專利名稱：應(yīng)用于wcdma系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及WCDMA系統(tǒng)的小區(qū)同步技術(shù)，具體是指應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同 頻多小區(qū)下行同步方法。
背景技術(shù)：
移動通信系統(tǒng)中，用戶設(shè)備首先需要通過同步搜索過程，與某個小區(qū)取得 時序同步。WCDMA系統(tǒng)小區(qū)搜索采用異步操作。在小區(qū)搜索過程中，用戶設(shè)備 搜索一個小區(qū)并確定下行鏈路擾碼和此小區(qū)的幀同步。
與WCDMA下行同步相關(guān)的物理信道有主同步信道PSCH、輔助同步信道SSCH 和下行公共導(dǎo)頻信道PCPICH。 PSCH和SSCH的在10ms —幀中的結(jié)構(gòu)如圖1所 示。
參見圖l，同步信道SCH在每個時隙Slot的前256chips周期發(fā)送。主步 信道PSCH中傳送的信息稱為主同步碼PSC，用Cpsc表示；輔助同步信道SSCH 中傳送的信息稱為輔助同步碼SSC，用Cssc表示。圖1中，Cpsc為主同步碼， WCDMA標(biāo)準(zhǔn)中定義主同步碼的長度為256chips，并且在所有的小區(qū)所有的時隙 都是相同的。通過對主同步碼的識別，可以確定時隙定時。
主同步碼PSC，標(biāo)準(zhǔn)中稱為廣義分層次Golay碼，它通過一個16bits的 碼a，通過如下方式調(diào)制生成256bits的PSC，生成方式如下
a 二 〈xl， x2， x3，…，x16〉 = 〈1， 1， 1， 1， 1， 1， -1, -1， 1， -1， 1， -l， 1， -l， -l， 1>
Cpsc 二 (1 + j) x 〈3， a， a_， -a.， -3， a， -3， -3， s， a， a， _3， ei， _a， 8， 3〉；
系統(tǒng)中還定義了 16個長度為256的輔助同步碼。圖中Cssci， k為16個輔 助同步碼中的一個，i二l 64是輔助同步碼的碼組號，由基站決定，而k是所 在時隙的順序號，k二(Tl4。這樣，(Cssci， 0， Cssci, 1， . . . ， Cssci， 14)就表示了 第i個碼組的輔助同步碼在各個時隙的輸出。通過對輔助同步碼的識別， 一方 面可以找到幀邊界，另一方面可以識別出所在小區(qū)正在使用的擾碼的碼組號。
SSC序列為分層次Golay碼與hardmard序列的乘積，它通過如下方式生成。
b = 〈xl， x2， x3, x4， x5， x6， x7， x8， -x9， -x10， -xll, _xl2， -x13， -xl4, _xl5， -xl6〉
z 二 〈b， b, b， -b， b， b， -b， -b， b， -b， b， -b， -b， -b， -b， -b〉
Cssc，k = (1 + j) x 〈hm(O) x z(O)， hm(l) x z(l)， hm(2) x z (2)，…， hm(255) x z(255)〉；
其中hm(n)為序號為16(k-l)的Hardmard序列。
下行公共導(dǎo)頻信道PCPICH是由周期為38400chips長碼(long code)構(gòu)成。 Long code通過圖2的兩個18階的移位寄存器生成的M序列構(gòu)成截斷的GOLD序列。
根據(jù)上述與下行同步相關(guān)物理信道的特點，典型的小區(qū)搜索一般分為3 個步驟
步驟l:時隙同步
在小區(qū)搜索過程中的第一步是用戶設(shè)備利用主同步信道PSCH的主同步碼 PSC來獲得與小區(qū)(基站)的時隙同步。典型的做法是通過一個和基本同步碼 相匹配的匹配濾波器或相關(guān)器來實現(xiàn)。通過檢測匹配濾波器輸出的峰值就可以 得到此小區(qū)的時隙定時。
步驟2:幀同步和碼組確定
