道估計可以被增強，參見H. Miao和M. J. J皿tti， Space—Time Channel Estimation and Performance Analysis forWireless MIM0—0FDM System With Spatial Correlation,IEEE Trans. Vehic. Technol. ，vol. 54，pp. 2003-2016， 2005年11月，J.Wang和K.Arake， Pilot SymbolAided MAP-Based 3D Channel for Multi-User M頂0-0FDM Systems, lEICETrans. Commun. ， vol. E89-B， pp. 801-808， 2006年3 月，以及J. _W. Choi禾卩Y.-H丄ee， Complexity—Reduced Channel Estimation in SpatiallyCorrelatedM頂O-OFDM Systems, IEICE Trans. Commun. ， vol. E90_B， pp. 2609-2612， 2007年9月。 通過利用例如J. -W. Choi和Y. -H. Lee的結(jié)構(gòu)，考慮的估計器可以以直接的方式被 推廣到相關(guān)的接收天線。二階統(tǒng)計量由3維(3D)相關(guān)函數(shù)確定
, △ ,]=五{《)(《二 )*}
(7)
=H』~ 由三個在時間、頻率和空間上獨立的相關(guān)函數(shù)組成。在時間和頻率上的相關(guān)函數(shù) 由W. C. Jakes， Microwave Mobile Communications, Wiley， NY， 1974給出


=J。(2"Amax7;m) (8)
其中fD,MX是最大多普勒頻率，以及J。( )代表零階第一類貝塞爾函數(shù)，并且
= exp(-;2;r、，
其中《=￡[|^卩]。在天線ii禾P ii+Aw
(9)
之間的空間相關(guān)為如下形式
ff/2 exp(72;r￡)~ sin(伊)c/p ，￡> = 丁
(10) 其中^(伊)表示與抽頭延遲Tq相關(guān)聯(lián)的AoD角分布的概率密度函數(shù)pdf(pdf = probability density function)。 由于假設(shè)移動臺被大量的本地散射體包圍著，Rt[ AJ是獨立于信道抽頭q的。另 一方面，測量話動，參見IST-4-027756 W頂NER II，Dl. 1.2 W頂NER IIChannel Models, 2007 年9月，提出空間相關(guān)R^[AJ與信道抽頭q接近相關(guān)。這是由主要反射體的遠距離分離 導(dǎo)致明顯的抽頭延遲Tq的事實物理地促進的。因此，式(7)中的3維相關(guān)函數(shù)可以僅僅 被分離為時間相關(guān)Rt[Aj和頻率-空間聯(lián)合相關(guān)RfjAn， Au]: R[AW， An， AJ = Rt[AjRfs[Ap AJ (11)
其中&=H[a"H,,[△ J (12) —般認為Rf("'v)[An]和Rt("'v)[Aj是嚴格頻帶限制的，參見F.Sanzi和 J. Speidel， An Adaptive Two—Dimensional Channel Estimator for Wireless OFDM withApplication to Mobile DVB-T，IEEE Trans. Broadcasting,vol. 46，pp. 128-133,2000 年6月。也就是說，通過功率延遲特性描述的Rf("'v)[Aj的反傅立葉變換在
范圍內(nèi)非零。
安置于屋頂上的天線陣列的空間相關(guān)的類似特性被觀測到，關(guān)聯(lián)于抽頭延遲T q的本地散
射體在具有角展度9 q的平均AoD小q周圍聚集，如圖4所示。 根據(jù)J. Salz禾口 J. Winters, Effect of fading correlation on adaptive arrays indigital mobile radio, IEEE Trans. Vehic. Technol. ， vol. 43，pp. 1049—1057， 1994年11
月，式(10)和(12)中的積分可以通過假設(shè)在[^-"^,^+,]范圍內(nèi)具有大量S,個均勻分
布的本地散射體來得出。然后概率密度函數(shù)A(伊)可以通過連續(xù)概率密度函數(shù)來近似。
