專利名稱：使用稀疏快速傅里葉變換和子頻帶式合并的低復(fù)雜度分集的制作方法
使用稀疏快速傅里葉變換和子頻帶式合并的低復(fù)雜度分集相關(guān)申請(qǐng)的交叉引用本申請(qǐng)根據(jù)35USC 119(e)要求在2007年10月9日提交的美國(guó)臨時(shí)申請(qǐng)?zhí)?60/978，645的優(yōu)先權(quán)，其整體內(nèi)容經(jīng)引用并入本文。本申請(qǐng)與在2007年10月18日提交的 題為“Low Complexity Diversity Receiver”的美國(guó)專利申請(qǐng)?zhí)?1/874，854相關(guān)，其整體 內(nèi)容經(jīng)引用并入本文。
背景技術(shù)：
傳統(tǒng)的天線分集系統(tǒng)典型地針對(duì)系統(tǒng)中存在的每個(gè)天線使用一個(gè)接收器路徑。圖1中示出了具有三天線分集接收器路徑的接收器100。接收器100被示為包括接收器路徑 120、140和160。每個(gè)接收器路徑被示為包括低噪聲放大器、變頻模塊、一個(gè)或更多個(gè)濾波 器、可變?cè)鲆娣糯笃鳎鼈児餐匦纬赡M前端；以及基帶處理器。例如，如圖1中所示，接 收器路徑(可替選地被稱為信道)120被示為包括模擬前端125和基帶處理器165。模擬 前端被示為包括低噪聲放大器102，諸如混頻器的變頻模塊104，一個(gè)或更多個(gè)濾波器106、 108，以及可變?cè)鲆娣糯笃?10。如圖2中所示，三天線分集接收器100被示為包括三個(gè)接收器，這些接收器耦合到 它們的關(guān)聯(lián)的基帶處理器。在每個(gè)接收器路徑(例如，接收器路徑120)中，信號(hào)進(jìn)入射頻 (RF)模擬前端(例如，125)，其中信號(hào)在被數(shù)字化為基帶信號(hào)之前被放大、濾波和下變頻。 基帶處理器165、175和185的輸出信號(hào)CSi (其中，i是從1到3變化的整數(shù))按如下方式 被合路器190合并使用許多傳統(tǒng)算法中的任何一種算法來(lái)使信號(hào)質(zhì)量最優(yōu)化，諸如，簡(jiǎn)單 切換分集算法；或者最優(yōu)合并算法，根據(jù)該算法，對(duì)來(lái)自每個(gè)分集信道的信號(hào)進(jìn)行同相以及 求和；或者干擾消除算法，根據(jù)該算法，以減小同信道干擾(CCI)的方式將信號(hào)合并。如已 知的，CCI使期望信號(hào)的質(zhì)量下降。諸如圖1中所示的全分集接收器使得能夠?qū)Ψ至啃盘?hào) 進(jìn)行單獨(dú)地均衡。即，可以將依賴頻率的相位和幅度應(yīng)用在每個(gè)分集信號(hào)的頻率分量上，隨 后通過(guò)合路器190合并這些信號(hào)。然而，這些分集系統(tǒng)對(duì)于系統(tǒng)中部署的每個(gè)天線都需要 完全的接收器和基帶信號(hào)路徑。Zhang, C. N.禾口 Ling, C. C.在論文"Low-Complexity Antenna DiversityReceiver for Mobile Wireless Applications, "International Journal onffireless Personal Communications, pp. 65-8中描述了關(guān)于低復(fù)雜度天線分集的技術(shù)。作者示出了如下可行 性使用前端模擬電路對(duì)分集天線信號(hào)進(jìn)行合并以實(shí)現(xiàn)較之需要重復(fù)的信號(hào)路徑和調(diào)制解 調(diào)器的傳統(tǒng)分集技術(shù)的顯著分集增益。論文中描述的技術(shù)通過(guò)消除調(diào)制解調(diào)器中的一個(gè)調(diào) 制解調(diào)器而提供了硬件節(jié)約。此外，由于每個(gè)天線接收同一期望信道，所以消除了對(duì)重復(fù)的 本地振蕩器的需要。同樣地，可以共享信道選擇濾波器、放大器和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換硬件。均題為“LowComplexity Antenna Diversity”的在 2007 年 10 月 18 日提交的專 利申請(qǐng)?zhí)?1/874，854和在2006年10月19日提交的專利申請(qǐng)?zhí)?0/862193公開(kāi)了如圖2 中所示的在基帶和解調(diào)器處理之前對(duì)分集信號(hào)進(jìn)行合并的分集合并接收器，這兩個(gè)申請(qǐng)的 整體內(nèi)容經(jīng)引用并入本文。