在小區(qū)搜索過程中的第二步，用戶設(shè)備使用輔同步信道SSCH的輔助同步 碼SSC來找到幀同步并確定第一步中所找到的小區(qū)的碼組。實現(xiàn)方法是把接 收信號和所有可能的輔助同步碼序列做相關(guān)，確定最大相關(guān)值。因為序列的循 環(huán)移位是唯一的，因此可以確定碼組以及幀偏移量，此時便已經(jīng)獲得了幀的同 步。
步驟3:擾碼確定
在小區(qū)搜索過程中的第三步，用戶設(shè)備確定搜索到的小區(qū)所使用的精確的
基本擾碼。確定基本擾碼的典型做法是在主公共導(dǎo)頻信道PCPICH上和在第
二步中確定的碼組中的所有碼進(jìn)行逐碼片的相關(guān)，選擇出一個最可能的擾碼。
在確定了基本擾碼后，就可以檢測主公共控制信道PCCPCH。特定系統(tǒng)和小區(qū) 的BCH信息就可以得到解讀。
上述典型的小區(qū)搜索方法適合于單小區(qū)同步。在單小區(qū)的情況下，用戶設(shè) 備可以通過同步前的頻率捕獲和同步后的頻率捕獲，減小其與基站之間的頻率偏差，從而使得上述典型小區(qū)搜索方法中普遍采用的匹配濾波器或相關(guān)器仍然 能夠有效地進(jìn)行同步檢測。但是在同頻多小區(qū)的情況下，由于多個基站之間存 在著頻率偏差，根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)最大可達(dá)土200Hz，此時上述典型小區(qū)搜索方法中普 遍采用的匹配濾波器或相關(guān)器則不能有效地進(jìn)行同步檢測。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于克服上述現(xiàn)有技術(shù)的缺點和不足，提供一種應(yīng)用于
WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，其針對同頻多小區(qū)基站間存在的頻率 偏差，利用差分匹配濾波器有效地進(jìn)行同頻多小區(qū)的同步檢測。
本發(fā)明的目的通過下述技術(shù)方案實現(xiàn)本應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)
下行同步方法，包括以下步驟 步驟一時隙同步
由于用戶設(shè)備與基站之間以及各基站之間都存在著頻率偏差，因此采用差
分匹配濾波器搜索主同步信道PSCH的主同步碼PSC，與各基站實現(xiàn)時隙同步，
具體實現(xiàn)過程如下
(1) 通過前后端匹配濾波模塊I將Cpsc的前(256-W1)個碼片與接收的 一幀數(shù)據(jù)即38400個碼片進(jìn)行匹配濾波或相關(guān)，得到Fpsc=<fpl, fp2，…， fp38400〉，所述W1為差分匹配濾波或相關(guān)的窗長，Wl的取值取決于頻率偏差 的大??；
(2) 通過前后端匹配濾波模塊I將Cpsc的后(256-Wl)個碼片與接收的 一幀數(shù)據(jù)即38400個碼片進(jìn)行匹配濾波或相關(guān)，得到Rpsc=<rpl,rp2，， rp38400〉；
(3) 通過差分運算模塊I對Fpsc與Rpsc進(jìn)行差分運算，得到 Dpsc二〈dpl， dp2，…，dp38400〉，其中dpi二conj (fpi) xrpi， i二l 38400;
(4 )通過按時隙累加模塊將Dpsc按時隙進(jìn)行累加得到 Apsc=<apl，即2， …，即2560〉；
(5) 通過取模平方模塊I對Apsc取模平方得到Spsc=〈spl， sp2，…， sp2560〉；
(6) 通過選取候選集I模塊對Spsc進(jìn)行排序，選取最大的N個作為候選 集I， N的取值取決于同頻基站的數(shù)目和多徑個數(shù)；
步驟二幀同步和碼組確定
由于用戶設(shè)備與基站之間以及各基站之間都存在著頻率偏差，因此采用差分匹配濾波器能夠搜索得到幀頭位置以及碼組，與各基站實現(xiàn)幀同步，具體實 現(xiàn)過程如下
(l)根據(jù)步驟一得到的候選集I依次循環(huán)下述過程，即循環(huán)因子i = l N，
依次得到Mssc， i:
① 通過前后端匹配濾波模塊II將Cssc,k的前(256-Wl)個碼片與候選集 I中峰值所確定的接收數(shù)據(jù)進(jìn)行匹配濾波或相關(guān)，得到
