專利名稱：耙式接收器及其解展頻方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是關(guān)于一種耙式接收器的，且特別是有關(guān)于一種利用通道估測(cè)的耙式接收器。

背景技術(shù)：
無(wú)線通訊系統(tǒng)利用無(wú)線電波來(lái)傳送訊息。在電波傳遞的過(guò)程中，由于電波在環(huán)境中受到建筑物或汽車等等的影響，而使得傳送端所發(fā)出的信號(hào)經(jīng)過(guò)各種不同反射與折射的路徑到達(dá)接收端，并且，每條路徑到達(dá)接收端的時(shí)間也不同。因此，無(wú)線通訊的環(huán)境被視為一個(gè)多路徑信道。以數(shù)學(xué)的角度來(lái)說(shuō)，假設(shè)傳送端在時(shí)間t傳送的信號(hào)表示為s(t)，接收端在時(shí)間t的接收信號(hào)r(t)可以表示如下 上述(1)式中，L為路徑的個(gè)數(shù)，τl為L(zhǎng)條傳輸路徑中第l條路徑所造成的路徑延遲時(shí)間，hl為L(zhǎng)條傳輸路徑中第l條路徑的信道增益，n(t)為信道噪聲。
在目前的通訊系統(tǒng)中，耙式接收器(RAKE receiver)常被使用于接收端，并利用其內(nèi)部多個(gè)支路(branch)或稱為多個(gè)耙指(finger)來(lái)收集不同的路徑中的信號(hào)，以抵抗多路徑信道對(duì)信號(hào)造成的衰減。在目前的應(yīng)用當(dāng)中，以碼分多址(Code Division Multiple Access，以下簡(jiǎn)稱為CDMA)系統(tǒng)最常使用耙式接收器。