使用最大比合并(MRC)技術(shù)或者簡(jiǎn)單同相技術(shù)對(duì)來(lái)自各種信道的信號(hào)進(jìn)行合并。 在傳統(tǒng)的MRC技術(shù)中(其考慮每個(gè)信道的相位和信噪比)，將整個(gè)信號(hào)視為單個(gè)頻帶。在 傳統(tǒng)的單頻帶MRC中，如圖2中所示，將每個(gè)天線接收的信號(hào)傳遞給關(guān)聯(lián)的模擬前端AFi組 件，其中i是分集信道的索引。單頻帶MRC技術(shù)的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于，其在需要相對(duì)低的復(fù)雜度 的同時(shí)實(shí)現(xiàn)了顯著的分集增益。然而，當(dāng)所接收的信號(hào)經(jīng)過(guò)的無(wú)線信道具有頻率選擇性衰 落(可以通過(guò)諸如6路徑典型市區(qū)6(TU-6)的公知信道模型對(duì)其進(jìn)行描述)時(shí)，傳統(tǒng)的單 頻帶MRC技術(shù)無(wú)法提供與傳統(tǒng)分集接收器一樣大的分集增益。例如，較之可以提供例如8dB 的分集增益的傳統(tǒng)的分集接收器，使用單頻帶MRC的兩支路分集系統(tǒng)只能提供例如2. 5dB 的分集增益。傳統(tǒng)的分集接收器使用兩個(gè)完全的接收器，使單頻帶MRC的成本、功率和尺寸 加倍。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的無(wú)線分集接收器部分地包括N個(gè)信號(hào)處理路徑、子信 道(bin-wise combiner)式合路器以及逆變換模塊。每個(gè)信號(hào)處理路徑部分地包括混頻 器，適于對(duì)該路徑接收的RF信號(hào)的頻率進(jìn)行下變頻；模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器，適于將經(jīng)下變頻的 信號(hào)從模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)；以及變換單元，適于將在時(shí)域中表示的數(shù)字信號(hào)變換為 具有M個(gè)子頻帶信號(hào)的關(guān)聯(lián)的頻域信號(hào)。子信道式合路器被配置為對(duì)N個(gè)路徑的相應(yīng)子頻 帶信號(hào)進(jìn)行合并。逆變換單元被配置為將子信道式合路器的輸出變換為關(guān)聯(lián)的時(shí)域信號(hào)。在一些實(shí)施例中，每個(gè)信號(hào)路徑進(jìn)一步部分地包括放大器，適于對(duì)該路徑接收的 RF信號(hào)進(jìn)行放大。在一個(gè)實(shí)施例中，放大器是低噪聲放大器。在一個(gè)實(shí)施例中，每個(gè)路徑中 的變換單元是傅里葉變換單元。在一個(gè)實(shí)施例中，無(wú)線分集接收器進(jìn)一步包括響應(yīng)于逆變 換單元的濾波器；以及，響應(yīng)于濾波器的可變?cè)鲆婕?jí)。根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，一種在具有N個(gè)信號(hào)處理路徑的無(wú)線接收器中處理信 號(hào)的方法部分地包括對(duì)每個(gè)路徑中接收的RF信號(hào)進(jìn)行下變頻；將每個(gè)經(jīng)下變頻的模擬RF 信號(hào)轉(zhuǎn)換為關(guān)聯(lián)的數(shù)字信號(hào)；將在時(shí)域中表示的每個(gè)數(shù)字信號(hào)變換為具有M個(gè)子頻帶信號(hào) 的關(guān)聯(lián)的頻域信號(hào)；對(duì)路徑中的每個(gè)路徑的多個(gè)子頻帶信號(hào)進(jìn)行合并；以及執(zhí)行逆變換， 以將經(jīng)合并的子頻帶信號(hào)變換為關(guān)聯(lián)的時(shí)域信號(hào)。