Fssc， k=〈fskl， fsk2，…，fskl5〉， k=l 16，所述Wl為差分匹配濾波或相關(guān)
的窗長，Wl的取值取決于頻率偏差的大??；
② 通過前后端匹配濾波模塊II將Cssc，k的后(256-Wl)個碼片與候選集 I中峰值所確定的接收數(shù)據(jù)進(jìn)行匹配濾波或相關(guān)，得到
Rssc， k=〈rskl， rsk2， …，rskl5〉， k二l 16;
③ 通過差分運算模塊II對Fssc,k與Rssc,k進(jìn)行差分運算，得到 Dssc， k二〈dskl， dsk2， …， dskl5〉， 其中 dski二conj (fski) xrski， i二l 15， k二l 16;
④ 通過按碼組分配表累加模塊，按照3GPP 25. 213標(biāo)準(zhǔn)中定義的SSC碼組 分配表對Dssc， k進(jìn)行循環(huán)累加，得到Assc， k二〈askl， ask2，…，askl5〉， k=l 64;
⑤ 通過取模平方模塊II ，對Assc， k， k二l 64取模平方得到 Pssc， k二〈pskl， psk2，…，pskl5〉， k=l 64;
⑥ 通過搜索最大值模塊I ，對Pssc，k， k4 64進(jìn)行最大值搜索得到本次 循環(huán)的最大值Mssc，i，最大值所在的Pssc，k的k值即為碼組號，最大值的下 標(biāo)即為幀頭的偏移；
(2)通過選取候選集II模塊對步驟二的(1)中得到的Mssc，i, i=l N 根據(jù)其模平方值進(jìn)行排序，選取最大的M個作為步驟三的候選集II; M的取值
取決于同頻基站的數(shù)目、多徑個數(shù)，以及所采用器件的計算存儲能力；所述器
件包括DSP、 FPGA;
步驟三擾碼確定
WCDMA基站在PCPICH上發(fā)送的數(shù)據(jù)為其使用的擾碼SC與+1/-1的乘積， SC以幀為周期。由于直放站與基站之間以及各基站之間都存在著頻偏，因此 采用差分匹配濾波器，將擾碼碼組中的8個主擾碼分別與其對應(yīng)的一幀數(shù)據(jù)進(jìn) 行差分濾波，得到候選集II中小區(qū)使用的下行主擾碼，具體實現(xiàn)過程如下(1) 根據(jù)步驟二得到的候選集II依次循環(huán)下述過程，即循環(huán)因子i=l M，
依次得到該碼組判決得到的擾碼號Nsc， i :
① 根據(jù)本次循環(huán)的碼組號依次循環(huán)下述過程，即循環(huán)因子j=l 8，依次 得到該碼組各擾碼對應(yīng)的差分濾波或相關(guān)的結(jié)果Fsc， j :
a) 通過部分解擾模塊，選取接收的一幀數(shù)據(jù)中連續(xù)的L個碼片，L為窗 長W2的整數(shù)倍，W2的取值取決于頻率偏差的大小，且L《38400，用與本次循 環(huán)對應(yīng)的擾碼對其進(jìn)行解擾得到Dsc二〈dsl，ds2，…，dsL〉；
b) 通過按窗累加模塊，按窗長W2對Dsc進(jìn)行累加得到Asc=〈asl， as2，…， as(L/W2)>， W2的取值取決于頻率偏差的大??；
c )通過差分運算模塊III對Asc進(jìn)行差分濾波或相關(guān)得到 Dsc二〈dsl， ds2，…，ds(L/W2-1)〉， dsk=conj (ask) xas (k+l) ， k=l (L/W2-l); d)通過累加取模平方模塊，對Dsc進(jìn)行累加取模平方得到Fsc， j， j二l
8;
② 通過SNR計算模塊，搜索Fsc， j中的最大值Msc，i，最大值對應(yīng)的擾碼 號即為Nsc，i，最大值與其余7個模平方值的比值即為SNRsr，i， i二l N;
(2) 通過選取候選集III模塊將步驟(三)的(1)中得到的SNRsr， i， i二l N與門限scThreshold進(jìn)行比較判決，選取大于門限scThreshold的作為候選 集III的基站，并得到其對應(yīng)的擾碼號。