<formula>formula see original document page 16</formula> (13) —萄發(fā)的相關(guān)函數(shù)Rs,q在J.Salz禾口J. Winters, Effect of fading correlation onad即tive arrays in digital mobile radio, IEEE Trans. Vehic. Technol. ， vol. 43， pp. 1049-1057， 1994年11月中的方程(A-19)和(A-20)中給出。 根據(jù)以下的假設(shè)，小角展度可以被近似。由于角展度eq是非常小的，相關(guān)Rq 可以通過如下描述的簡化表達式近似。定義^ = 97 —^均勻分布于范圍pe[-,，l]中。用
si，，和e。spl為小角展度(《<f )調(diào)用三角加法定理，得到
<formula>formula see original document page 16</formula> ^;0^+^1^因為和
然后陣列響應(yīng)(5)可以近似為

<formula>formula see original document page 16</formula>
并且發(fā)射天線P和P+Aw之間的相關(guān)變?yōu)?br> <formula>formula see original document page 16</formula>
(14)
<formula>formula see original document page 16</formula>(15) 導(dǎo)頻輔助信道估計(PACE)被首先引入用于單載波系統(tǒng)，并且要求平坦衰減信道， 參見J. K. Cavers， An Analysis of Pilot Symbol Assisted Modulation forRayleigh Fading Ch靈els， IEEE Trans. Vehic. Technol. ， vol. VT_40， pp. 686_693， 1991年11月。
對于傳統(tǒng)的2維PACE， Np個已知參考符號(導(dǎo)頻)以時間中的Dt和頻率中的 Df的等距導(dǎo)頻間隔插入，參見P,H6her， S. Kaiser，和P. Robertson, Pilot-Symbol-Aided Channel Estimation in Time and Frequeney， in Proc.Communication Theory Mini-Conf. (CTMC)within IEEE Global Telecommun. Conf. (Globecom' 97)， Phoenix， USA， pp. 90-96， 1997年。以前的關(guān)于MIM0-0FDM信道估計空間相關(guān)的工作被利用以提高 信道估計的精確度，參見M. Stege， P. Zillma皿禾口G. Fettweis， MM0 Channel Estimation withDimension Reduction, in Proe.Int. Symp. Wireless Pers. Multimedia Commun.(WPMC2002)， Hawaii, USA， 2002年10月，H. Miao禾P M. J. Juntti， Space-TimeChannel Estimation and Performance Analysis for Wireless MIM0_0FDMSystem With Spatial Correlation, IEEE Trans. Vehic. Technol. ， vol. 54， pp.2003—2016，2005年11 月，J.Wang禾口 K. Araki， Pilot Symbol Aided MAP_Based3D Channel for Multi-User M頂0-0FDM Systems, IEICE Trans. Co匪n. ， vol. E89-B， pp. 801-808， 2006年3月，以 及 J. _W. Choi禾口 Y. _H. Lee， Complexity-Reduced Channel Estimation in Spatially CorrelatedM頂O-OFDM Systems, IEICE Trans. Co匪n. ， vol. E90_B， pp. 2609-2612， 2007年 9月。然而，與這些概念相比，利用了空間內(nèi)插的實施例提供了重要的益處和優(yōu)點，因為在向 上保持信道估計質(zhì)量的同時可以降低導(dǎo)頻開銷。 對于提出的3維(3D)PACE，空間相關(guān)被使用以降低導(dǎo)頻開銷。通過允許在空間 Ds中的導(dǎo)頻間隔，導(dǎo)頻不被插入每一個發(fā)射天線P ;而信道響應(yīng)通過在不同發(fā)射天線的 導(dǎo)頻之間內(nèi)插來獲得，如圖2所示。