在一個(gè)實(shí)施例中，該方法進(jìn)一步部分地包括對(duì)每個(gè)路徑中接收的RF信號(hào)進(jìn)行放 大。在一個(gè)實(shí)施例中，每個(gè)路徑中的放大由低噪聲放大器來(lái)執(zhí)行。在一個(gè)實(shí)施例中，該方法 進(jìn)一步部分地包括使用傅里葉變換模塊將在時(shí)域中表示的每個(gè)數(shù)字信號(hào)變換為關(guān)聯(lián)的頻 域信號(hào)。該方法可以進(jìn)一步包括對(duì)通過(guò)執(zhí)行逆變換而生成的時(shí)域信號(hào)進(jìn)行濾波，以及，使 放大經(jīng)濾波的信號(hào)的放大級(jí)的增益變化。


圖1是如現(xiàn)有技術(shù)中已知的分集接收器的框圖。圖2是低復(fù)雜度分集接收器的框圖。圖3是根據(jù)本發(fā)明一個(gè)示例性實(shí)施例的低復(fù)雜度分集接收器的框圖。圖4A示出了第一配置中所使用的、根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的實(shí)施低復(fù)雜度分集 接收器的無(wú)線電調(diào)制解調(diào)器。
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圖4B示出了第二配置中所使用的、根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的實(shí)施低復(fù)雜度分集接收器的無(wú)線電調(diào)制解調(diào)器。
具體實(shí)施例方式根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，低復(fù)雜度分集接收器是簡(jiǎn)單的低成本方法，并且在具 有相對(duì)窄的相干帶寬的信道中具有增強(qiáng)的性能。根據(jù)本發(fā)明，低復(fù)雜度分集接收器的性能 與針對(duì)分集的每個(gè)支路使用完整且完全的接收路徑的傳統(tǒng)分集接收器的性能相當(dāng)。根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，接收器頻帶被放大，下變頻，轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)，并且隨 后使用例如復(fù)分集路徑中的每個(gè)路徑中部署的快速傅里葉變換(FFT)模塊分為數(shù)個(gè)子頻 帶。在一個(gè)實(shí)施例中，可以使用同相來(lái)考慮各種子頻帶的相位的差異。在另一實(shí)施例中，可 以使用最大比合并(MRC)來(lái)考慮子頻帶的相位和信噪比(SNR)的差異。子頻帶通過(guò)它們各 自的SNR來(lái)進(jìn)行調(diào)整，以使得能夠應(yīng)用單獨(dú)的子頻帶的MRC。將所得到的復(fù)信號(hào)傳遞給快速 傅里葉逆變換(IFFT)模塊以生成時(shí)域輸出信號(hào)。圖3是根據(jù)本發(fā)明一個(gè)示例性實(shí)施例的三天線分集接收器300的框圖。雖然接收 器300被示為包括三個(gè)路徑(信道)，即路徑340、345和350，但是應(yīng)理解，根據(jù)本發(fā)明，分 集接收器可以具有任何數(shù)量的路徑。路徑340被示為包括放大器302i、變頻模塊301以及 模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器306^路徑345被示為包括放大器3022、變頻模塊3042以及模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換 器3062。