為更好地實現(xiàn)本發(fā)明，所述前后端匹配濾波模塊工、前后端匹配濾波模塊 II分別可以由相互連接的乘法器及累加器來實現(xiàn)，其中乘法器或累加器可以分 別為一個或一個以上；
所述差分運算模塊i、差分運算模塊n、差分運算模塊ni分別可以由相互 連接的乘法器及加法器來實現(xiàn)，其中乘法器或加法器分別可以為一個或一個以
上；
所述取模平方模塊i、取模平方模塊n分別可以由相互連接的乘法器及加
法器來實現(xiàn)，其中乘法器或加法器分別可以為一個或一個以上；
所述選取候選集i模塊、選取候選集n模塊、選取候選集m模塊分別可以 由一個或一個以上的比較器來實現(xiàn)；
所述搜索最大值模塊可以由一個或一個以上的比較器來實現(xiàn)； 所述按時隙累加模塊可以由一個或一個以上的累加器來實現(xiàn)； 所述按碼組分配表累加模塊可以由一個或一個以上的累加器來實現(xiàn)；
10所述部分解擾模塊可以由一個或一個以上的乘法器來實現(xiàn)； 所述按窗累加模塊可以由一個或一個以上的累加器來實現(xiàn)； 所述累加取模平方模塊可以由相互連接的累加器、乘法器及加法器來實
現(xiàn)，其中累加器、乘法器或加法器可以分別為一個或一個以上；
所述SNR計算模塊可以由相互連接的比較器、乘法器、除法器及查找表來
實現(xiàn)，其中比較器、乘法器、除法器或者查找表可以分別為一個或一個以上。 所述乘法器、加法器、累加器、比較器都可以在一片/多片F(xiàn)PGA或DSP
芯片上實現(xiàn)。
本發(fā)明是以單倍采樣率進(jìn)行描述的，多倍采樣率的情況本發(fā)明同樣適用；
本發(fā)明同樣適用于單小區(qū)的情況。
本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下優(yōu)點和有益效果
(1) 克服了傳統(tǒng)匹配濾波器無法應(yīng)用于頻偏較大環(huán)境的缺點，針對同頻 多小區(qū)基站間存在的頻率偏差，利用差分匹配濾波器有效地進(jìn)行了同頻多小區(qū) 的同步檢測；與以往的傳統(tǒng)技術(shù)相比，本發(fā)明更適用于WCDMA系統(tǒng)同頻多小區(qū) 的同步。
(2) 使用本發(fā)明所述的方法，可在信噪比為3dB、用戶端與基站間的頻 偏為4000Hz、基站間的頻偏〈200Hz的情況，對同頻多基站(發(fā)射功率相差〈9dB) 在一幀之內(nèi)同步成功率為100%。
(3) 本發(fā)明可以應(yīng)用于用戶終端、路測設(shè)備、智能直放站等下行接收機(jī) 的具體應(yīng)用形式。


圖1為WCDMA系統(tǒng)下行SCH信道的幀結(jié)構(gòu)示意圖。 圖2為下行擾碼生成原理的示意圖3為本發(fā)明應(yīng)用于WCDMA同頻多小區(qū)下行同步方法的工作原理示意圖。
具體實施例方式
下面結(jié)合實施例及附圖，對本發(fā)明作進(jìn)一步地詳細(xì)說明，但本發(fā)明的實施 方式不限于此。 實施例
如圖3所示，本應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，包括以 下步驟
步驟一時隙同步由于用戶設(shè)備與基站之間以及各基站之間都存在著頻率偏差，因此采用差 分匹配濾波器搜索主同步信道PSCH的主同步碼PSC，與各基站實現(xiàn)時隙同步， 具體實現(xiàn)過程如下
(1) 通過前后端匹配濾波模塊I將Cpsc的前(256-W1)個碼片與接收的 一幀數(shù)據(jù)即38400個碼片進(jìn)行匹配濾波或相關(guān)，得到Fpsc=〈fpl， fp2，…， fp38400〉，所述W1為差分匹配濾波或相關(guān)的窗長，Wl的取值取決于頻率偏差 的大??；
(2) 通過前后端匹配濾波模塊I將Cpsc的后(256-W1)個碼片與接收的 一幀數(shù)據(jù)即38400個碼片進(jìn)行匹配濾波或相關(guān)，得到Rpsc=〈rpl， rp2，， rp38400〉；
(3) 通過差分運算模塊I對Fpsc與Rpsc進(jìn)行差分運算，得到 Dpsc二〈dpl， dp2，…，dp38400〉，其中dpi=conj (fpi) xrpi， i=l 38400;
