專利名稱：無線移動通信系統(tǒng)中用于估算頻偏的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及估算頻偏，并且更具體的，涉及在無線移動通信系統(tǒng)中用于估算頻偏的方法和裝置。
頻偏可以通過由部分的移動臺(MS)的振蕩器和信道的多普勒效應(Doppler effect)引起的頻率差來定義。于是，頻率同步被用于來估算頻偏并利用所估算的頻偏不斷補償該頻偏。然而，在接收端，頻偏導致取樣誤差，并且該頻偏被積累會致使接收能力惡化。
采用頻分雙工(FDD)模式的常規(guī)碼分多址(CDMA)系統(tǒng)使用連續(xù)公共導頻信道(CPICH)。與之相反，由于時分多址(TDD)模式不支持連續(xù)導頻信道，故TDD模式使用非連續(xù)導頻信道來補償頻偏。也就是說，使用非連續(xù)導頻信道來估算頻偏，并實現(xiàn)正確的頻率同步。
采用自動頻率控制(AFC)來降低由發(fā)送端和接收端之間的頻率差而引起的接收惡化效應。根據(jù)常規(guī)方法，在訓練序列碼(midamblecode)和接收的信道噪聲之間，采用通過復數(shù)乘法器獲得的估算相位差(也稱作“估算的θ(theta)”)來估算頻偏。在此，所述訓練序列碼被用作相對于經(jīng)頻偏處理的訓練序列碼的參考。
常規(guī)的頻偏估算方法具有下述問題。首先，下行鏈路同步(SYNC-DL)碼的準確的開始點和訓練序列碼必須與該基準碼相乘。相乘的碼的積可以用來應用最小二乘法。因而，生成幀陣列和所述基準碼能夠變得很復雜。因而，第二，如果沒有準確地確定開始點，那么常規(guī)的頻偏估算方法可能變得不太可靠。第三，由于碼片(chip)之間的頻偏而引起的相位差非常小，因而對實際可以使用的位的數(shù)量存在限制。因此，性能會遇到因?qū)τ谙辔恢悼梢员硎镜木刃《饛碗s度的問題。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明針對一種在無線移動通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法和裝置，其基本避免了由于現(xiàn)有技術(shù)的限制和缺點而引起的一個或多個問題。
本發(fā)明的一個目的是提供一種在碼分多址(CDMA)無線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法。
本發(fā)明的另一目的是提供一種在無線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法。
本發(fā)明進一步的目的是提供一種在碼分多址(CDMA)無線通信系統(tǒng)估算頻偏的裝置。
在下面的說明中將部分地闡明本發(fā)明另外的優(yōu)點、目的和特征，并且基于檢驗下述內(nèi)容，本發(fā)明的另外的優(yōu)點、目的和特征對于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員而言將在某種程度上是顯而易見的，或者可以從本發(fā)明的實踐中學習。通過在書寫的說明書及其權(quán)利要求以及附圖中特別指出的結(jié)構(gòu)可以實現(xiàn)并獲得本發(fā)明的這些目的和其他優(yōu)點。
為實現(xiàn)本發(fā)明的這些目的和其他優(yōu)點，并根據(jù)本發(fā)明的目的，如在此具體實現(xiàn)并廣泛描述的，一種在碼分多址(CDMA)無線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法，包括接收訓練序列(training sequence)，其中該訓練序列由多個周期性重復的訓練碼元來表示；利用所接收的訓練碼元來獲取多個相位差值的每一個，其中通過比較在指定時間間隔(time distance)中接收的兩個訓練碼元，來獲得每一相位差值；以及利用所獲取的該多個相位差值的每個來得到頻偏。