圖1示出的是CDMA系統(tǒng)中的耙式接收器的系統(tǒng)方塊圖。
請(qǐng)參考圖1，耙式接收器100包括多個(gè)耙指(finger)110_0～110_(L-1)與一結(jié)合器140。接收信號(hào)r(t)分別被輸入至耙指110_0～110_(L-1)中的延遲單元120_0～120_(L-1)，而延遲單元120_0～120_(L-1)分別對(duì)接收信號(hào)r(t)延遲一時(shí)間τ0～τL-1后，輸出至解展頻單元(de-spreader)130_0～130_(L-1)。再由解展頻單元130_0～130_(L-1)分別產(chǎn)生信號(hào)分量y(τ0)～y(τL-1)輸出至結(jié)合器140。在結(jié)合器140接收到耙指110_0～110_(L-1)所輸出的信號(hào)分量y(τ1)～y(τ1)后，結(jié)合器140分別將所接收的信號(hào)分量y(τ1)～y(τ1)乘上一權(quán)重w0*～wL-1*，疊加并輸出一解展頻信號(hào)
上述耙指110_0～110_(L-1)的個(gè)數(shù)被設(shè)計(jì)為路徑的個(gè)數(shù)，延遲單元120_0～120_(L-1)中的時(shí)間τ0～τL-1為接收端進(jìn)行通道估測(cè)后所得到的各路徑上的路徑延遲時(shí)間，而結(jié)合器140中的權(quán)重w0*～wL-1*為接收端進(jìn)行通道估測(cè)后所得到的各路徑上信道增益的共軛(conjugate)。也就是說(shuō)，實(shí)際的應(yīng)用中，接收端的耙式接收器100是依據(jù)通道估測(cè)的結(jié)果，來(lái)規(guī)劃每個(gè)耙指110_0～110_(L-1)，以收集來(lái)自信道中的各路徑的信號(hào)。
實(shí)際傳輸時(shí)，由于CDMA系統(tǒng)利用多個(gè)展頻碼(spreading code)在同一時(shí)間內(nèi)傳送多個(gè)使用者的信號(hào)，并利用每個(gè)展頻碼之間的正交性(orthogonal)來(lái)使得使用者之間的信號(hào)不會(huì)互相干擾。因此，信號(hào)在信道中遭受到多路徑的干擾時(shí)，展頻碼之間的正交性也將被破壞，因而造成使用者之間的信號(hào)互相干擾，也就是多重使用者干擾(Multiple-User Interference，MUI)。另外，多路徑的干擾也會(huì)造成同一個(gè)使用者中的符號(hào)間干擾(Inter-Symbol Interference，ISI)。然而，上述傳統(tǒng)的耙式接收器僅考慮到多路徑信道對(duì)信號(hào)造成的衰減，卻無(wú)法克服上述多重使用者干擾與符號(hào)間干擾。
以數(shù)學(xué)的角度來(lái)說(shuō)，上述傳統(tǒng)的耙式接收器將信道中的噪聲n(t)假設(shè)為白高斯噪聲(White Gaussian Noise)，并只對(duì)多路徑所造成的信號(hào)衰減作處理(也就是僅考慮到多路徑信道的路徑延遲時(shí)間τ0～τL-1以及通道增益h0～hL-1)。但實(shí)際的傳輸信道時(shí)，由于信道中多重使用者干擾與符號(hào)間干擾，造成噪聲n(t)并非為白高斯噪聲，而是一個(gè)有色高斯噪聲(Colored Gaussian Noise)。因此，傳統(tǒng)耙式接收器忽略多重使用者干擾與符號(hào)間干擾，將使得接收端的效能降低，并使得接收端所解調(diào)出的信號(hào)的比特差錯(cuò)率較大。
為了解決多路徑信道的衰減以及減少通道的有色高斯噪聲的干擾，目前已有美國(guó)專利(注[1])以及論文(注[2])提出的一種廣義耙式(Generalized RAKE，以下簡(jiǎn)稱G-RAKE)接收器。圖2示出的為CDMA系統(tǒng)中的G-RAKE接收器的系統(tǒng)方塊圖。
請(qǐng)參考圖2，G-RAKE接收器200包括多個(gè)耙指210_0～210_(J-1)與結(jié)合器240。G-RAKE接收器200的架構(gòu)相似于圖1中的耙式接收器100，其不同點(diǎn)在于G-RAKE接收器200的耙指210_0～210_(J-1)個(gè)數(shù)為J，且J的值大于路徑個(gè)數(shù)L。并且，延遲單元220_0～220_(J-1)中的每個(gè)時(shí)間d0～dJ-1不一定會(huì)對(duì)應(yīng)到為傳輸路徑上的路徑延遲時(shí)間，而是利用最大信號(hào)與噪聲比(maximum SNR)的統(tǒng)計(jì)量來(lái)設(shè)計(jì)時(shí)間d0～dJ-1。
另外，結(jié)合器240中的權(quán)重w0*～wJ-1*是經(jīng)由最大概似度(MaximumLikelihood，ML)準(zhǔn)則的計(jì)算所得。上述權(quán)重w0*～wJ-1*可以向量w來(lái)表示，而其值由計(jì)算所得。其中，上標(biāo)-1表示反矩陣運(yùn)算。hJ是由信道估計(jì)所得的信道增益。Ru為一個(gè)J×J的矩陣，其內(nèi)部的每個(gè)元素值計(jì)算方法已于注[1]與注[2]文獻(xiàn)中說(shuō)明。Ru的定義為向量u的共變異數(shù)矩陣(covariance matrix)，而向量u中的元素為G-RAKE接收器中每個(gè)耙指所輸出的信號(hào)中所包含的噪聲。
在上述注[2]文獻(xiàn)中已說(shuō)明G-RAKE接收器的耙指?jìng)€(gè)數(shù)J大于信道的路徑個(gè)數(shù)L，其目的是使一部分的耙指能夠與信道中的路徑匹配(match)，以收集各路徑的信號(hào)。另外的目的是讓剩余部份的耙指(也就是其內(nèi)部的延遲時(shí)間不等于多路徑信道的路徑延遲時(shí)間)用來(lái)白化(whiten)通道中的有色高斯噪聲。因此，G-RAKE接收器能夠解決多路徑信道的衰減以及減少通道的有色高斯噪聲的干擾。
