Ofdm系統(tǒng)中導頻發(fā)送、信道估計和噪聲功率估計方法

文檔序號：7700409閱讀：217來源：國知局

專利名稱：Ofdm系統(tǒng)中導頻發(fā)送、信道估計和噪聲功率估計方法
技術領域：
本發(fā)明涉及正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)中的技術，特別涉及OFDM系統(tǒng)中的導頻發(fā)送方法、信道估計方法和噪聲功率估計方法。
背景技術：
OFDM技術是一種多載波數字調制技術。由于其頻譜利用率高、成本低以及在多徑和移動環(huán)境中有良好的性能等原因，OFDM技術廣泛應用于數字音視頻廣播、無線局域網、LTE等通信系統(tǒng)中。
OFDM技術采用具有相互正交特性的多個栽波來提高頻率的使用率。同時，可以通過如圖1所示的插入循環(huán)前綴(CP)的方法，有效地抑制多徑帶來的符號間干擾。OFDM通過把高速率數據流通過串并轉換，使得每個子載波上的數據符號持續(xù)長度相對增加，從而有效減少由于無線信道時間彌散帶來的ISI,減小了接收機內均衡的復雜度。由于大多數OFDM通信系統(tǒng)可以使用快速傅里葉變換(FFT)與逆變換(IFFT)實現(xiàn)OFDM系統(tǒng)的解調與調制，保證了 OFDM 系統(tǒng)在相對簡單的系統(tǒng)硬件架構下，可以提供可靠、穩(wěn)定的通信質量。
由于在OFDM系統(tǒng)中引入了循環(huán)保護間隔，可以在接收機中采用簡單的頻域均衡消除多徑干擾。OFDM的頻域均衡需要了解信道在每個子載波上的準確的信道頻率響應。因此，OFDM的信道估計的準確度將會直接影響接收機的工作性能。圖2給出了現(xiàn)有OFDM系統(tǒng)中發(fā)送端進行導頻信號發(fā)送、接收端進行信道估計的示意圖。另外，在3GPP組織關于LTE的協(xié)議TS 36.214 V8.3.0 (Physical layer-Measurements )中也明確提出了對E-UTRAN 的噪聲進行測量的要求。
大多數OFDM通信系統(tǒng)使用虛擬子載波作為保護邊帶以降低帶外輻射功率，因此，對于任意用戶來說，其信號在頻域上不可能是全帶寬傳輸，從而使得接收機的信道時域沖擊響應的能量不可能全部截止在主瓣范圍內，必
然會泄漏了部分能量在主瓣范圍以外，如圖3所示，CIR的主瓣范圍內即 CP長度以內的區(qū)域，該區(qū)域集中了 CIR的大部分能量，但仍有為數不少的部分能量泄漏在主瓣范圍以外。而通常在進行信道噪聲功率估計和信道估計時，會將在主瓣范圍以外(即CP長度之外)的信道時域響應作為噪聲處理，那么噪聲功率則包括了部分CIR的泄露能量，從而影響噪聲功率測量的準確性，也影響了信道估計的去噪效果，使得子載波上的信道頻率響應準確度降低。
另外，在使用OFDM作為主要多址技術的通信系統(tǒng)中，由于通常由多個用戶分享系統(tǒng)帶寬，因此，對于任意一個用戶而言，系統(tǒng)的子載波總數N 與其所占用的系統(tǒng)子載波數目M之間的差值就會更大，因而CIR的能量泄露問題也更為嚴重。

發(fā)明內容
有鑒于此，本發(fā)明提供OFDM系統(tǒng)中的導頻信號發(fā)送方法、信道估計方法和噪聲功率估計方法，能夠減少CIR的能量泄漏，提高信道估計和噪聲功率估計的準確性。
為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用如下的技術方案
一種OFDM系統(tǒng)中的導頻信號發(fā)送方法，包括
利用窗函數序列Win(W:丄fl + cos(M))expf^^^，1^0,…,MD-l對導頻序
4smp」L氣」
列進行頻域加窗處理，將頻域加窗處理后的導頻序列進行子載波映射、OFDM