路徑350被示為包括放大器3023、變頻模塊3043以及模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器3063。每個(gè)放大器302i (其中i是范圍從1到3的索引)被配置為接收和放大從關(guān)聯(lián)的 天線330i接收的輸入信號(hào)。在一個(gè)實(shí)施例中，每個(gè)放大器302i可以是低噪聲放大器(LNA)。 在另一實(shí)施例中，每個(gè)放大器302i可以是可變?cè)鲆娣糯笃?。放大?02i可以被配置為單級(jí) 或多級(jí)放大器。放大器302,的輸出信號(hào)被示為施加到關(guān)聯(lián)的變頻模塊304”變頻模塊12和22被 示為是圖2的示例性實(shí)施例中的混頻器。每個(gè)混頻器304i被配置為使用本地振蕩器348生 成的振蕩信號(hào)對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行下變頻。模擬數(shù)字(ADC)轉(zhuǎn)換器306i將頻率被混頻器 301下變頻的信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)。如下面進(jìn)一步描述的，F(xiàn)FT模塊308i使用2m個(gè)點(diǎn)將時(shí) 域數(shù)字化信號(hào)變換到頻域中。假定ADC 306,提供的信號(hào)ASi的帶寬是BW。對(duì)于特定無(wú)線信道，頻率選擇性具有 相干帶寬CBW，該相干帶寬CBW是可以在其上將信道近似為平坦信道的頻率帶寬。CBW與信 道的時(shí)延擴(kuò)展成反比。繼而可以從信道的脈沖響應(yīng)中提取時(shí)延擴(kuò)展。通過(guò)對(duì)比值(BW/CBW) 取整而限定的參數(shù)K，借助于選取使2m > = K的最小的m，提供了關(guān)于FFT 3080,所需要的 點(diǎn)數(shù)量的指導(dǎo)。關(guān)聯(lián)的FFT模塊308i的子信道(或子頻帶)輸出信號(hào)FSi可以在同相之后合并 或者使用MRC合并，所以在本文中被稱為子頻帶MRC?？梢允褂迷S多傳統(tǒng)技術(shù)中的任何一種 技術(shù)來(lái)估計(jì)每個(gè)子頻帶的SNR以實(shí)現(xiàn)MRC。例如，可以使用結(jié)合了模擬前端中可用的增益 信息的相對(duì)子頻帶振幅來(lái)提供子頻帶式信號(hào)強(qiáng)度信息。IFFT模塊312將所得到的信號(hào)CSl 變換回時(shí)域。IFFT模塊310的輸出通過(guò)低通濾波器314、316進(jìn)行濾波，并且由可變?cè)鲆婕?jí) 316放大。將可變?cè)鲆婕?jí)316的輸出施加到調(diào)制解調(diào)器318。如圖3中所示，子信道式合路器310將FFT模塊SOS1JOS2和3083的輸出信號(hào)合并以生成信號(hào)Cs。繼而將經(jīng)合并的信號(hào)CS施加到IFFT310，IFFT 310通過(guò)將信號(hào)CS從頻域變換到時(shí)域而生成信號(hào)DS?？梢愿鶕?jù)正在接收的信號(hào)調(diào)制類型來(lái)獨(dú)立地選擇參數(shù)m，該 參數(shù)m是FFT模塊308i中使用的點(diǎn)的數(shù)量。例如，OFDM系統(tǒng)可以具有4096個(gè)子頻帶，并 且在解調(diào)期間，需要4096個(gè)點(diǎn)的FFT。根據(jù)本發(fā)明，使用顯著較小的FFT模塊來(lái)執(zhí)行分集處 理，因此極大地減小了復(fù)雜度和功耗。本發(fā)明可以等同地應(yīng)用于非OFDM信號(hào)(例如單載波 或CDMA信號(hào))且具有相對(duì)相同的有效性程度。如同單頻帶MRC分集技術(shù)，可以在不需要來(lái)自調(diào)制解調(diào)器的特殊的控制信號(hào)或者 調(diào)制解調(diào)器中的修改的情況下使用該分集方案。