上述實施例的討論是關(guān)于0F匿的，通過應(yīng)用C. -T. Lam， G. Auer， F. Danilo-Lemoine禾口 D. Falconer, Design of Time and Frequency Domain Pilots for Generalized MulticarrierSystems， in Proc. IEEE Int. Conf. Comm皿.(ICC 2007)， Glasgow, UK， 2007年6月中的結(jié)構(gòu)，3維PACE可以被容易地擴展到廣義多載波波 形，Z. Wang禾口 G. B. Gia皿akis， Wireless Multicarrier Communications-Where Fourier MeetsShannon, IEEE Signal Proc. Mag. ， vol. 17， pp. 29-48， 2000年5月，其包括DFT擴展 0FDM、多載波(MC) CDMA和零值填充(ZP = zero padding) OFDM。 規(guī)則的3維柵格可以在如下文獻中找到Y(jié). Li， Pilot-Symbol-Aided Cha皿elEstimation for OFDM in Wireless Systems, IEEE Trans. Vehic. Technol.， vol. 49， pp.1207-1215， 2000年7月。
—A、=g"0 ;g =《,0，d0 =
—《(0乂_ 其中^ = [^，《,^是導(dǎo)頻索引，在下面描述導(dǎo)頻符號的變量被標(biāo)記為" "。此夕卜， d。= [y。， n。， 1。]T說明了第一導(dǎo)頻相對于
T的移動。僅僅包含導(dǎo)頻的發(fā)射信號序 列通過^^V^;;V表示，其中y ， n和1通過式(16)給出。通常，G的非零非對角元素 組成了非矩形導(dǎo)頻柵格，例如鉆石形柵格，參見J. Choi和Y. Lee， Optimum Pilot Pattern for Channel Estimation in OFDM Systems, IEEETrans. Wireless Commun. ， vol. 4， pp. 2083-2088,2005年9月，或者DVB-T柵格，參見F. Sanzi和J. Speidel， An Ad即tive Two—Dimensional Channel Estimator forWireless OFDM with Application to Mobile DVB-T， IEEE Trans. Broadcasting, vol. 46， pp. 128-133,2000年6月。在式(16)中，參數(shù) Ssf沿著空間域移動導(dǎo)頻。 圖5示意了鉆石形空間_頻率或者空間_時間柵格的實施例。如圖5所示的實施 例利用了四個發(fā)射天線502， 504， 506和508。此外，圖5示意了四個時間_頻率維度化導(dǎo) 頻方案的層512,514,516和518。在圖5中使用的圖解與以上描述的圖2和9中的圖解類 似。因此，黑色方塊表示導(dǎo)頻或者參考符號，空白方框表示空發(fā)射資源。圖5示意了頻率間 隔Df = 4，時間間隔Dt = 5，以及空間間隔Ds = 2。
17
此外，非對角元素被設(shè)置為Ssf = l，形成了鉆石形空間-頻率柵格。為了獲得 來自所有NT發(fā)射天線的信道估計，屬于不同發(fā)射天線的導(dǎo)頻在時間、頻率和/或空間上被 正交地分離，如圖2所示。實現(xiàn)這一點的一種方式是利用式(16)中的cUmodDf #0或者 dstmodDt # 0的條件。在圖5中，來自不同天線元素的導(dǎo)頻通過設(shè)置dsf = 1和dst = 0在頻 率上分離。這提供了摻雜噪聲的式(3)中的3DCTF h的二次采樣形式，其避免了屬于不同發(fā) 射天線的導(dǎo)頻之間的干擾。注意，正交分離導(dǎo)頻存在其他的可能性，但是它們導(dǎo)致更高的復(fù) 雜度和/或至少相同的導(dǎo)頻開銷，參見G. Auer，Analysis of Pilot-Symbol Aided Channel Estimation forOFDM Systems with Multiple Transmit Antennas, in Proc.IEEE Int. Conf. Commun. (ICC 2004) ， Paris, France, pp. 3221-3225， 2004年6月。