在本發(fā)明另一方面中，一種在無線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法，包括接收訓練序列，其中該訓練序列由多個周期性重復的訓練碼元來表示；獲取在第一訓練碼元和第二訓練碼元之間的相位差值，其中該第一訓練碼元和第二訓練碼元是在不同時刻(time instance)接收的；以及利用所獲取的相位差值來確定頻偏。
在本發(fā)明進一步的方面中，一種用于在碼分多址(CDMA)無線通信系統(tǒng)中估算頻偏的裝置包括相位檢測模塊，其用于接收訓練序列，和利用所接收的訓練序列獲取多個相位差值的每一個，其中該訓練序列由多個周期性重復的訓練碼元來表示，并且其中通過比較在指定時間間隔中接收的兩個訓練碼元，來獲得每一相位差值；組合模塊，其用于組合由該相位檢測模塊所檢測的至少一個相位差；以及頻偏輸出模塊，其用于利用所獲取的多個相位差值的每一個來計算頻偏。
應當理解，本發(fā)明上述的一般性說明和下面的具體說明都是示例性和解釋性的，并意在提供對如權(quán)利要求的本發(fā)明的進一步解釋。


本申請包括附圖以提供對本發(fā)明的進一步理解，并且其被包括進并構(gòu)成本申請的一部分。附圖示出了本發(fā)明的實施例，并與說明書一起作用來解釋本發(fā)明的原理。在附圖中圖1是示出了頻偏估算的框圖；圖2示出了第3代合作伙伴計劃(3GPP)TDD低碼片速率(LowChip Rate，LCR)系統(tǒng)的下行鏈路子幀格式；圖3是示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的頻偏估算的框圖；
圖4示出了選擇D碼片的方法；圖5示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的相位圖；以及圖6示出了在最小二乘(LS)方案和本發(fā)明實施例之間的性能圖。
具體實施例方式
現(xiàn)在將詳細參考本發(fā)明的優(yōu)選實施例，其示例示出于附圖中。只要可能，將在整個附圖中使用相同的附圖標記來表示相同或相似的部分。
在接收從發(fā)送端發(fā)送的信號中，如果不存在信號失真(例如，衰減噪聲)或?qū)π盘柕膿p害，在接收端(如，MS)所接收的訓練序列碼的相位具有與頻偏成比例的斜率。所述訓練序列碼的相位可以根據(jù)等式1以線性形式來表示。
θ(n)＝2πf0nT+θ0其中，θ0表示在猝發(fā)開始點的指定的相位偏移，而f0表示頻偏。
參考該線性形式，可以應用最小二乘(LS)技術(shù)來估算頻偏。根據(jù)LS技術(shù)的LS的計算是指利用在相位信號的連續(xù)采樣和預先計算的估算數(shù)之間的乘積之和來確定相位差。
圖1是示出了頻偏估算的框圖。下面將就各個階段(或過程)來進行圖1的討論。在階段1，搜索基準碼，并且產(chǎn)生同步下行鏈路(SYNC-DL)碼和訓練序列碼以使得該基準碼信息能夠被用于所接收的信號。
階段2涉及相位展開。也就是說，在相位展開階段，利用設定在2π的相位來進行計算。因此，如果0被固定作為中間點，則非連續(xù)點出現(xiàn)在-π和π。由于這種出現(xiàn)，在線性估算中相位必須展開以偏移(offset)或抵消這種類型的出現(xiàn)，同時使所計算的采樣存在于一條直線上。更具體的，如果|θω(n)-θω(n-1)|超過π且估算的theta是負值，則增加2π的值。反之，如果|θω(n)-θω(n-1)|超過π且估算的theta是正值，則減去2π的值。
階段3涉及頻偏估算。對應于固定頻率的相位信號被表示為|θ(n)＝ω0nT+θ0+η(n)|，其是帶有混合其中的噪聲的燈(lamp)函數(shù)，并且其中增加了由衰減和噪聲引起的相位誤差η(n)。此外，線性回歸可以用來獲得線性線θ^(n)=ω^nT+θ^,]]>對于使誤差 之和最小化，其逼近θ(n)。值ω0和θ0的最小估算值 和 使誤差平方和(sum-squarederror)最小，以獲得用于每一SYNC-DL和/或訓練序列碼的碼片的數(shù)目，如等式2中所示。
ϵ=Σn=1N[θ(n)-(ω^nT+θ^)]2]]>這里，θ(1)被認為是第一相位采樣，而N表示用于估算的θ(n)的采樣的數(shù)目。此外，可以通過將 和 設置為0和利用兩個線性等式來計算最小值ε，以確定值 和 的值。