雖然上述G-RAKE接收器使得接收端具有較好的效能。但是，由于Ru的維度為J×J，使得進(jìn)行矩陣Ru的反矩陣運(yùn)算時(shí)需要龐大計(jì)算量。另外，經(jīng)由最大信號(hào)與噪聲比所設(shè)計(jì)出的時(shí)間d0～dJ-1也需要相當(dāng)大的計(jì)算量。
注[1]美國(guó)公開號(hào)Pub.No US 2006/0188007A1專利。
注[2]G.E.Bottomley，T.Ottosson，and Yi-Pin Eric Wang，“AGeneralized RAKE Receiver for Interference Suppression”，IEEE J.select.Areas Commun.，vol.18，pp.1536-1545，Aug.2000。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種耙式接收器，用以同時(shí)降低接收端所解調(diào)出的信號(hào)的比特差錯(cuò)率，以及有效地減少接收端的計(jì)算量。
本發(fā)明還提供一種解展頻方法，用以在低復(fù)雜度的條件下，估測(cè)并消除接收信號(hào)中的噪聲與干擾。
本發(fā)明提出一種耙式接收器，包括信道估測(cè)模塊、L個(gè)信號(hào)支路、I個(gè)噪聲支路與結(jié)合器。其中，信道估測(cè)模塊估測(cè)多路徑信道中的多路徑延遲時(shí)間與對(duì)應(yīng)的通道增益。L個(gè)信號(hào)支路對(duì)接收信號(hào)分別延遲多個(gè)信道路徑延遲時(shí)間，以得到多個(gè)延遲接收信號(hào)，并分別解展頻每個(gè)延遲接收信號(hào)，以輸出多個(gè)信號(hào)分量。而I個(gè)噪聲支路對(duì)接收信號(hào)分別延遲多個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)間，以得到多個(gè)延遲噪聲信號(hào)，并分別解展頻每個(gè)延遲噪聲信號(hào)，分別輸出多個(gè)噪聲分量。結(jié)合器將上述信號(hào)分量結(jié)合后產(chǎn)生一主要信號(hào)，并將上述噪聲分量結(jié)合后產(chǎn)生一干擾噪聲估測(cè)值，由主要信號(hào)與干擾噪聲估測(cè)值的差值，輸出一解展頻信號(hào)。其中，結(jié)合器依據(jù)上述通道增益，調(diào)整多個(gè)信號(hào)分量在主要信號(hào)中的權(quán)重，并依據(jù)I個(gè)噪聲權(quán)重調(diào)整多個(gè)噪聲分量在干擾噪聲估測(cè)值中的權(quán)重。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，以上述L個(gè)信號(hào)支路中第i個(gè)信號(hào)支路為例，其包括一延遲單元與一解展頻單元。其中，延遲單元將接收信號(hào)延遲第i信道路徑延遲時(shí)間后，輸出第i延遲接收信號(hào)至解展頻單元。而解展頻單元將第i延遲接收信號(hào)與本地的一個(gè)展頻波形進(jìn)行卷積運(yùn)算后，抽樣為第i信號(hào)分量。以上述I個(gè)噪聲支路中第j個(gè)噪聲支路為例，其包括一延遲單元與一解展頻單元。其中，延遲單元將接收信號(hào)延遲第j預(yù)設(shè)時(shí)間后，輸出第j延遲噪聲信號(hào)至解展頻單元。而解展頻單元將第j延遲噪聲信號(hào)與本地的一個(gè)展頻波形進(jìn)行卷積運(yùn)算后，抽樣為第j噪聲分量。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，上述結(jié)合器包括信號(hào)結(jié)合單元、噪聲結(jié)合單元與加法器。其中，信號(hào)結(jié)合單元依據(jù)L個(gè)信號(hào)權(quán)重結(jié)合多個(gè)信號(hào)分量，以產(chǎn)生并輸出主要信號(hào)，而L個(gè)信號(hào)權(quán)重是依據(jù)多路徑信道的信道增益得到的。而噪聲結(jié)合單元依據(jù)I個(gè)信號(hào)權(quán)重結(jié)合多個(gè)信號(hào)分量，以產(chǎn)生并輸出干擾噪聲估測(cè)值。加法器將主要信號(hào)與干擾噪聲估測(cè)值相減后，輸出解展頻信號(hào)。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，上述多個(gè)信號(hào)權(quán)重表示為A0～AL-1，而信號(hào)權(quán)重A0～AL-1的共軛值所組成的信號(hào)權(quán)重向量表示為上述多個(gè)噪聲權(quán)重表示為B0～BI-1，而噪聲權(quán)重B0～BI-1的共軛值所組成的噪聲權(quán)重向量在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，上述耙式接收器還包括噪聲權(quán)重計(jì)算單元。該噪聲權(quán)重計(jì)算單元透過(guò)噪聲矩陣Ru與方程式計(jì)算出噪聲權(quán)重B0～BI-1，并輸出至噪聲結(jié)合單元。其中，Ru為一噪聲向量u的共變異數(shù)矩陣，其維度為(I+L)×(I+L)。噪聲向量u為多個(gè)信號(hào)支路與多個(gè)噪聲支路所輸出的信號(hào)中的噪聲，其長(zhǎng)度為I+L。矩陣Rn為噪聲矩陣Ru中右下角I×I的子矩陣，矩陣Rns為該噪聲矩陣Ru中左下角I×L的子矩陣，上標(biāo)-1表示為反矩陣運(yùn)算。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，上述耙式接收器還包括一噪聲支路選擇單元。此噪聲支路選擇單元由多個(gè)候選者中，選擇出前I個(gè)具有較大計(jì)量值的候選者，作為上述I個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)間。其中，上述計(jì)量值為|βi|2E[|zn(mi)|2]，而第i個(gè)候選者對(duì)應(yīng)第i預(yù)設(shè)時(shí)間mi，第i噪聲支路依據(jù)第i預(yù)設(shè)時(shí)間mi產(chǎn)生第i噪聲分量zn(mi)，βi為第i噪聲分量zn(mi)對(duì)應(yīng)的噪聲權(quán)重的共軛值，E[·]表示為期望值運(yùn)算。