調制和插入循環(huán)前綴，并發(fā)送給接收端；其中，S為預設的常數，Mp為所述導
頻序列的長度。
較佳地，1SSS1.5。
一種OFDM系統(tǒng)中的信道估計方法，包括接收經過頻域加窗處理的導頻信號，所述加窗處理中的窗函數序列為
<formula>formula see original document page 6</formula>
,k = 0，...，MD-l,其中，S為預設的常數，MD
為導頻序列的長度；
根據未加窗的導頻序列進行信道估計確定一用戶對應的每個子載波上的頻
域信道響應初值Als.w (/c);
根據所述用戶對應的各個子載波上的頻域信道響應初值々lS.w(W ,確定相應的信道時域響應^(");
將所述信道時域響應中索引值大于NCP.W的信道時域響應值置0,得到修正后的信道時域響應，對所述修正后的信道時域響應進行傅里葉變換得到加窗的
頻域信道響應/L.、^(A:);其中，NCP.W=2NCP^， Ncp為系統(tǒng)中的循環(huán)前綴CP
長度，Mp為所述導頻序列的符號長度，N為系統(tǒng)中的子載波總數；
對所述加窗的頻域信道響應進行去窗處理，得到最終的頻域信道響應。
較佳地，1SSS1.5。
一種OFDM系統(tǒng)中的噪聲功率估計方法，包括
^接收經過頻域加窗處理的導頻信號，所述加窗處理中的窗函凄史序列為
Win(A:)=全
1 + cos(-)
exp
,k = 0,...，MD-1 ,其中，S為預設的常數，Mn
為導頻序列的長度；
根據未加窗的導頻序列進行信道估計確定一用戶對應的每個子載波上的頻域信道響應初值ALS—W (/c);
根據所述用戶對應的各個子載波上的頻域信道響應初值7^s_w(yt),確定相應的4言道時i或響應《w( );
計算所述信道時域響應中索引值大于Ncp.w的信道時域響應的信號功率，將計算結果作為系統(tǒng)的噪聲功率；其中，NCPW=2NCP|, Ncp為系統(tǒng)中的循環(huán)前綴CP長度，Mp為所述導頻序列的符號長度，N為系統(tǒng)中的子載波總數。較佳地，1SS^1.5。
由上述技術方案可見，本發(fā)明中，發(fā)送端對導頻信號進行頻域加窗處理，接收端接收經過頻域加窗處理的導頻信號，根據未加窗的導頻序列進行信道估計確定一用戶對應的每個子載波上的頻域信道響應初值々Ls.w(。，并利用所述
i^s.w(/t)確定相應的信道時域響應《w(");計算所述信道時域響應中索引<直大于
N。p^的信道時域響應的信號功率，將計算結果作為系統(tǒng)的噪聲功率，其中， Nomv =2NCP|;將信道時域響應、(n)中索引值大于Ncw的信道時域響應值置
0，得到修正后的信道時域響應，對所述修正后的信道時域響應進行傅里葉變換得到加窗的頻域信道響應A^^(/t),再對其進行去窗處理，就得到最終的每個子載波的頻域信道響應。由于接收的導頻信號是經過頻域加窗處理的，因此利用未加窗的導頻序列進行信道估計后得到的信道時域響應A—w(")中主瓣范圍外的CIR泄漏能量大大降低，雖然由于加窗處理使得主瓣范圍展寬，但是相應地
將噪聲功率估計和去噪處理的范圍也相應縮小到展寬后的主瓣范圍以外。因此
經過上述處理后，由于大大降低了 CIR的泄漏能量，因此一方面提高了噪聲功率，另一方面使得子載波的頻域信道響應也更加準確。

圖1為OFDM符號示意圖。
圖2為現(xiàn)有OFDM系統(tǒng)中發(fā)送端進行導頻信號發(fā)送、接收端進行信道估計的示意圖。
圖3為現(xiàn)有OFDM系統(tǒng)中CIR的能量泄漏示意圖。
圖4為本發(fā)明中發(fā)送端進行導頻信號發(fā)送、接收端進行噪聲功率估計和信道估計的示意圖。
圖5為頻域加窗處理后的導頻數據，經過子載波映射、LS信道估計和傅里葉反變換得到的CIR示意圖。
具體實施例方式