然而，3D PACE的實施例也可以被推廣為其他方案，例如相位移動導(dǎo)頻序 列，參見I. Barhumi， G丄eus禾口 M. Moonen， Optimal training design for MIM00FDM systems in mobile wireless channels, Signal Processing, IEEETransactions on， vol. 51， pp. 1615-1624,2003年6月，通過將公開于W. G. Jeon， J. H. Paik和Y. S. Cho， Two Dimensional MMSE(MMSE = Minimum MeanSquare Error)Channel Estimation for OFDM Systems with TransmitterDiversity， in Proc.IEEE Vehic.Technol. Conf. 2001-Fall(VTC' F01)， Atlantic City， USA，2001年10月，G.Auer， Channel Estimation for OFDM Systems withMultiple Transmit Anter皿as by Filtering in Time and Frequency,in Proc. IEEEVehic. Technol. Conf. 2003_Fall(VTC' F03) ，Orlando, USA， 2003年10月中的概念從2維擴展到3維。
分布于時間、頻率和空間的全部NP個導(dǎo)頻根據(jù)下式被插入 W
,/
丄 5
(17) 維度NpXl的接收到的導(dǎo)頻序列y-h+z是式(3)中的3D CTF h的二次采樣形式。 不是所有的導(dǎo)頻都可以用于信道估計。時間上的導(dǎo)頻子集，Mt《Np,t，頻率上的導(dǎo)頻子集， Mf《Np,f，以及空間上的導(dǎo)頻子集，Ms《Np,s，在某些實施例中可以用于信道估計。用6表示 的h的估計可以通過基于3D內(nèi)插的最小均方誤差(匪SE)的方法獲得。
在一個實施例中，假設(shè)發(fā)射信號包括波束成形，xn, i = sn, i、 y其中bn, i表示波束 成形向量，并且Sn,J兌明發(fā)射的符號。然后接收器需要估計有效的信道，即包括用戶特定 波束成形的信道響應(yīng)，/^/= <,11 ,,。如果波束成形向量在接收器處已知，則有效信道通過
A# :b:A^確定，其中^是h^的估計。這是固定波束成形的情況，其中bml是從一些預(yù)定 義向量中選擇的。這個場景可以應(yīng)用于例如3GPP LTE Standard 3GPP TS 36.211 V8. 2. 0， 3rd Generation PartnershipProject ;Technical Specification Group Radio Access Network ;EvolvedUniversal Terrestrial Radio Access (E-UTRA) ;Physical Channels and Modulation (Release 8) ， tech. r印.，2008年3月。 在實施例中，用于處理的裝置130能夠適于進行維納(Wiener)濾波。用于處理的 裝置130能夠適于基于3維維納濾波器處理第二無線信道的估計4 ，其中，3維維納濾波器 是基于在時間、頻率和空間維度上的3維交叉相關(guān)。在更進一步的實施例中，用于處理的裝 置130可以適于根據(jù)三個一維維納濾波器并基于MM0無線信道的空間特性處理第二無線
18信道的估計^ ，一個維納濾波器是基于時間域中的相關(guān)特性， 一個維納濾波器是基于頻率 域中的相關(guān)特性而一個維納濾波器是基于空間域中的相關(guān)特性，如MIMO無線信道的空間 特性。 維納內(nèi)插濾波器(WIF = Wiener Interpolation Filter)由一個FIR濾波器實現(xiàn)， w[ y ， n， 1]具有M = MtMfMs個抽頭。子載波n， 0F匿符號1和發(fā)射天線y的CTF估計由下 式給出=w、〃，"，w - o"萃y:; y (is) WIFW^，""]^r^"^，"，。最小化了在要求的響應(yīng)U和經(jīng)過濾波的輸出^
之間的均方誤差，假定接收到的導(dǎo)頻序列y 接收的導(dǎo)頻的3D自相關(guān)矩陣-由r =R十^j組成，其中r—=^hh 是在
y， ；" 0 hhL J
導(dǎo)頻位置上的除去AWGN項的CTF的自相關(guān)矩陣，并且I表示單位矩陣，所有維度為MXM。 ^;的第i行第j列可以被表示為
乂 = //2 + A "2 + /2
其中R[ ]表示式(7)中定義的3維相關(guān)函數(shù)c
(19)
3維交叉相關(guān)函數(shù)r" = 表示在 和要求的響應(yīng)Hn "之間的交
叉相關(guān)。r二[一，"^的第i個元素指定了導(dǎo)頻符號i的CTF和要求的響應(yīng)Hn,^"之間的相
關(guān)，為如下形式 <formula>formula see original document page 19</formula>