本發(fā)明還提出一種解展頻方法，包括估測(cè)多路徑信道中的多個(gè)信道增益與對(duì)應(yīng)的多個(gè)路徑延遲時(shí)間；接收來(lái)自多路徑信道的接收信號(hào)；對(duì)接收信號(hào)分別延遲多個(gè)信道路徑延遲時(shí)間，以得到多個(gè)延遲接收信號(hào)，分別解展頻多個(gè)延遲接收信號(hào)后，產(chǎn)生出多個(gè)信號(hào)分量；對(duì)接收信號(hào)分別延遲多個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)間，以得到多個(gè)延遲噪聲信號(hào)，分別解展頻多個(gè)延遲噪聲信號(hào)，以得到多個(gè)噪聲分量；依據(jù)上述通道增益，分別調(diào)整多個(gè)信號(hào)分量在主要信號(hào)中的權(quán)重，以結(jié)合出主要信號(hào)；依據(jù)多個(gè)噪聲權(quán)重調(diào)整多個(gè)噪聲分量在干擾噪聲估測(cè)值中的權(quán)重，以結(jié)合出干擾噪聲估測(cè)值；以及由主要信號(hào)與干擾噪聲估測(cè)值的差值，產(chǎn)生一解展頻信號(hào)。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，上述產(chǎn)生多個(gè)信號(hào)分量的步驟，包括將接收信號(hào)延遲第i信道路徑延遲時(shí)間，以得到第i延遲接收信號(hào)；以及將第i延遲接收信號(hào)與本地的一展頻波形進(jìn)行卷積運(yùn)算后，抽樣為第i信號(hào)分量。上述產(chǎn)生多個(gè)噪聲分量的步驟，包括將接收信號(hào)延遲第i預(yù)設(shè)時(shí)間，以得到第i延遲噪聲信號(hào)；以及將第i延遲噪聲信號(hào)與本地的一展頻波形進(jìn)行卷積運(yùn)算后，抽樣為第i噪聲分量。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，上述結(jié)合出主要信號(hào)的步驟，包括依據(jù)多個(gè)信道增益產(chǎn)生出多個(gè)信號(hào)權(quán)重；將第i信號(hào)分量乘上第i信號(hào)權(quán)重，以產(chǎn)生第i乘積；以及累加上述多個(gè)乘積，以得到主要信號(hào)。而上述結(jié)合出干擾噪聲估測(cè)值的步驟，包括將第i噪聲分量乘上第i噪聲權(quán)重后，以產(chǎn)生第i乘積；以及累加上述多個(gè)乘積，以得到干擾噪聲估測(cè)值。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，上述信號(hào)分量的個(gè)數(shù)為L(zhǎng)，上述噪聲分量的個(gè)數(shù)為I。上述信號(hào)權(quán)重表示為A0～AL-1，而信號(hào)權(quán)重A0～AL-1的共軛值所組成信號(hào)權(quán)重向量表示為上述噪聲權(quán)重表示為B0～BI-1，而噪聲權(quán)重B0～BI-1的共軛值所組成噪聲權(quán)重向量為在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，上述解展頻方法還包括計(jì)算一噪聲矩陣Ru中右下角的I×I的子矩陣，以得到矩陣Rn；其中，Ru為一噪聲向量u的共變異數(shù)矩陣，其維度為(I+L)×(I+L)，而噪聲向量u由信號(hào)分量與噪聲分量中的噪聲所組成，其長(zhǎng)度為I+L；計(jì)算噪聲矩陣Ru中左下角的I×L的子矩陣，以得到矩陣Rns；計(jì)算矩陣Rn的反矩陣，以得到矩陣Rn-1，上標(biāo)-1表示為反矩陣運(yùn)算；以及利用一方程式計(jì)算出噪聲權(quán)重B0～BI-1。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，上述解展頻方法還包括在多個(gè)候選者中，計(jì)算第i個(gè)候選者的計(jì)量值；以及選擇出前I個(gè)具有較大計(jì)量值的候選者，作為I個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)間，其中，上述計(jì)量值為|βi|2E[|zn(mi)|2]，第i個(gè)候選者對(duì)應(yīng)第i預(yù)設(shè)時(shí)間mi，第i預(yù)設(shè)時(shí)間mi對(duì)應(yīng)第i噪聲分量zn(mi)，βi為第i噪聲分量對(duì)應(yīng)的噪聲權(quán)重的共軛值，E[·]表示為期望值運(yùn)算。
本發(fā)明利用多個(gè)噪聲支路以及噪聲結(jié)合單元所產(chǎn)生出的一干擾噪聲估測(cè)值，來(lái)消除主要信號(hào)中的噪聲，以達(dá)到降低比特差錯(cuò)率的目的。另外，本發(fā)明在計(jì)算噪聲權(quán)重時(shí)，只需計(jì)算噪聲矩陣Ru中子矩陣Rn的反矩陣，因而減少接收端的運(yùn)算量。
為使本發(fā)明的上述特征和優(yōu)點(diǎn)能更明顯易懂，下文特舉出優(yōu)選實(shí)施例，并參考附圖，作出如下的詳細(xì)說(shuō)明。
附圖簡(jiǎn)要說(shuō)明 圖1表示CDMA系統(tǒng)中的耙式接收器的系統(tǒng)方塊圖。
圖2表示CDMA系統(tǒng)中的G-RAKE接收器的系統(tǒng)方塊圖。
圖3表示本發(fā)明實(shí)施例提出的耙式接收器的系統(tǒng)方塊圖。
圖4表示本發(fā)明實(shí)施例的解展頻方法的步驟流程圖。
圖5表示本發(fā)明實(shí)施例的步驟S460中的子步驟流程圖。
圖6表示在不同比特能量與噪聲能量比值Eb/N0下的差錯(cuò)率趨勢(shì)圖。