該頻偏可以根據(jù)等式3來表示。
ω^=AΣn=1Nnθ(n)+BΣn=1Nθ(n)=Σn=1N(An+B)θ(n)]]>A=1TNNΣn=1Nn2-(Σn=1Nn)2=12T(N-1)N(N+1)]]>B=1TΣn=1NnNΣn=1Nn2-(Σn=1Nn)2=6T(N-1)N]]>
頻偏 的表示與積之和有關(guān)，例如具有連續(xù)相位采樣θ(n)的固定值Cn＝An+B。
圖2示出了第3代合作伙伴計劃(3GPP)TDD低碼片速率(LowChip Rate，LCR)系統(tǒng)的下行鏈路子幀格式。參考圖2，存在32種類型的下行鏈路同步(SYNC-DL)碼，并且每一都具有64碼片的持續(xù)時間或長度。該SYNC-DL碼出現(xiàn)在子幀的第一下行鏈路時隙(Ts0)之后。此外，DwPTS包括具有32-碼片長度的保護周期和具有64-碼片長度的SYNC-DL碼。這里，每一小區(qū)(cell)使用32個SYNC-DL碼中的一個。
圖3是示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的頻偏估算的框圖。該頻偏估算在接收端(如，MS)上執(zhí)行。如此，可以利用接收端的內(nèi)部功能或外部功能來執(zhí)行頻偏估算。
參考圖3的頻偏估算，該接收端包括用于估算兩個(2)信號之間的相位差的相位檢測模塊31，其中所述的差可以以D個碼片來表示。在檢測/估算相位差中，D的值可以用來表示兩個(2)訓練碼元之間對于時間的間隔。這里，D個碼片的值可以改變。另外，該接收端包括用于組合由該相位檢測模塊31所檢測的一對訓練碼元(或訓練序列)的相位差的組合模塊32。該接收端進一步包括頻偏輸出模塊33，其用于輸出在組合模塊32上確定的頻偏。
更具體的，相位檢測模塊31檢測從發(fā)送端(如，基站或網(wǎng)絡)接收的多個信號中的兩個(2)信號。這里，可以以碼片為單位測量所述差。也就是說，碼片或D個碼片表示時間意義上的間隔。
這兩個(2)檢測的信號具有的D個碼片的相位差或時間上指定數(shù)量的碼片的距離。如所討論的，D個碼片的值可以根據(jù)測量的信號而變化。為確定相位差或為確定D的值，可以利用訓練序列如SYNC-DL碼和訓練序列碼的特性。
被選擇或使用來檢測相位差的這兩個信號優(yōu)選是來自所接收的下行鏈路子幀的SYNC-DL碼和訓練序列碼的信號。此外，可以使用常規(guī)或公知的方法來檢測下行鏈路子幀的SYNC-DL碼或訓練序列碼。
該SYNC-DL碼包括32個碼組和64個碼片?？梢匀?GPP TechnicalStandards TS 25.223 Table AA1(3GPP技術(shù)標準TS 25.223表AA1)中所示地來映射每一參考SYNC-DL碼，s＝(s1，s2，…，s64)。
發(fā)送端(如，基站)使用參考SYNC-DL碼來產(chǎn)生用于下行鏈路傳輸?shù)膹蛿?shù)SYNC-DL碼。等式4中示出了利用參考SYNC-DL碼來產(chǎn)生復數(shù)參考SYNC-DL碼有關(guān)的方法。
si＝(j)i·sisi∈{1，-1}，i＝1，…，64這里，s表示復數(shù)SYNC-DL碼。此外，與復數(shù)SYNC-DL碼s對應的si包括其值重復的基于i的實數(shù)值和虛數(shù)值。
可以利用參考訓練序列碼來產(chǎn)生訓練序列碼。存在總共128個參考訓練序列碼。在每一小區(qū)中使用相同的訓練序列碼。而且，可以通過改變128個參考訓練序列碼的任意一個的相位來產(chǎn)生訓練序列碼。通過應用循環(huán)時移方法所產(chǎn)生的訓練序列碼可以采取多種或不同形式。換而言之，通過將產(chǎn)生的訓練序列碼循環(huán)時移，可以產(chǎn)生不同類型的訓練序列碼集。如此，根據(jù)時隙，可以將該訓練序列碼擴展到16種類型的訓練序列碼組合。
另外，該參考訓練序列碼可以由mp＝(m1，m2，…，mp)來表示?？梢匀?GPP Technical Standards TS 25.223 Table AA1(3GPP技術(shù)標準TS25.223表AA1)中所示地來映射每一參考訓練序列碼。