為使本發(fā)明的目的、技術手段和優(yōu)點更加清楚明白，以下結合附圖對本發(fā)明做進一步詳細說明。
本發(fā)明的基本思想是將發(fā)送的導頻經過頻域加窗處理，從而大大降低相應信道時域響應的帶外泄漏。
圖4為本發(fā)明中發(fā)送端進行導頻信號發(fā)送、接收端進行噪聲功率估計和信道估計的示意圖。
具體地，假設系統(tǒng)發(fā)射的導頻數目為Mp，發(fā)送端對于導頻信號的處理
操作包括
步驟IOI:生成導頻序列x(k)， k = O,...,Mp -l 。
步驟102:選取窗函數序列，對導頻序列X(k)進行加窗處理，得到 Xw (k),k = 0,.."Mp—l。
本步驟中，選取的窗函數序列為
、 , 、
1 + cos(-)
exp
，k = 0，.."Mn—l
乾
、 h 乂、 p 乂
其中s的取值為預設的常數。s值的不同導致窗函數的形狀會有所差異，從
而將會影響抑制CIR能量泄漏的效果，選取的S值比較合適，能夠將CIR能量泄漏控制在比較低的水平。優(yōu)選地，1SSS1.5，其中，經仿真測試，S4.2時對于 CIR能量泄漏的抑制效果最優(yōu)。
利用選取的窗函數序列對導頻序列進行加窗處理的操作為
Xu, (k) = X(k). Win(k)， k = 0,…，Mp -1
步驟103:進行子載波映射，完成OFDM調制
x(n) = 4r t Xw(k)eXp(^^)， n = 0"."N —1 步驟104:按圖1的方式對x(n)增加循環(huán)前綴CP, CP長度為Ncp,送入
OFDM通信系統(tǒng)的射頻發(fā)射單元。至此，發(fā)送端對于導頻信號的處理操作完成，將該導頻信號發(fā)送給接收
端。在上述處理中，步驟IOI、 103和104的操作均與現(xiàn)有處理方式相同，區(qū)別僅在于通過步驟102對導頻序列進行頻域加窗處理。
在接收端，通過對上述經過頻域加窗處理后的導頻信號的接收和處理，從而能夠提高噪聲功率估計和信道估計的準確性。由于噪聲功率估計和子載波頻域信道估計相互關聯(lián)，并且二者的部分操作相同，因此，在接下來，對噪聲功率估計和信道估計一同進行介紹。
具體的噪聲功率估計和信道估計過程包括
步驟201:接收機從接收單元接收到導頻的基帶信號后，經過系統(tǒng)同步，去除CP后進行OFDM解調。
Y(k) = H(k)Xw (k) + W(k)， k = -Mp / 2，…,Mp / 2-1
其中H(k)為第k個子載波上的頻域信道響應，XJk)為第k個子載波上發(fā)射的經過頻域加窗處理后的導頻數據，W(k)為第k個子載波上的加性高斯白噪聲。步驟202:經過子載波解映射和LS信道估計后得到第k個子載波上的頻域信
道響應初值/^—w("。
本步驟中，進行LS信道估計時，利用未加窗的導頻序列進行，得到的第k 個子載波上的頻i或4言道響應初4直/^^(A;)為
u=U，n(k)+m
步驟203:對;^.wOt)進行Mp點逆離散傅里葉變換(IDFT)，得到具有加窗效果的信道時域響應(CIR)
<formula>formula see original document page 9</formula>步驟204a:根據、(")進行噪聲功率測量。
圖5為頻域加窗處理后的導頻數據，經過上迷子載波映射、LS信道估計和傅里葉反變換得到的CIR示意圖。由圖5可見，由于頻域加窗會對CIR的主瓣產生展寬效應，但同時，在該CIR主瓣之外的范圍，CIR泄漏的能量大大降低。其中，發(fā)送端用于進行頻域加窗處理的窗函數如前述步驟102所述，且S4.2。
由于CIR主瓣產生了展寬效應，因此在噪聲功率測量時對相應展寬后的主瓣范圍之外進行測量，以確定噪聲功率，具體地，參見圖4，計算信道時域響應 A~w(")中索引值大于Ncp.w的信道時域響應的信號功率，將計算結果作為系統(tǒng)的噪