(20) 由三個一維(ID)估計器組成的被稱作3X1D PACE的級聯(lián)信道估計器可以如 如下提議來實施，J. _W. Choi禾口 Y. _H. Lee， Complexity—Reduced ChannelEstimation in Spatially Correlated M頂0-0FDM Systems, IEICE Trans. Commun. ， vol. E90_B， pp. 2609-2612， 2007年9月。在這種情況下，導(dǎo)頻符號可從所有發(fā)射天線在相干時間和帶寬 內(nèi)獲得。在一個實施例中，裝置130能夠適于將3維內(nèi)插分離為三個一維內(nèi)插。將3D估計 器(18)分離為三個1D估計器要求分離3D相關(guān)函數(shù)(11)為三個1D分量，其僅僅以用下式 近似 <formula>formula see original document page 19</formula>
(21) 由于頻率-空間相關(guān)(12)的精確分離是不可能的，因此通過上述近似，在實施例 中3X1D PACE的性能將有一定的降低。 3X1D PACE的可計算的有效實施方式是通過具有模型失配的維納內(nèi)插濾波器(WIF)，也就是用于處理的裝置130適于根據(jù)維納濾波器進行處理的實施例。根據(jù) P.Hfiher， S. Kaiser，禾口 P. Robertson, Pilot-Symbol-Aided Cha皿elEstimation in Time and Frequency, in Proc. Communication Theory Mini_Conf. (CTMC)within IEEE Global Teleco匪n. Conf. (Globecom， 97) ， Phoenix, USA， pp. 90-96， 1997年，在頻率和時間上的濾 波系數(shù)可以假設(shè)均勻分布的功率延遲特性和多普勒功率譜，在
和[_fD,w，fD,w]范圍 內(nèi)非零而生成。此外，濾波器輸入L處的平均SNR被要求為其必須大于或者等于實際平 均SNR，所以yw > y。。 在空間域，假設(shè)在平均AoD (K周圍的角展度、之內(nèi)具有均勻的角分布，即
伊1
。假設(shè)有大量的本地散射體，角分布可以通過連續(xù)的概率密度函數(shù)近
似<formula>formula see original document page 20</formula>
其它
角展度和平均AoD通過下式確定
(22) <formula>formula see original document page 20</formula>
(23)其中P隨=rnax^ %,j,min = ming，， ^.,表示最大和最小的AoD 。
根據(jù)J. Salz禾口 J. Winters, Effect of fading correlation on adaptive arrays indigital mobile radio, IEEE Trans. Vehic. Technol. ， vol. 43，pp. 1049—1057， 1994年11 月，天線元素y禾P P+Aw之間的空間相關(guān)函數(shù)(10)生成 <formula>formula see original document page 20</formula> <formula>formula see original document page 20</formula>
<formula>formula see original document page 20</formula>A:=0
(25)
其中D = ^ ，以及Jk代表第一類k階貝塞爾函數(shù)。 <formula>formula see original document page 20</formula> 為了生成濾波系數(shù)，平均AoD (K和角展度、需要被估計。 圖6顯示了具有天線602、604、606和608的均勻線性陣列的圖解。如圖6中指示 的，天線元素具有間隔D。圖6也指示了從天線元素602和608沖擊出的參考符號，也就是， 在當(dāng)前情況下空間間隔Ds等于3。此外，圖6還指示了從角e的沖擊出的平波。
圖7示意了 A的功率密度函數(shù)，即角域中的歸一化功率分布或者換句話說，本地 散射體的角分布的測量。與時間和頻率的采樣定理類似，參見F. Sanzi和J. Speidel， An Adaptive Two—Dimensional Channel Estimator for Wireless OFDMwith Application to Mobile DVB-T， IEEE Trans. Broadcasting, vol. 46， pp. 128-133， 2000年6月，存在空間上 的最大導(dǎo)頻間隔，對其的空間陣列響應(yīng)(5)可以被重建。為了確保這一點，每一個AoD伊，必須具有唯一的二次采樣陣列響應(yīng)被考慮，如圖6中描述的那樣，