因此，本發(fā)明的實(shí)施例可以通過(guò)單獨(dú)的前 端或者例如通過(guò)無(wú)線電調(diào)制解調(diào)器來(lái)實(shí)現(xiàn)，該無(wú)線電調(diào)制解調(diào)器可以通過(guò)添加無(wú)線電裝置 針對(duì)分集進(jìn)行擴(kuò)增。圖4a和圖4b中示出了一些示例性實(shí)施例。圖4(a)示出了根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的適于實(shí)施低復(fù)雜度分集接收器的無(wú)線電 調(diào)制解調(diào)器RM115被示為未被使用的輸入端子I2可以是模擬或數(shù)字輸入，該輸入能夠獲得 與圖3中所示ADC 3(^接收或生成的信號(hào)相似的模擬基帶輸入或數(shù)字同相(I)和正交(Q) 復(fù)基帶輸入。在圖4(b)中所示的雙分集配置中，無(wú)線電裝置R1提供了施加到RMl的輸入 端子I2的復(fù)模擬或數(shù)字I/Q輸出信號(hào)DS2。實(shí)施了本發(fā)明的分集接收器的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于，它允許將具有相對(duì)小的額外復(fù)雜度 的單個(gè)集成電路用于單天線系統(tǒng)，并且通過(guò)添加無(wú)線電裝置R1將其用于多分集天線系統(tǒng)， 而不會(huì)相對(duì)應(yīng)地增加系統(tǒng)復(fù)雜度?？梢詫o(wú)線電裝置R1用于單天線應(yīng)用和分集應(yīng)用?？?以根據(jù)無(wú)線信道的相干帶寬CBW的值來(lái)選擇限定FFT點(diǎn)的數(shù)量的參數(shù)M。在一些實(shí)施例中，可以使用除FFT以外的變換技術(shù)。例如，在一些實(shí)施例中，可以 使用阿達(dá)瑪(Hadamard)變換。在一些實(shí)施例中，靈活的實(shí)現(xiàn)方案可以使用諸如正交鏡像濾 波器(QMF)的濾波器組。本發(fā)明提供了許多優(yōu)點(diǎn)。根據(jù)本發(fā)明，分集接收器提供了與傳統(tǒng)的分集接收器的 性能接近的性能益處而不增加復(fù)雜度。實(shí)施了本發(fā)明的系統(tǒng)的性能可以按照可調(diào)整的方 式針對(duì)其復(fù)雜度進(jìn)行權(quán)衡。此外，可以使用根據(jù)本發(fā)明的分集接收器來(lái)實(shí)現(xiàn)關(guān)于任何標(biāo)準(zhǔn) (包括并非基于OFDM的標(biāo)準(zhǔn))的分集。本發(fā)明的以上實(shí)施例是示例性的而非限制性的。各種替選和等同物是可能的。分 集接收器中部署的子頻帶的數(shù)量不對(duì)本發(fā)明構(gòu)成限制。其中可以部署本公開(kāi)內(nèi)容的集成電 路的類型不對(duì)本發(fā)明構(gòu)成限制。本公開(kāi)內(nèi)容也不限于可以用來(lái)制造本公開(kāi)內(nèi)容的任何特定 類型的工藝技術(shù)，例如，互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)、雙極型、或者雙極型互補(bǔ)金屬氧化 物半導(dǎo)體(BICMOS)?？紤]到本公開(kāi)內(nèi)容，其它的添加、減少或修改是明顯的并且應(yīng)涵蓋于所 附權(quán)利要求的范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
一種無(wú)線接收器，包括N個(gè)信號(hào)處理路徑，每個(gè)信號(hào)處理路徑包括混頻器，適于對(duì)所述路徑接收的射頻RF信號(hào)的頻率進(jìn)行下變頻；模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器，適于將經(jīng)下變頻的信號(hào)從模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)；以及變換單元，適于將在時(shí)域中表示的所述數(shù)字信號(hào)變換為具有M個(gè)子頻帶信號(hào)的關(guān)聯(lián)的頻域信號(hào)；子信道式合路器，適于對(duì)所述N個(gè)路徑的相應(yīng)的子頻帶信號(hào)進(jìn)行合并；以及逆變換單元，適于將所述子信道式合路器的輸出變換為關(guān)聯(lián)的時(shí)域信號(hào)。