(4 )通過按時隙累加模塊將Dpsc按時隙進(jìn)行累加得到 Apsc二〈apl，即2， …，即2560〉；
(5) 通過取模平方模塊I對Apse取模平方得到Spsc=〈spl， sP2，， sp2560〉；
(6) 通過選取候選集I模塊對Spsc進(jìn)行排序，選取最大的N個作為候選 集I， N的取值取決于同頻基站的數(shù)目和多徑個數(shù)；
步驟二幀同步和碼組確定
由于用戶設(shè)備與基站之間以及各基站之間都存在著頻率偏差，因此采用差 分匹配濾波器能夠搜索得到幀頭位置以及碼組，與各基站實現(xiàn)幀同步，具體實
現(xiàn)過程如下
(l)根據(jù)步驟一得到的候選集I依次循環(huán)下述過程，即循環(huán)因子i=l N， 依次得到Mssc， i:
① 通過前后端匹配濾波模塊II將Cssc,k的前(256-W1)個碼片與候選集
I中峰值所確定的接收數(shù)據(jù)進(jìn)行匹配濾波或相關(guān)，得到 Fssc， k=〈fskl， fsk2，…，fskl5〉， k=l 16，所述Wl為差分匹配濾波或相關(guān) 的窗長，Wl的取值取決于頻率偏差的大??；
② 通過前后端匹配濾波模塊II將Cssc，k的后(256-W1)個碼片與候選集 I中峰值所確定的接收數(shù)據(jù)進(jìn)行匹配濾波或相關(guān)，得到 Rssc， k=<rskl, rsk2， …,rskl5>， k=l 16;③ 通過差分運算模塊II對Fssc，k與Rssc,k進(jìn)行差分運算，得到 Dssc， k=<dskl， dsk2， …， dskl5〉， 其中 dski二conj (fski) xrski， i=l 15， k二l 16;
④ 通過按碼組分配表累加模塊，按照3GPP 25. 213標(biāo)準(zhǔn)中定義的SSC碼組 分配表對Dssc，k進(jìn)行循環(huán)累加，得到Assc, k《askl，ask2，…，askl5〉， k二l 64;
⑤ 通過取模平方模塊II ，對Assc， k， k=l 64取模平方得到 Pssc， k二〈pskl， psk2， ， pskl5〉， k二l 64;
⑥ 通過搜索最大值模塊I ，對Pssc，k， k:l 64進(jìn)行最大值搜索得到本次 循環(huán)的最大值Mssc, i，最大值所在的Pssc，k的k值即為碼組號，最大值的下 標(biāo)即為幀頭的偏移；
(2)通過選取候選集n模塊對步驟二的(1)中得到的Mssc，i， i:l N 根據(jù)其模平方值進(jìn)行排序，選取最大的M個作為步驟三的候選集II; M的取值 取決于同頻基站的數(shù)目、多徑個數(shù)，以及所采用器件的計算存儲能力；所述器 件包括DSP、 FPGA;
步驟三擾碼確定
WCDMA基站在PCPICH上發(fā)送的數(shù)據(jù)為其使用的擾碼SC與十1/-1的乘積， SC以幀為周期。由于直放站與基站之間以及各基站之間都存在著頻偏，因此 采用差分匹配濾波器，將擾碼碼組中的8個主擾碼分別與其對應(yīng)的一幀數(shù)據(jù)進(jìn)
行差分濾波，得到候選集n中小區(qū)使用的下行主擾碼，具體實現(xiàn)過程如下
(l)根據(jù)步驟二得到的候選集II依次循環(huán)下述過程，即循環(huán)因子i二l M， 依次得到該碼組判決得到的擾碼號Nsc, i:
①根據(jù)本次循環(huán)的碼組號依次循環(huán)下述過程，即循環(huán)因子>1 8，依次 得到該碼組各擾碼對應(yīng)的差分濾波或相關(guān)的結(jié)果Fsc， j:
a) 通過部分解擾模塊，選取接收的一幀數(shù)據(jù)中連續(xù)的L個碼片，L為窗 長W2的整數(shù)倍，W2的取值取決于頻率偏差的大小，且1^<〈38400，用與本次循 環(huán)對應(yīng)的擾碼對其進(jìn)行解擾得到Dsc二〈dsl，ds2，…，dsL〉；