具體實(shí)施例方式 為了克服傳輸多路徑信道的衰減以及壓抑通道中的有色高斯噪聲，目前已經(jīng)有人提出了G-RAKE接收器來(lái)改善接收端的效能與比特差錯(cuò)率。但是，卻也大大地提升了接收端運(yùn)算的復(fù)雜度并產(chǎn)生了龐大的計(jì)算量。因此，本發(fā)明提出的耙式接收器能夠維持原本G-RAKE接收器的效能與比特差錯(cuò)率，并能夠有效地降低運(yùn)算的復(fù)雜度與計(jì)算量。
為了清楚說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施方式，以下假設(shè)本發(fā)明所提出的耙式接收器應(yīng)用于一展頻系統(tǒng)，也就是說(shuō)，傳送端將欲傳送的信號(hào)乘上一展頻序列(spreading sequence)。此展頻系統(tǒng)可以是直接序列碼分多址接入(Direct Sequence Code Division Multiple Access，DS-CDMA)、以及寬帶碼分多址接入(Wideband Code Division Multiple Access，W-CDMA)等等。
圖3表示本發(fā)明實(shí)施例所提出的耙式接收器的系統(tǒng)方塊圖。請(qǐng)參考圖3，耙式接收器300包括信道估測(cè)模塊305、信號(hào)支路310_0～310_(L-1)、噪聲支路320_0～320_(I-1)與結(jié)合器370，L與I皆為正整數(shù)。其中，信道估測(cè)模塊305估測(cè)出多路徑信道中每條路徑的路徑延遲時(shí)間τ0～τL-1與對(duì)應(yīng)的通道增益h0～hL-1，而L為信道估測(cè)模塊305能夠解析(resolve)出的路徑個(gè)數(shù)。在本實(shí)施例中，并未說(shuō)明信道估測(cè)模塊305如何進(jìn)行信道估測(cè)，但是，本領(lǐng)域普通技術(shù)任意應(yīng)當(dāng)知道在目前通信技術(shù)中已發(fā)展出各種通道估測(cè)的方法，只要是可以估測(cè)出多路徑信道中每條路徑的路徑延遲時(shí)間τ0～τL-1與對(duì)應(yīng)的通道增益h0～hL-1就可以應(yīng)用于本發(fā)明。
圖3中每個(gè)信號(hào)支路310_0～310_(L-1)各自包括一延遲單元與一解展頻單元。以第i信號(hào)支路310_i為例，其包括延遲單元330_i與解展頻單元340_i，i為介于0～L-1的整數(shù)。另外，每個(gè)噪聲支路320_0～320_(I-1)也各自包括一延遲單元與一解展頻單元。其中，以第j個(gè)噪聲支路320_j為例，其包括延遲單元350_j與解展頻單元360_j，j為介于0～I(xiàn)-1的整數(shù)。
信號(hào)支路310_0～310_(L-1)中的延遲單元330_0～330_(L-1)分別具有信號(hào)延遲時(shí)間l0～lL-1，而這些信號(hào)延遲時(shí)間l0～lL-1與上述信道估測(cè)模塊305所估測(cè)出的路徑延遲時(shí)間τ0～τL-1具有一比例關(guān)系。在本實(shí)施例中，此比例關(guān)系為1，也就是說(shuō)，延遲時(shí)間l0＝τ0，l1＝τ1，...，lL-1＝τL-1。另外，噪聲支路320_0～320_(I-1)中的延遲單元350_0～330_(I-1)分別具有預(yù)設(shè)時(shí)間m0～mI-1，而在本實(shí)施例的稍后內(nèi)容中，將會(huì)有詳細(xì)的內(nèi)容來(lái)說(shuō)明如何決定這些預(yù)設(shè)時(shí)間m0～mI-1。
耙式接收器300接收來(lái)自多路徑信道的接收信號(hào)r(t)。此接收信號(hào)r(t)分別被輸入至信號(hào)支路310_0～310_(L-1)與噪聲支路320_0～320_(I-1)。在本實(shí)施例中，由于每個(gè)信號(hào)支路310_0～310_(L-1)皆分別對(duì)于接收信號(hào)r(t)進(jìn)行類似的處理后，分別輸出信號(hào)分量ys(l0)～ys(lL-1)，故以下僅說(shuō)明信號(hào)支路310_1內(nèi)的操作。首先，延遲單元330_1將接收信號(hào)r(t)延遲l1，以輸出一延遲接收信號(hào)r(t+l1)至解展頻單元340_1。再經(jīng)由解展頻單元340_1將延遲接收信號(hào)r(t+l1)與一展頻波形(spreading waveform)進(jìn)行卷積(convolution)運(yùn)算后，在時(shí)間t＝l1時(shí)，抽樣為一信號(hào)分量ys(l1)，并將信號(hào)分量ys(l1)輸出至結(jié)合器370。其中，展頻波形為本地的展頻序列與脈沖整形(pulse shaping)卷積后的結(jié)果。
在本實(shí)施例中，由于每個(gè)噪聲支路320_0～320_(I-1)皆分別對(duì)于接收信號(hào)r(t)進(jìn)行類似的處理后，分別輸出噪聲分量yn(m0)～yn(mI-1)，故以下僅說(shuō)明信號(hào)支路320_1內(nèi)的操作。首先，延遲單元350_1將接收信號(hào)r(t)延遲一預(yù)設(shè)時(shí)間m1，以輸出一延遲噪聲信號(hào)r(t+m1)至解展頻單元360_1。再經(jīng)由解展頻單元360_1將延遲噪聲信號(hào)r(t+m1)與展頻波形進(jìn)行卷積運(yùn)算后，在時(shí)間t＝m1時(shí)，抽樣為一噪聲分量yn(m1)，并將信號(hào)分量yn(m1)輸出至結(jié)合器370。
結(jié)合器370包括信號(hào)結(jié)合單元371、噪聲結(jié)合單元377與加法器382。在結(jié)合器370接收到信號(hào)分量ys(l0)～ys(lL-1)與噪聲分量yn(m0)～yn(mI-1)后，信號(hào)結(jié)合單元371將信號(hào)分量ys(l0)～ys(lL-1)依據(jù)不同的權(quán)重結(jié)合后，產(chǎn)生并輸出一主要信號(hào)x。而噪聲結(jié)合單元377將噪聲分量yn(m0)～yn(mI-1)也依據(jù)不同的權(quán)重結(jié)合后，產(chǎn)生并輸出一干擾噪聲估測(cè)值