2.如權(quán)利要求1所述的無(wú)線接收器，其中，每個(gè)信號(hào)路徑進(jìn)一步包括放大器，適于對(duì) 所述路徑接收的RF信號(hào)進(jìn)行放大。
3.如權(quán)利要求2所述的無(wú)線接收器，其中，所述放大器是低噪聲放大器。
4.如權(quán)利要求2所述的無(wú)線接收器，其中，每個(gè)路徑中的所述變換單元是傅里葉變換器。
5.如權(quán)利要求2所述的無(wú)線接收器，進(jìn)一步包括 響應(yīng)于所述逆變換單元的濾波器。
6.如權(quán)利要求5所述的無(wú)線接收器，進(jìn)一步包括 響應(yīng)于所述濾波器的可變?cè)鲆婕?jí)。
7.一種在具有N個(gè)信號(hào)處理路徑的接收器中處理信號(hào)的方法，所述方法包括 對(duì)每個(gè)路徑中接收的RF信號(hào)進(jìn)行下變頻；將每個(gè)經(jīng)下變頻的RF信號(hào)轉(zhuǎn)換為關(guān)聯(lián)的數(shù)字信號(hào)；將在時(shí)域中表示的每個(gè)數(shù)字信號(hào)變換為具有M個(gè)子頻帶信號(hào)的關(guān)聯(lián)的頻域信號(hào)； 對(duì)所述路徑中的每個(gè)路徑的多個(gè)子頻帶信號(hào)進(jìn)行合并；以及執(zhí)行逆變換，以將經(jīng)合并 的子頻帶信號(hào)變換為關(guān)聯(lián)的時(shí)域信號(hào)。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，進(jìn)一步包括 對(duì)每個(gè)路徑中接收的RF信號(hào)進(jìn)行放大。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其中，所述放大器是低噪聲放大器。
10.如權(quán)利要求7所述的方法，進(jìn)一步包括使用傅里葉變換模塊將在時(shí)域中表示的每個(gè)數(shù)字信號(hào)變換為關(guān)聯(lián)的頻域信號(hào)。
11.如權(quán)利要求8所述的方法，進(jìn)一步包括 對(duì)通過(guò)執(zhí)行逆變換而生成的時(shí)域信號(hào)進(jìn)行濾波。
12.如權(quán)利要求11所述的方法，進(jìn)一步包括 使放大經(jīng)濾波的信號(hào)的放大級(jí)的增益變化。
全文摘要
一種無(wú)線分集接收器，部分地包括N個(gè)信號(hào)處理路徑、子信道式合路器以及逆變換模塊。每個(gè)信號(hào)處理路徑部分地包括混頻器，適于對(duì)該路徑接收的RF信號(hào)的頻率進(jìn)行下變頻；模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器，適于將經(jīng)下變頻的信號(hào)從模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)；以及變換單元，適于將在時(shí)域中表示的數(shù)字信號(hào)變換為具有M個(gè)子頻帶信號(hào)的關(guān)聯(lián)的頻域信號(hào)。子信道式合路器被配置為對(duì)N個(gè)路徑的相應(yīng)子頻帶信號(hào)進(jìn)行合并。逆變換單元被配置為將子信道式合路器的輸出變換為關(guān)聯(lián)的時(shí)域信號(hào)。
文檔編號(hào)H04B1/06GK101878595SQ200880115729
公開(kāi)日2010年11月3日 申請(qǐng)日期2008年10月9日 優(yōu)先權(quán)日2007年10月9日
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