聲功率，即乙&= ￡ ,其中TVw-2Ncp^。
至此，本發(fā)明中的噪聲功率估計流程結束。接下來的步驟進行信道頻域估計。
步驟204b:對^(n)中主瓣范圍外的信號進行去噪處理得到A~w.di 。
本步驟中，進行去噪處理的操作具體為置O，即
fO, n = NCP-、v,...，Mp-l pw("), n = 0,,."NCP—w-1
步驟205:對、^(w)進行Mp點傅里葉變換(DFT),得到加窗的頻域信道響
^Ls-w-d,'W = S《w-ch,(")exp( ，"S
步驟206:對加窗的頻域信道響應/^id,^)進行去除窗效應操作，得到去除噪聲后準確的頻域信道估計。
ALS-dn = Asid,' (" / Win(k)， k = —Mp / 2,…，Mp / 2-1
其中，為發(fā)送端進行加窗處理時所采用的窗函數序列。
至此，本發(fā)明中的信道估計過程結束。在該頻域信道響應的估計過程中，如前所述CIR中泄漏到主瓣范圍外的能量大大降低，因此，其絕大部分能量均集中在主瓣范圍內，這樣，在經過去噪及相關處理后得到的頻域信道響應中保留了 CIR的絕大部分能量，提高了頻域信道響應的準確性。
在上述描述中，將信道估計和噪聲功率估計過程一并進行了介紹。其中，如果進行噪聲功率估計，則需要依次執(zhí)行步驟201、 202、 203和204a;如果進行信道估計，則需要依次執(zhí)行步驟201、 202、 203、 204b、 205和206。經過上述本發(fā)明的處理，在OFDM通信系統(tǒng)信道估計中對信道時域沖擊響應(CIR)的能量泄露進行了較好的抑制，從而提高了信道估計的準確度。同時，由于對CIR能量泄露的抑制，接收端可以更加準確的測量系統(tǒng)的噪聲功率，從而為MCS等功能的實現(xiàn)提供了較高的保障。比較圖3和圖5可以發(fā)現(xiàn)經過發(fā)送端頻域加窗處理后CIR的能量泄露有了較大改善。
以上僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并非用于限定本發(fā)明的保護范圍。凡在本發(fā)明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內。
權利要求
1、一種OFDM系統(tǒng)中的導頻信號發(fā)送方法，其特征在于，該方法包括利用窗函數序列<maths id="math0001" num="0001" ><math><![CDATA[ <mrow><mi>Win</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac> <mn>1</mn> <mn>2</mn></mfrac><mrow> <mo>(</mo> <mn>1</mn> <mo>+</mo> <mi>cos</mi> <mrow><mo>(</mo><mfrac> <mrow><mn>2</mn><mi>πk</mi> </mrow> <msub><mi>SM</mi><mi>p</mi> </msub></mfrac><mo>)</mo> </mrow> <mo>)</mo></mrow><mi>exp</mi><mrow> <mo>(</mo> <mfrac><mrow> <mo>-</mo> <mi>j</mi> <mn>2</mn> <mi>π</mi> <mo>·2k</mo></mrow><msub> <mi>M</mi> <mi>p</mi></msub> </mfrac> <mo>)</mo></mrow><mo>,</mo> </mrow>]]></math> id="icf0001" file="A2009100846380002C1.tif" wi="73" he="12" top= "37" left = "66" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/></maths>k＝0，...，Mp-1對導頻序列進行頻域加窗處理，將頻域加窗處理后的導頻序列進行子載波映射、OFDM調制和插入循環(huán)前綴，并發(fā)送給接收端；其中，S為預設的常數，Mp為所述導頻序列的長度。