如果采用正交相移鍵控(QPSK)方案來將訓練序列改變或修改成復數(shù)格式，則可以地將訓練序列改變成如等式5中所示的復數(shù)參考訓練序列碼形式。
mp(m1，m2，…，mp)其中，對于所有的i＝1，...，P，mi＝(j)i·mi，并且W＝[P/K]。復數(shù)參考訓練序列碼可以以其大小對應于imax＝Lm+(K-1)W的各種類型/形式來表示。使用這種周期性的參考訓練序列碼，并且用于第k個用戶的具有Lm長度的訓練序列碼m‾i(k)=(m‾1,m‾2···,m‾Lm(k))]]>可以根據(jù)等式6來擴展。
m‾i(k)=m‾i+(K-k)W,i=1,···Lm,k=1,···K]]>這里，可以將第i個訓練碼元稱作yi，而將第i+D個訓練碼元稱作yi+D。由于與產(chǎn)生訓練序列有關(guān)的特性，經(jīng)二(2)的倍數(shù)所產(chǎn)生訓練碼元可以是具有復數(shù)形式的訓練碼元，其每一在一/四象限或二/三象限交替出現(xiàn)。替換的，該訓練碼元可以在一/三象限或二/四象限交替出現(xiàn)。簡言之，訓練碼元交替地出現(xiàn)具有180度的相位差。此外，如果不考慮與所述訓練碼元對應的符號(如，正或負)，那么兩個(2)碼元可以表示在或出現(xiàn)在相同的象限(如，相軸(phase axis))上。
第i個訓練碼元yi和第i+D個訓練碼元稱作yi+D可以根據(jù)等式7來定義。
yi=aiejθ0,yi+D=ai+Dej(θ0+DΔθ)]]>這里，D表示2n，其中n是在0＜n＜N/2之間的正數(shù)。此外，N表示訓練碼元(如SYNC-DL碼或訓練序列碼)的總長度。
參考等式7，ai表示訓練序列，其中i＝1，...，N；ai*ai=1.]]>更具體的，SYNC-DL碼的總長為64，而訓練序列碼的總長為128。另外，yi表示與用于頻偏估算的總共N個采樣對應的輸入數(shù)據(jù)。此外，Δθ表示基于頻偏的碼片間的相位差，而θ0表示訓練序列(或碼元)的初始相位值。
根據(jù)常規(guī)的估算方法，通過采用所接收的信號的內(nèi)積來估算所接收的信號和參考信號間的相位差。然而，在時分同步碼分多址(timedivision-synchronous division multiple access，TD-SCDMA)系統(tǒng)中，兩個(2)訓練碼元總是位于相同相軸中，并且這兩個(2)訓練碼元由等于二(2)的倍數(shù)的距離分開。通過利用這一特性，可以得到碼元之間的相位差，而不必產(chǎn)生訓練碼元。簡言之，由于相位差距離D可以變化，因此，優(yōu)選的，D是在相同相軸上表示的兩(2)個訓練碼元之間的距離。圖4示出了選擇D碼片的方法。
由于可以利用atan()函數(shù)來獲取由頻偏所引起的估算相位差值，故用于相位估算的值的范圍是 [等式8]yi*·yi+D=ai*ai+Dej(DΔθ)=ej(DΔθ±π)]]>其中，由于ai*ai+D具有1或-1的值，因而由此引起的影響可以被忽略(negated)。如此，為得到所期望的ej(DΔθ)的相位值，可以應用圖5所示的方法。
圖5示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的相位圖。也就是說，在所接收的碼元間的yi*·yi+D可以被用來確定ai*ai+Dej(DΔθ)的Re{ai*ai+Dej(DΔθ)}的符號是正或負。如果符號是負，則可以利用根據(jù)等式10的符號值以使其與原始點或參考點對稱。
sign·ej(DΔθ±π)＝ej(DΔθ)[等式10] 另外，可以排除或消除與不期望的元素所對應的影響，并且可以從在D個碼片間隔中接收的訓練碼元中得出相位差。
參考圖3，訓練序列的長度可以由N表示。換句話說，N的值表示接收的所有訓練碼元的長度。再一次指出，D的值表示在接收的訓練碼元之間關(guān)于時間的距離。
組合模塊32組合多個訓練碼元的相位差。具體的說，對于兩個訓練碼元測量對于時間的D個碼片中的距離。下文中，可以將測量了它們中間的距離的兩個訓練碼元稱為一對訓練碼元。在組合模塊32中，組合與多個訓練碼元對應的多個相位差。更具體的，存在總共(N-D)對經(jīng)相位檢測模塊31檢測的訓練碼元。