最后，加法器382將主要信號(hào)x與干擾噪聲估測(cè)值

相減后，輸出解展頻信號(hào)
信號(hào)結(jié)合單元371包括L個(gè)乘法器373_0～373_(L-1)與累加單元375。每個(gè)乘法器373_0～373_(L-1)分別將所接收的信號(hào)分量ys(l0)～ys(lL-1)乘以對(duì)應(yīng)的信號(hào)權(quán)重A0～AL-1后，將所得的乘積輸出至累加單元375。而累加單元375總合來(lái)自乘法器373_0～373_(L-1)的乘積后，以此總合作為主要信號(hào)x輸出至加法器382。其中，信號(hào)權(quán)重A0～AL-1例如為信道估測(cè)模塊305所估測(cè)出的通道增益h0～hL-1經(jīng)過(guò)一特定運(yùn)算所得。此特定運(yùn)算可以是取通道增益h0～hL-1的共軛，或者是將通道增益h0～hL-1乘上一常數(shù)或函數(shù)后再取其共軛。在本實(shí)施例中，此特定運(yùn)算例如是以取通道增益h0～hL-1的共軛為例。因此，信號(hào)權(quán)重 噪聲結(jié)合單元377包括I個(gè)乘法器379_0～379_(I-1)與累加單元380。每個(gè)乘法器379_0～379_(I-1)分別將所接收的噪聲分量yn(m0)～yn(mI-1)乘以對(duì)應(yīng)的噪聲權(quán)重B0～BI-1后，將所得的乘積輸出至累加單元380。而累加單元380總合來(lái)自乘法器379_0～379_(I-1)的乘積后，以此總合作為干擾噪聲估測(cè)值

輸出至加法器382。在此，為了使本說(shuō)明書內(nèi)容流暢，在此暫不說(shuō)明如何得到噪聲權(quán)重B0～BI-1。但是，在本實(shí)施例的稍后內(nèi)容中，將會(huì)有詳細(xì)的內(nèi)容來(lái)說(shuō)明如何得到噪聲權(quán)重B0～BI-1。
由上述實(shí)施例可知，信號(hào)支路310_0～310_(L-1)中延遲單元330_0～330_(L-1)的信號(hào)延遲時(shí)間l0～lL-1依據(jù)多路徑信道的路徑延遲時(shí)間τ0～τL-1所產(chǎn)生。而信號(hào)結(jié)合單元371中的信號(hào)權(quán)重依據(jù)多路徑信道的信道增益h0～hL-1所產(chǎn)生。也就是說(shuō)，信號(hào)支路310_0～310_(L-1)與信號(hào)結(jié)合單元371類似于圖1中的耙式接收器100，而其所產(chǎn)生的主要信號(hào)x收集了多路徑信道中各路徑上的信號(hào)分量，以抵抗多路徑信道對(duì)信號(hào)造成的衰減。
雖然上述的信號(hào)支路310_0～310_(L-1)與信號(hào)結(jié)合單元371已能克服多路徑信道的衰減，但所產(chǎn)生的主要信號(hào)x卻仍包含了信道中的噪聲，而此噪聲可能是由符元間干擾(ISI)與多重使用者干擾(MUI)所產(chǎn)生，使得信道中的噪聲為有色高斯噪聲。而本發(fā)明的精神就是在于利用噪聲支路320_0～320_(L-1)與噪聲結(jié)合單元380所產(chǎn)生的干擾噪聲估測(cè)值