<formula>formula see original document page 21</formula>
其中向上取整運算符「/]表示等于或小于x的最小整數(shù)。假設(shè)AoD根據(jù)式(23)分
布，相等長度A-sinp的分布可以通過功率密度函數(shù)描述
<formula>formula see original document page 21</formula>
因為A-sinp以2為周期，空間假頻(alias)被隔開1/(DDS)觀測至lj，
如圖7中所示。式(5)中的陣列響應(yīng)
在給出式(26)中的
,時可以被很
好的重建，如果角分布P(sin^)不與它的假頻重:
"(伊)
可以從圖7中提取分離的條件
<formula>formula see original document page 21</formula>隔的如下條件 "-<-
I

<formula>formula see original document page 21</formula>
，其中￡> = 二,利用三角加法定理，這轉(zhuǎn)換為空間中的導(dǎo)頻間 義
(28)
關(guān)于最大可允許的導(dǎo)頻間隔，最差的情況下的條件是C0ScK = o，其生成 i) <~_1__ 丄， (29)<formula>formula see original document page 21</formula>
其中，后者的近似應(yīng)用于小角展度4W《n/6。 對于與1) = |相應(yīng)的天線間隔"=|，可以獲得下式<formula>formula see original document page 21</formula>維度1 XM的任意估計器w的MSE可以以一般形式表達
<formula>formula see original document page 21</formula>其中7^f = w" y 。 Mf維度向量Y說明了 一個0F匿符號的接收導(dǎo)頻序列，并且被用
于確定K^和K(^(0。注意，式(31)對于具有或者不具有模型失配的任何估計器w是有效
的。此外，具有降低長度的估計器Mf，可以通過在裝置130的實施例的近似位置插入零而用 于式(31)。 具有Nt = 4個發(fā)射天線的MIM0-0FDM系統(tǒng)基于維納規(guī)范IST-4-027756WINNER II， D6. 13. 14 WINNER II System Conc印t Description, 2007年12月而被考慮。一幀由L = 12 個0F匿符號組成，每一個0F匿符號由Ne = 1024個子載波組成。持續(xù)時間TCP = 128 *T的循環(huán)前綴被利用。信號帶寬是40MHz，其轉(zhuǎn)換為T^ = 25ns的采樣持續(xù)時間。這導(dǎo)致了 循環(huán)前綴為TCP = 3. 2 s的OF匿符號持續(xù)時間Tsym = 35. 97 s。城市移動場景考慮速度 達到50km/h。在5GHz載波頻率，這轉(zhuǎn)換為歸一化最大多普勒頻率fD, maxTsym《0. 0067。由 維納項目指定的典型城市信道模型被考慮為具有35。角展度，參見IST-4-027756 WINNER 11，D1丄2 WINNER II Channel Models, 2007年9月。 對于在時間、頻率和空間上的導(dǎo)頻間隔，Dt = 8、Df = 6和Ds = 2被選擇。此夕卜，1。 =1， n。 = 1和s。 = 0。不同發(fā)射天線的導(dǎo)頻之間的正交性通過設(shè)置式(16)中的dsf = 1 和dst = 0而維持。最后，為了降低邊緣效應(yīng)，S sf = 1的鉆石形空間-頻率柵格在實施例 中使用，如圖5中描述的。 信道估計單元通過具有時間、頻率和空間上的濾波系數(shù)Mt = 2、Mf = 16和Ms = 2 的WIF實現(xiàn)。為了生成濾波系數(shù)，假設(shè)式(19)和(20)中的自相關(guān)和交叉相關(guān)矩陣形式的 二階統(tǒng)計量知識是可獲得的。 圖8顯示了對于具有& = 4個發(fā)射天線和在空間上導(dǎo)頻間隔為Ds = 2的3維PACE
的均方誤差_子載波索引n的仿真結(jié)果。2維PACE的MSE，其不試圖使用空間相關(guān)，為了比
較而顯示。對于MIMO無線信道的四個子信道= 1..4的信道估計，利用實施例獲得的結(jié)
果被顯示在10dB和30dB這兩個Es/N。處，其為符號能量Es除以噪聲密度N。。 圖8中MSE在3維PACE的子載波索引n上繪出。所有發(fā)射天線的信號的MSE通
過所提出的估計器精確地估計。為了比較，不試圖使用空間相關(guān)的傳統(tǒng)2維PACE的MSE也