另外，可以如等式11所示地計算(N-D)個采樣的相位差的輸出值，以獲得分集增益(diversity gain)。由于每一碼片表示通常小于噪聲的間隔，將D個碼片累積以便表示真實的差值。
Σi=1N-Dyi*·yi+D=Σi=1N-Dai*ai+Dej(DΔθ)⇒Σi=1N-D(signi)·ej(DΔθ±π)Σi=1N-Dej(DΔθ)]]>參考等式11，累積的值的總數(shù)變?yōu)槠渲袕拇a片的總數(shù)減去碼片間的距離(N-D)的采樣。為獲得在組合的碼元間的估算的theta(相位差)，可以使用atan()函數(shù)以根據(jù)下面的等式得到隨后的 [等式12]Δθ^=atanΣi=1N-Dyi*yi+D]]>頻偏輸出模塊33從組合模塊32的輸出值計算頻偏。也即，可以將利用等式9得到的 的值應用于等式13，其以類似等式11的形式確定最終的頻偏，其中等式13定義了相位和頻率間的關(guān)系。
Δf=Δθ2πTc]]>[等式14]Δf^=atanΣi=1N-Dyi*yi+D2πTc(N-D)]]>這里，Tc＝0.78125μs，其表示一(1)個碼片持續(xù)時間，而 表示所估算的頻偏值。
如所討論的，D的值可以是可變的值。如果D的值增加，則精度(resolution)增加而估算的采樣的數(shù)目和分集增益降低。反之，如果D的值增加，則精度降低而所估算的采樣的數(shù)目和分集增益增加。
至于硬件或結(jié)構(gòu)性的裝置，可以確定D個碼片的相位差的改變量，并可以基于所確定的量，獲得以D的量計的精度增益。另外，通過控制或調(diào)節(jié)D的值，可以自由地改變頻偏估算的準確度和估算范圍。這里，估算范圍的最大值為 該最大值可以從等式11得到和/或可以從 推導出。
此外，如果根據(jù)D的變化而應用D的特性，可以根據(jù)AFC方案應用對兩個(2)等級以上的頻偏補償。在初始頻偏估算階段，其可以被認為是具有大的調(diào)節(jié)量(coarse quality)，減少D的值以獲得最大估算頻偏范圍。此外，在其他的頻偏估算階段，其可以被認為和、具有細的調(diào)節(jié)量，增加D的值，以獲得精度增益以用于更準確的頻偏估算。
經(jīng)由D個碼片間的相位差而得到的頻偏值可以用來通過相應的輸出值在經(jīng)環(huán)路濾波器34和低通濾波器(LPF)35處理之后來補償頻偏。
圖6示出了最小二乘(LS)方案和本發(fā)明實施例之間AFC的性能圖。該AFC在-0.1ppm～0.1ppm的范圍內(nèi)估算從參考子載波頻率(如，2GHz)產(chǎn)生的頻偏(如，1kHz)。換句話說，該估算的頻偏應當落在1200Hz～800Hz的范圍內(nèi)。
參考圖6，Ior/Ioc＝8dB，初始頻偏是1kHz，而D的值是16和32。此外，x-軸表示所用的時隙數(shù)目，而y-軸表示估算的頻偏值。根據(jù)本發(fā)明實施例的AFC滿足如上討論的AFC的特征，比常規(guī)AFC還更穩(wěn)定，且實現(xiàn)精度意義上的增益。
對于本領(lǐng)域技術(shù)人員而言顯而易見的是，可以在本發(fā)明中進行各種修改和變化，而不脫離本發(fā)明的精神和范圍。因此，本發(fā)明意圖覆蓋落在所附權(quán)利要求及其等效的范圍內(nèi)的本發(fā)明的這些修改和變化。
權(quán)利要求
1.一種在碼分多址(CDMA)無線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法，該方法包括接收訓練序列，其中該訓練序列由多個周期性重復的訓練碼元表示；利用所接收的訓練碼元獲取多個相位差值的每一個，其中通過比較在指定的時間間隔中接收的兩個訓練碼元來獲得每一相位差值；以及利用獲取的該多個相位差值的每一個來獲得頻偏。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，進一步包括組合利用接收的訓練碼元所獲取的多個相位差值。