來(lái)消除主要信號(hào)x中的有色高斯噪聲。
本發(fā)明實(shí)施例所提出的耙式接收器300還包括一噪聲支路選擇單元363與噪聲權(quán)重計(jì)算單元366。其中，噪聲支路選擇單元363用以選擇噪聲支路320_0～320_(L-1)中的預(yù)設(shè)時(shí)間m0～mI-1，而噪聲權(quán)重計(jì)算單元366用以產(chǎn)生噪聲權(quán)重B0～BI-1。以下將分別推導(dǎo)噪聲權(quán)重計(jì)算單元366如何計(jì)算出噪聲權(quán)重B0～BI-1，以及噪聲支路選擇單元363如何選擇出預(yù)設(shè)時(shí)間m0～mI-1，使得噪聲結(jié)合單元380所輸出的干擾噪聲估測(cè)值

能夠用來(lái)消除主要信號(hào)x中的噪聲。
首先，為了方面說(shuō)明以下的推導(dǎo)過(guò)程，預(yù)先定義數(shù)個(gè)符號(hào)。首先，定義多個(gè)信號(hào)權(quán)重A0～AL-1的共軛值所組成信號(hào)權(quán)重向量多個(gè)噪聲權(quán)重B0～BI-1的共軛值所組成噪聲權(quán)重向量接著，由于信號(hào)支路310_0～310_(L-1)與信號(hào)結(jié)合單元371所產(chǎn)生的主要信號(hào)x還包含有信道中的噪聲，也就是說(shuō)，主要信號(hào)x可以區(qū)分為信號(hào)部分與噪聲部份。故，定義主要信號(hào)x中的噪聲部份表示為zα。由于zα收集了每個(gè)信號(hào)支路310_0～310_(L-1)所輸出之信號(hào)分量ys(l0)～ys(lL-1)中的噪聲，故zα可表示為 zα＝αHzs......................................................(2) 。其中，向量zs中每個(gè)元素分別表示信號(hào)分量ys(l0)～ys(lL-1)中的噪聲。
接著，將噪聲支路320_0～320_(I-1)所輸出的噪聲分量yn(m0)～yn(mI-1)定義為向量yn＝[yn(m0)，...，yn(mI-1)]T。經(jīng)由上述yn與β的定義，噪聲結(jié)合單元377所輸出的干擾噪聲估測(cè)值另外，由于本實(shí)施例所提出的噪聲支路320_0～320_(I-1)用以收集信道中的干擾與噪聲，而噪聲支路320_0～320_(I-1)所輸出的噪聲分量yn(m0)～yn(mI-1)沒(méi)有包含任何信息(data)的成分。故，在此假設(shè)yn≈zn，也就是假設(shè)yn僅包含干擾與噪聲zn。
最后，將信號(hào)支路310_0～310_(L-1)所輸出的信號(hào)分量ys(l0)～ys(lL-1)定義為向量ys＝[ys(l0)，...，ys(lL-1)]T。經(jīng)由上述ys與α的定義，信號(hào)結(jié)合單元371所輸出的主要信號(hào)x＝αHys。而加法器382所輸出的解展頻信號(hào)

可表示為 接下來(lái)，將開始推導(dǎo)與說(shuō)明如何得到噪聲權(quán)重B0～BI-1。
首先，由于噪聲結(jié)合單元377所輸出的干擾噪聲估測(cè)值

預(yù)期能夠消除主要信號(hào)x中的噪聲部份zα。因此，依據(jù)最小均方誤差(MinimumMean-Square Error，MMSE)準(zhǔn)則，干擾噪聲估測(cè)值