2、根據權利要求1所述的方法，其特征在于，1SSS1.5。
3、一種OFDM系統(tǒng)中的信道估計方法，其特征在于，該方法包括接收經過頻域加窗處理的導頻信號，所述加窗處理中的窗函數序列為<formula>formula see original document page 2</formula>其中，S為預設的常數，M。為導頻序列的長度；根據未加窗的導頻序列進行信道估計確定一用戶對應的每個子載波上的頻 3iU言道響應初j直i^s.w(A:);根據所述用戶對應的各個子載波上的頻域信道響應初值4^(々)，確定相應的4言道時i或響應；將所述信道時域響應中索引值大于Nep.w的信道時域響應值置0，得到修正后的信道時域響應，對所述修正后的信道時域響應進行傅里葉變換得到加窗的頻域信道響應/^idn(";其中，<formula>formula see original document page 2</formula> Ncp為系統(tǒng)中的循環(huán)前綴CP長度，Mp為所述導頻序列的符號長度，N為系統(tǒng)中的子載波總^:;對所述加窗的頻域信道響應進行去窗處理，得到最終的頻域信道響應。
4、根據權利要求3所述的方法，其特征在于，^S51.5。
5、一種OFDM系統(tǒng)中的噪聲功率估計方法，其特征在于，該方法包括接收經過頻域加窗處理的導頻信號，所述加窗處理中的窗函數序列為Win("=全， /2《 1 + cos(-),k = 0,...,Mn-l ，其中，S為預i殳的常凄t, M。為導頻序列的長度；根據未加窗的導頻序列進行信道估計確定一用戶對應的每個子載波上的頻域信道響應初值As.w(";的信道時域響應l(");計算所述信道時域響應中索引值大于Ncp.w的信道時域響應的信號功率，將計算結果作為系統(tǒng)的噪聲功率；其中，NCP.W=2NCP^， Ncp為系統(tǒng)中的循環(huán)前綴CP長度，Mp為所述導頻序列的符號長度，N為系統(tǒng)中的子載波總數。
6、根據權利要求5所述的方法，其特征在于，1SS^1.5。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種OFDM系統(tǒng)中的導頻信號發(fā)送方法，對導頻序列進行頻域加窗處理后發(fā)送。本發(fā)明還公開了信道估計方法和噪聲功率估計方法，接收經過頻域加窗處理的導頻信號，根據未加窗的導頻序列進行信道估計確定一用戶對應的每個子載波上的頻域信道響應初值HLS-W(k)，并利用HLS-W(k)確定相應的信道時域響應hW(n)；計算信道時域響應hW(n)中索引值大于NCP-W的信道時域響應的信號功率，作為系統(tǒng)的噪聲功率；將信道時域響應hW(n)中索引值大于NCP-W的信道時域響應值置0，完成信道估計的去噪處理，對經過去噪處理的CIR進行傅里葉變換和去窗處理，就得到最終的每個子載波的頻域信道響應。應用本發(fā)明，能夠提高噪聲功率估計和信道估計的準確性。
文檔編號H04L25/03GK101557378SQ200910084638
公開日2009年10月14日申請日期2009年5月18日優(yōu)先權日2009年5月18日
發(fā)明者煒胡, 濤陸, 旭雷申請人:普天信息技術研究院有限公司

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