3.如權(quán)利1所述的方法，其中該訓練序列包括下行鏈路同步碼和訓練序列碼的至少其一。
4.如權(quán)利3所述的方法，其中該下行鏈路同步碼是包括實數(shù)值和虛數(shù)值的復數(shù)下行鏈路同步碼。
5.如權(quán)利3所述的方法，其中該訓練序列碼被應用了循環(huán)時移方法，以擴展直到16種訓練序列碼組合類型。
6.如權(quán)利3所述的方法，其中在每一小區(qū)中使用相同的訓練序列碼。
7.如權(quán)利1所述的方法，其中通過將正交相移鍵控(QPSK)方案應用于該訓練碼元來將該訓練碼元改變?yōu)閺蛿?shù)訓練序列碼。
8.如權(quán)利1所述的方法，其中該指定的時間間隔是可變的。
9.如權(quán)利1所述的方法，其中該指定的時間間隔是以D個碼片為單位測量的。
10.如權(quán)利1所述的方法，其中該指定的時間間隔是2的倍數(shù)。
11.一種在無線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法，該方法包括接收訓練序列，其中該訓練序列由多個周期性重復的訓練碼元來表示；獲取在第一訓練碼元和第二訓練碼元間的相位差值，其中該第一訓練碼元和第二訓練碼元是在不同時刻接收的；以及利用所獲取的相位差值來確定頻偏。
12.如權(quán)利11所述的方法，其中如果該相位差值表示為負值，則將相位向上旋轉(zhuǎn)到π。
13.如權(quán)利11所述的方法，其中該估算的頻偏由Δf^=atan{Σi=1N-Dyi*yi+D}2πTc(N-D)]]>表示。
14.如權(quán)利13所述的方法，其中Tc表示一個碼片持續(xù)時間，yi＝aiejθ0，yi+D＝ai+Dej(θ0+DΔθ)，D表示2n，這里，n是在0＜n＜N/2之間的正數(shù)，ai表示訓練序列，這里i＝1，...，N，yi表示與用于頻偏估算的總共N個采樣對應的輸入數(shù)據(jù)，Δθ表示根據(jù)頻偏在碼片之間的相位差，而θ0表示該序列的初始相位值。
15.如權(quán)利11所述的方法，其中該無線通信系統(tǒng)是碼分多址(CDMA)系統(tǒng)。
16.如權(quán)利11所述的方法，其中該無線通信系統(tǒng)是時分同步碼分多址(TD-CDMA)系統(tǒng)。
17.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，進一步包括組合利用所接收的訓練碼元而獲取的多個相位差值。
18.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其中該訓練序列包括下行鏈路同步碼和訓練序列碼的至少一個。
19.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其中該不同時刻被以2的倍數(shù)表示。
20.一種用于在碼分多址(CDMA)無線通信系統(tǒng)中估算頻偏的裝置，該裝置包括相位檢測模塊，其用于接收訓練序列，并利用所接收的訓練序列獲取多個相位差值的每一個，其中該訓練序列由多個周期性重復的訓練碼元來表示，并且其中通過比較在指定時間間隔中接收的兩個訓練碼元，來獲得每一相位差值；組合模塊，其用于組合由該相位檢測模塊所檢測的至少一個相位差；以及頻偏輸出模塊，其用于利用所獲取的多個相位差值的每一個來計算頻偏。
全文摘要
本發(fā)明公開一種在碼分多址(CDMA)無線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法。更具體的，該方法包括接收訓練序列，其中該訓練序列由多個周期性重復的訓練碼元表示；利用所接收的訓練碼元獲取多個相位差值的每一個，其中通過比較在指定的時間間隔中接收的兩個訓練碼元來獲得每一相位差值；以及利用獲取的該多個相位差值的每一個來獲得頻偏。
文檔編號H04L27/34GK1980079SQ20061014844
公開日2007年6月13日 申請日期2006年11月9日 優(yōu)先權(quán)日2005年11月9日
發(fā)明者張峻 申請人:Lg電子株式會社