b) 通過按窗累加模塊，按窗長W2對Dsc進(jìn)行累加得到Asc=〈asl， as2,…， as(L/W2)〉， W2的取值取決于頻率偏差的大?。?br> c )通過差分運算模塊III對Asc進(jìn)行差分濾波或相關(guān)得到 Dsc二〈dsl， ds2，…，ds(L/W2—1)〉， dsk二conj (ask) xas (k+l) ， k=l (L/W2-l);d)通過累加取模平方模塊，對Dsc進(jìn)行累加取模平方得到Fsc， j， j = l
8;
②通過SNR計算模塊，搜索Fsc, j中的最大值Msc，i，最大值對應(yīng)的擾碼 號即為Nsc，i，最大值與其余7個模平方值的比值即為SNRsr，i， i=l N;
(2)通過選取候選集III模塊將步驟(三)的(1)中得到的SNRsr， i， i二l N與門限scThreshold進(jìn)行比較判決，選取大于門限scThreshold的作為候選 集III的基站，并得到其對應(yīng)的擾碼號。
本實施例中，上述前后端匹配濾波模塊I、前后端匹配濾波模塊II分別可 以由相互連接的乘法器及累加器來實現(xiàn)，其中乘法器或累加器可以分別為一個 或一個以上；
上述差分運算模塊i、差分運算模塊ii、差分運算模塊ni分別可以由相互 連接的乘法器及加法器來實現(xiàn)，其中乘法器或加法器分別可以為一個或一個以
上；
上述取模平方模塊i、取模平方模塊n分別可以由相互連接的乘法器及加
法器來實現(xiàn)，其中乘法器或加法器分別可以為一個或一個以上；
上述選取候選集i模塊、選取候選集n模塊、選取候選集in模塊分別可以
由一個或一個以上的比較器來實現(xiàn)；
上述搜索最大值模塊可以由一個或一個以上的比較器來實現(xiàn)；
上述按時隙累加模塊可以由一個或一個以上的累加器來實現(xiàn)；
上述按碼組分配表累加模塊可以由一個或一個以上的累加器來實現(xiàn)；
上述部分解擾模塊可以由一個或一個以上的乘法器來實現(xiàn)；
上述按窗累加模塊可以由一個或一個以上的累加器來實現(xiàn)；
上述累加取模平方模塊可以由相互連接的累加器、乘法器及加法器來實
現(xiàn)，其中累加器、乘法器或加法器可以分別為一個或一個以上；
上述SNR計算模塊可以由相互連接的比較器、乘法器、除法器及查找表來
實現(xiàn)，其中比較器、乘法器、除法器或者查找表可以分別為一個或一個以上。
述乘法器、加法器、累加器、比較器都可以在一片/多片F(xiàn)PGA或DSP芯片
上實現(xiàn)。
如上所述，便可較好地實現(xiàn)本發(fā)明，上述實施例僅為本發(fā)明的較佳實施
例，并非用來限定本發(fā)明的實施范圍；即凡依本發(fā)明內(nèi)容所作的均等變化與 修飾，都為本發(fā)明權(quán)利要求所要求保護(hù)的范圍所涵蓋。
權(quán)利要求
1、應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，其特征在于包括以下步驟步驟一時隙同步采用差分匹配濾波器搜索主同步信道PSCH的主同步碼PSC，與各基站實現(xiàn)時隙同步，步驟如下(1)通過前后端匹配濾波模塊I將Cpsc的前(256-W1)個碼片與接收的一幀數(shù)據(jù)即38400個碼片進(jìn)行匹配濾波或相關(guān)，得到Fpsc＝<fp1，fp2，…，fp38400>，所述W1為差分匹配濾波或相關(guān)的窗長，W1的取值取決于頻率偏差的大??；(2)通過前后端匹配濾波模塊I將Cpsc的后(256-W1)個碼片與接收的一幀數(shù)據(jù)即38400個碼片進(jìn)行匹配濾波或相關(guān)，得到Rpsc＝<rp1，rp2，…，rp38400>；(3)通過差分運算模塊I對Fpsc與Rpsc進(jìn)行差分運算，得到Dpsc＝<dp1，dp2，…，dp38400>，其中dpi＝conj(fpi)×rpi，i＝1～38400；(4)通過按時隙累加模塊將Dpsc按時隙進(jìn)行累加得到Apsc＝<ap1，ap2，…，ap2560>；(5)通過取模平方模塊I對Apsc取模平方得到Spsc＝<sp1，sp2，…，sp2560>；(6)通過選取候選集I模塊對Spsc進(jìn)行排序，選取最大的N個作為候選集I，N的取值取決于同頻基站的