被繪出?？梢钥闯?維PACE的性能與2維PACE相近，而3維PACE要求的導(dǎo)頻開銷被降低
一半，其證明了本實施例在當(dāng)前場景中節(jié)約了一半的導(dǎo)頻信號發(fā)射資源的優(yōu)點。 取決于本發(fā)明方法的某個實現(xiàn)要求，本發(fā)明的方法可以在軟件上或硬件上實施。
實施方式可以利用數(shù)字存儲媒介，尤其是，存儲了電子可讀控制信號的閃存、磁盤、DVD或
者CD實現(xiàn)，其與可編程計算機系統(tǒng)合作，使得本發(fā)明的方法被實現(xiàn)。 一般地，本發(fā)明因此是
在機器可讀載體上存儲了程序代碼的計算機程序產(chǎn)品，當(dāng)計算機程序產(chǎn)品在計算機上運行
時，程序代碼被操作來實現(xiàn)本發(fā)明的方法。換句話說，本發(fā)明的方法因此是，當(dāng)計算機程序
在計算機或者處理器上運行時，具有執(zhí)行至少一個本發(fā)明方法的程序代碼的計算機程序。
權(quán)利要求
一種用于估計第一無線信道(h1)以獲得第一無線信道估計的無線信道估計器(100)，其中，第一無線信道(h1)被包含于多輸入多輸出無線信道、即MIMO無線信道中，所述MIMO無線信道在至少第一發(fā)射天線(Tx1)、第二發(fā)射天線(Tx2)和接收天線(Rx)之間延伸，第一無線信道(h1)在第一發(fā)射天線(Tx1)和接收天線(Rx)之間延伸，所述無線信道估計器(100)包括裝置(110)，用于接收由第二發(fā)射天線(Tx2)發(fā)射的參考符號；裝置(120)，用于基于所述參考符號估計第二無線信道第二無線信道(h2)在第二發(fā)射天線(Tx2)和接收天線(Rx)之間延伸；以及裝置(130)，用于基于所述MIMO無線信道的空間特性處理第二無線信道估計以獲得第一無線信道估計F2009102214837C0000011.tif,F2009102214837C0000012.tif,F2009102214837C0000013.tif,F2009102214837C0000014.tif
2. 如權(quán)利要求1所述的無線信道估計器(100)，其中用于接收的裝置(110)適于接收 來自第三發(fā)射天線(Tx3)的另一參考符號，并且其中用于估計的裝置(120)適于基于該另一參考符號估計第三無線信道(《)，第三無線信道(h3)在第三發(fā)射天線(Tx3)和接收天線(Rx)之間延伸，并且其中用于處理的裝置(130)適于基于所述MMO無線信道的空間特性處理第二無線信道估計(《)和第三無線信道估計(《)，以獲得第一無線信道估計(()。
3. 如權(quán)利要求2所述的無線信道估計器(IOO)，其中用于處理的裝置(130)適于在第二無線信道估計(必)和第三無線信道估計(^ )之間內(nèi)插，以獲得第一無線信道估計(^ ),其中所述空間特性包括第一和第二無線信道的相關(guān)特性。
4. 如前述權(quán)利要求中任何一項所述的無線信道估計器(IOO)，其中用于接收的裝置 (110)適于在具有第一子載波頻率的第一子載波上接收參考符號，并且其中用于處理第二無線信道估計(《)的裝置(130)適于基于所述MMO無線信道的空間特性處理估計(《),以獲得針對第二子載波的第一無線信道估計(^ )，第二子載波具有與第一子載波不同的頻率。
5. 如前述權(quán)利要求中任何一項所述的無線信道估計器(IOO)，其中裝置(110)適于在 多種子載波上接收參考符號，所述子載波具有不同的子載波頻率，并且其中用于估計的裝 置(120)適于估計多種子載波上的無線信道，并且其中用于處理的裝置(130)適于基于所 述MMO無線信道的空間特性處理不同子載波的估計，以獲得針對其上沒有提供參考符號的子載波的第一無線信道估計(;)。
6. 如前述權(quán)利要求中任何一項所述的無線信道估計器(IOO)，其中用于接收的裝置 (110)適于在第一時隙內(nèi)接收參考符號，并且其中裝置(120)適于在第一時隙內(nèi)基于所述參考符號估計第二無線信道(《),并且其中用于處理的裝置(130)適于基于所述MMO無 線信道的空間特性處理第二無線信道估計(《),以獲得針對第二時隙的第一無線信道估計 (()，第二時隙不同于第一時隙。
7. 如前述權(quán)利要求中任何一項所述的無線信道估計器(100)，其中裝置(110)適于 在多種時隙內(nèi)接收參考符號，并且其中裝置(120)適于基于在多種時隙內(nèi)接收的多種參考 符號估計無線信道，并且其中用于處理的裝置(130)適于基于所述MMO無線信道的空間 特性處理多種無線信道的估計，以獲得針對沒有提供參考符號的時隙的第一無線信道估計(& )。
8. 如前述權(quán)利要求中任何一項所述的無線信道估計器(100)，其中用于處理的裝置 (130)適于基于3維維納濾波器處理第二無線信道估計(《)，該3維維納濾波器是基于時間、頻率和空間維度上的3維交叉相關(guān)。