數(shù)目和多徑個數(shù)；步驟二幀同步和碼組確定采用差分匹配濾波器能夠搜索得到幀頭位置以及碼組，與各基站實現(xiàn)幀同步，步驟如下(1)根據(jù)步驟一得到的候選集I依次循環(huán)下述過程，即循環(huán)因子i＝1～N，依次得到Mssc，i①通過前后端匹配濾波模塊II將Cssc，k的前(256-W1)個碼片與候選集I中峰值所確定的接收數(shù)據(jù)進(jìn)行匹配濾波或相關(guān)，得到Fssc，k＝<fsk1，fsk2，…，fsk15>，k＝1～16，所述W1為差分匹配濾波或相關(guān)的窗長，W1的取值取決于頻率偏差的大小；②通過前后端匹配濾波模塊II將Cssc，k的后(256-W1)個碼片與候選集I中峰值所確定的接收數(shù)據(jù)進(jìn)行匹配濾波或相關(guān)，得到Rssc，k＝<rsk1，rsk2，…，rsk15>，k＝1～16；③通過差分運算模塊II對Fssc，k與Rssc，k進(jìn)行差分運算，得到Dssc，k＝<dsk1，dsk2，…，dsk15>，其中dski＝conj(fski)×rski，i＝1～15，k＝1～16；④通過按碼組分配表累加模塊，按照3GPP25.213標(biāo)準(zhǔn)中定義的SSC碼組分配表對Dssc，k進(jìn)行循環(huán)累加，得到Assc，k＝<ask1，ask2，…，ask15>，k＝1～64；⑤通過取模平方模塊II，對Assc，k，k＝1～64取模平方得到Pssc，k＝<psk1，psk2，…，psk15>，k＝1～64；⑥通過搜索最大值模塊I，對Pssc，k，k＝1～64進(jìn)行最大值搜索得到本次循環(huán)的最大值Mssc，i，最大值所在的Pssc，k的k值即為碼組號，最大值的下標(biāo)即為幀頭的偏移；(2)通過選取候選集II模塊對步驟二的(1)中得到的Mssc，i，i＝1～N根據(jù)其模平方值進(jìn)行排序，選取最大的M個作為步驟三的候選集II；M的取值取決于同頻基站的數(shù)目、多徑個數(shù)，以及所采用器件的計算存儲能力。步驟三擾碼確定采用差分匹配濾波器，將擾碼碼組中的8個主擾碼分別與其對應(yīng)的一幀數(shù)據(jù)進(jìn)行差分濾波，得到候選集II中小區(qū)使用的下行主擾碼，步驟如下(1)根據(jù)步驟二得到的候選集II依次循環(huán)下述過程，即循環(huán)因子i＝1～M，依次得到該碼組判決得到的擾碼號Nsc，i①根據(jù)本次循環(huán)的碼組號依次循環(huán)下述過程，即循環(huán)因子j＝1～8，依次得到該碼組各擾碼對應(yīng)的差分濾波或相關(guān)的結(jié)果Fsc，ja)通過部分解擾模塊，選取接收的一幀數(shù)據(jù)中連續(xù)的L個碼片，L為窗長W2的整數(shù)倍，W2的取值取決于頻率偏差的大小，且L<<38400，用與本次循環(huán)對應(yīng)的擾碼對其進(jìn)行解擾得到Dsc＝<ds1，ds2，…，dsL>；b)通過按窗累加模塊，按窗長W2對Dsc進(jìn)行累加得到Asc＝<as1，as2，…，as(L/W2)>，W2的取值取決于頻率偏差的大??；c)通過差分運算模塊III對Asc進(jìn)行差分濾波或相關(guān)得到Dsc＝<ds1，ds2，…，ds(L/W2-1)>，dsk＝con j(ask)×as(k+1)，k＝1～(L/W2-1)；d)通過累加取模平方模塊，對Dsc進(jìn)行累加取模平方得到Fsc，j，j＝1～8；②通過SNR計算模塊，搜索Fsc，j中的最大值Msc，i，最大值對應(yīng)的擾碼號即為Nsc，i，最大值與其余7個模平方值的比值即為SNRsr，i，i＝1～N；(2)通過選取候選集III模塊將步驟(三)的(1)中得到的SNRsr，i，i＝1～N與門限scThreshold進(jìn)行比較判決，選取大于門限scThreshold的作為候選集III的基站，并得到其對應(yīng)的擾碼號。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，其特征在于所述前后端匹配濾波模塊I、前后端匹配濾波模塊II分別由相互連接的乘法器及累加器來實現(xiàn)，其中乘法器或累加器分別為一個或一個以上。