9. 如前述權(quán)利要求中任何一項所述的無線信道估計器(100)，其中用于處理的裝置 (130)適于根據(jù)三個一維維納濾波器并基于MM0無線信道的空間特性處理第二無線信道估計(《)，一個維納濾波器是基于時間域中的相關(guān)特性，一個維納濾波器是基于頻率域中 的相關(guān)特性，并且一個維納濾波器是基于作為MMO無線信道的空間特性的空間域中的相 關(guān)特性。
10. 如前述權(quán)利要求中任何一項所述的無線信道估計器(100)，其中裝置(110)適于在 等距的時隙、等距的子載波和/或針對等距的發(fā)射天線接收參考符號。
11. 如前述權(quán)利要求中任何一項所述的無線信道估計器(ioo)，其中用于接收的裝置 (110)適于以不規(guī)則的時間間隔、不規(guī)則的頻率間隔和/或不規(guī)則的空間分隔接收參考符號。
12. —種用于估計第一無線信道(h》以獲得第一無線信道估計(A:)的方法，其中，所述第一無線信道(h》被包含于在至少第一發(fā)射天線(Tx》、第二發(fā)射天線(Tx2)和接收天線 (Rx)之間延伸的多輸入多輸出無線信道、即MIMO無線信道中，所述第一無線信道(h》在第 一發(fā)射天線(TXl)和接收天線(Rx)之間延伸，所述方法包括以下步驟 接收由第二發(fā)射天線(Tx2)發(fā)射的參考符號；基于所述參考符號估計第二無線信道(《)，第二無線信道(h2)在第二發(fā)射天線(Tx2) 和接收天線(Rx)之間延伸；基于所述MMO無線信道的空間特性處理第二無線信道估計(《)，以獲得第一無線信道估計(人)。
13. —種使得能夠進行多輸入多輸出無線信道、即MIMO無線信道的無線信道估計的發(fā) 射器，所述MIMO無線信道在至少第一發(fā)射天線(Tx》、第二發(fā)射天線(Tx2)和接收天線(Rx) 之間延伸，所述MMO無線信道具有相干時間、相干帶寬和相干長度，第一發(fā)射天線(TXl)和 第二發(fā)射天線之間的間隔小于所述相干長度，所述發(fā)射器包括用于在第一發(fā)射天線(TXl)上在第一時刻在載波頻率上發(fā)射第一參考符號的裝置； 用于在第二發(fā)射天線(Tx2)上在第二時刻在所述載波頻率上發(fā)射第二參考符號的裝置，其中第一和第二時刻之間的間隔大于所述相干時間，并且在第一發(fā)射天線(TXl)上和 在第二發(fā)射天線(Tx2)上的參考符號的發(fā)射在第一和第二時刻之間并且在所述相干帶寬內(nèi)從所述載波頻率暫停。
14. 一種使得能夠進行多輸入多輸出無線信道、即MIMO無線信道的無線信道估計的方 法，所述MIMO無線信道在至少第一發(fā)射天線(Tx》、第二發(fā)射天線(Tx2)和接收天線(Rx)之 間延伸，所述MIMO無線信道具有相干時間、相干帶寬和相干長度，第一發(fā)射天線(TXl)和第 二發(fā)射天線之間的間隔小于所述相干長度，所述方法包括以下步驟在第一發(fā)射天線(TXl)上在第一時刻在載波頻率上發(fā)射第一參考符號； 在第二發(fā)射天線(Tx2)上在第二時刻在所述載波頻率上發(fā)射第二參考符號， 其中第一和第二時刻之間的間隔大于所述相干時間，并且在第一發(fā)射天線(TXl)上和在第二發(fā)射天線(Tx2)上的參考符號的發(fā)射在第一和第二時刻之間并且在所述相干帶寬內(nèi)從所述載波頻率暫停。
15. —種具有程序代碼的計算機程序，用于當(dāng)所述程序代碼在計算機或者處理器上運 行時，執(zhí)行權(quán)利要求12或14所述的方法。
16. —種系統(tǒng)，包括根據(jù)權(quán)利要求l-ll中任意一項所述的無線信道估計器和根據(jù)權(quán)利 要求13所述的發(fā)射器。
全文摘要
一種無線信道估計器(100)，用于估計第一無線信道h1以獲得第一無線信道估計第一無線信道h1被包含于在至少第一發(fā)射天線Tx1、第二發(fā)射天線Tx2和接收天線Rx之間延伸的多輸入多輸出(MIMO)無線信道中，第一無線信道h1在第一發(fā)射天線Tx1和接收天線Rx之間延伸。無線信道估計器(100)包括用于接收由第二發(fā)射天線Tx2發(fā)射的參考符號的裝置(110)和用于基于該參考符號估計第二無線信道的裝置(120)，第二無線信道h2在第二發(fā)射天線Tx2和接收天線Rx之間延伸。無線信道估計器進一步包括用于基于MIMO無線信道的空間特性處理第二無線信道估計以獲得第一無線信道估計的裝置(130)。
文檔編號H04B1/707GK101719883SQ20091022148
公開日2010年6月2日 申請日期2009年9月29日 優(yōu)先權(quán)日2008年9月30日
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