3、 根據(jù)權(quán)利要求1所述應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，其特征在于所述差分運算模塊i、差分運算模塊n、差分運算模塊m分別由相互連接的乘法器及加法器來實現(xiàn)，其中乘法器、加法器分別為一個或一個以上。
4、 根據(jù)權(quán)利要求1所述應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，其特征在于所述取模平方模塊i、取模平方模塊n分別由相互連接的乘法器及加法器來實現(xiàn)，其中乘法器、加法器分別為一個或-個以上。
5、 根據(jù)權(quán)利要求1所述應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，其特征在于所述選取候選集I模塊、選取候選集1I模塊、選取候選集m模塊分別由 一個或一個以上的比較器來實現(xiàn)。
6、 根據(jù)權(quán)利要求1所述應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，其特征在十所述搜索最大值模塊由一個或一個以上的比較器來實現(xiàn)。
7、 根據(jù)權(quán)利要求1所述應(yīng)用于WCDM系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，其特征在于所述按時隙累加模塊由一個或一個以上的累加器來實現(xiàn)；所述按碼組分配表累加模塊由一個或--個以上的累加器來實現(xiàn)；所述部分解擾模塊由一個或一個以上的乘法器來實現(xiàn)；所述按窗累加模塊由一個或一個以上的累加器來實現(xiàn)。
8、 根據(jù)權(quán)利要求1所述應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，其特征在于所述累加取模平方模塊由相互連接的累加器、乘法器及加法器來實現(xiàn)，其中累加器、乘法器、加法器分別為一個或一個以上。
9、 根據(jù)權(quán)利要求1所述應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，其特征在于所述SNR計算模塊由相互連接的比較器、乘法器、除法器及査找表來實現(xiàn)，其中比較器、乘法器、除法器、査找表分別為一個或一個以上。
10、根據(jù)權(quán)利要求1所述應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，其特征在于步驟二的(2)中所述器件包括DSP、 FPGA。
全文摘要
本發(fā)明提供應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的同頻多小區(qū)下行同步方法，步驟為(1)使用差分匹配濾波器對PSCH信道進(jìn)行濾波，并將濾波結(jié)果按時隙進(jìn)行累加；(2)根據(jù)(1)中累加結(jié)果的模平方，選取最大的N個作為后續(xù)同步過程的候選集I；(3)使用差分匹配濾波器對候選集I的SSCH信道進(jìn)行濾波，并將濾波結(jié)果按SSC碼組的分配表進(jìn)行累加，累加結(jié)果模平方的最大值所對應(yīng)的碼組和時隙偏移即為所求；(4)根據(jù)候選集I的幀同步的結(jié)果，選取其中累加結(jié)果模平方最大的M個作為后續(xù)同步過程的候選集II；(5)使用差分匹配濾波器對PCPICH信道進(jìn)行部分差分匹配濾波，累加結(jié)果最大值對應(yīng)的碼號即為判決所激活基站的擾碼號，從而得到候選集III。
文檔編號H04B7/26GK101499843SQ20081002614
公開日2009年8月5日 申請日期2008年1月30日 優(yōu)先權(quán)日2008年1月30日
發(fā)明者英 施 申請人:京信通信系統(tǒng)(中國)有限公司