必須能夠最小化

其中，E[·]表示期望值(expected value)運(yùn)算。
接著，將上述干擾噪聲估測(cè)值帶入

并利用維納-霍夫(Wiener-Hopf)方程式可以解出噪聲權(quán)重向量 由上述第(2)式以及yn≈zn，上述第(3)式轉(zhuǎn)變?yōu)? 定義上述相關(guān)矩陣E[znzsH]為矩陣Rns與自相關(guān)矩陣E[znznH]為矩陣Rn，上述第(5)式轉(zhuǎn)變?yōu)? 經(jīng)由上述第(6)式，可以推得β中每個(gè)元素的值，進(jìn)而推得噪聲權(quán)重B0～BI-1。
在上述的說(shuō)明中，并未說(shuō)明如何得到矩陣Rns與Rn。但是由一噪聲矩陣Ru可以得到矩陣Rns與Rn，并且，在注[1]文獻(xiàn)中的方程式(6)、(7)、與(8)以及注[2]文獻(xiàn)中的方程式(25)、(26)、與(27)，已說(shuō)明矩陣Ru內(nèi)每個(gè)元素的計(jì)算方法。另外，在注[1]與注[2]文獻(xiàn)中，Ru被定義噪聲向量u的共變異數(shù)矩陣(covariance matrix)，而噪聲矩陣Ru可表示為 Ru＝E[uuH].............................................................(7)。
其中，噪聲向量u中的元素為G-RAKE接收器中每個(gè)耙指所輸出的信號(hào)內(nèi)的噪聲。
在此，若將本實(shí)施例中的耙式接收器300中的信號(hào)支路310_0～310_(L-1)與噪聲支路320_0～320_(I-1)視為G-RAKE接收器中的耙指，噪聲向量u將可以被視為上述所定義的zs與zn。也就是說(shuō)，噪聲u可表示為 將第(8)式帶入第(7)式可得， 由上述第(9)式可觀察出，注[1]與注[2]文獻(xiàn)所提出的噪聲矩陣Ru內(nèi)的子矩陣(sub-matrix)E[znzsH]與E[znznH]即分別為上述所定義的矩陣Rns與Rn。其中，噪聲矩陣Ru的維度為(L+I)×(L+I)，矩陣Rn為噪聲矩陣Ru右下角I×I的子矩陣，矩陣Rns為噪聲矩陣Ru右下角I×L的子矩陣。
換句話說(shuō)，本發(fā)明實(shí)施例中的噪聲權(quán)重計(jì)算單元366只需透過(guò)計(jì)算噪聲矩陣Ru內(nèi)的部分元素，就可以得到矩陣Rns與Rn，再計(jì)算矩陣Rn的反矩陣Rn-1，并將矩陣Rns與Rn-1帶入上述第(6)式，得到β中每個(gè)元素的值，進(jìn)而得到噪聲權(quán)重B0～BI-1。
由上述決定噪聲權(quán)重B0～BI-1的方式可知，本發(fā)明所提出的耙式接收器相較于傳統(tǒng)G-RAKE接收器，只需要計(jì)算矩陣Ru內(nèi)的部分元素。并且，本發(fā)明所提出的耙式接收器也只需要計(jì)算維度只有I×I的矩陣Rn的反矩陣，不需要計(jì)算維度為J×J的噪聲矩陣Ru的反矩陣，其中，I為噪聲支路的個(gè)數(shù)，而J為所有支路的個(gè)數(shù)，也就是噪聲支路加上信號(hào)支路的個(gè)數(shù)(L+I)。因此，本實(shí)施例所提出的耙式接收器明顯地降低了傳統(tǒng)G-RAKE接收器在產(chǎn)生權(quán)重時(shí)所需的計(jì)算量以及復(fù)雜度。
本實(shí)施例所提出的耙式接收器300中的信號(hào)支路310_0～310_(L-1)被規(guī)劃來(lái)收集各路徑中的信號(hào)。而噪聲支路320_0～320_(I-1)則被規(guī)劃來(lái)消除主要信號(hào)x中剩余的干擾及噪聲。因此，噪聲支路320_0～320_(I-1)中的預(yù)設(shè)時(shí)間m0～mI-1的規(guī)劃將以最大化解展頻信號(hào)

的信號(hào)對(duì)干擾噪聲比(signal to interference plus noise ratio，以下簡(jiǎn)稱SINR)為原則。以下便開始推導(dǎo)噪聲支路選擇單元363如何配置預(yù)設(shè)時(shí)間m0～mI-1。
由上述第(3)式可知解展頻信號(hào)而

中干擾加噪聲能量為E[|αHzs-βHzn|2]并可分解為 解展頻信號(hào)

中信號(hào)的成分皆由信號(hào)支路310_1～310_(L-1)所提供，且與噪聲支路320_0～320_(I-1)無(wú)關(guān)。因此，最大化解展頻信號(hào)

的SINR相當(dāng)于以最大化第(10)式中的αHRnsHRn-1Rnsα為準(zhǔn)則。
在此，假設(shè)已經(jīng)有J個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)間的候選者(candidate)，而噪聲支路選擇單元363必須選出I個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)間。其中，J個(gè)候選者可以是依據(jù)信道估測(cè)單元所估測(cè)出的最大路徑延遲時(shí)間或接收器的硬件架構(gòu)所決定。而I個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)間將會(huì)有種不同的選法，也就是J！/I！(J-I)！不同預(yù)設(shè)時(shí)間的組合。依據(jù)上述第(10)式，計(jì)算每種預(yù)設(shè)時(shí)間的選法所產(chǎn)生的干擾加噪聲能量E[|αHzs-βHzn|2]后，將找出某種I個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)間的組合可以達(dá)到最小化解展頻信號(hào)

的干擾加噪聲能量E[|αHzs-βHzn|2]。
然而，J！/I！(J-I)！種不同預(yù)設(shè)時(shí)間的組合都必須計(jì)算上述第(10)式中的αHRnsHRn-1Rnsα，并且，在計(jì)算的過(guò)程中，還需計(jì)算Rn的反矩陣以及矩陣乘法，因此，這種預(yù)設(shè)時(shí)間m0～mI-1的選法將會(huì)造成耙式接收器龐大的運(yùn)算量。為了降低運(yùn)算量以及避免計(jì)算反矩陣以及矩陣乘法，本發(fā)明實(shí)施例僅考慮個(gè)別候選者對(duì)于消除干擾與噪聲的影響，并選出前I個(gè)能夠有效消除干擾的候選者。
在此，先以其中一候選者作為一噪聲支路的預(yù)設(shè)時(shí)間mi，并假設(shè)此時(shí)只有此噪聲支路，而上述第(10)式將簡(jiǎn)化為 其中，βi*為此噪聲支路所對(duì)應(yīng)的噪聲權(quán)重，zn(mi)為此噪聲支路的輸出。由上述的第(5)式得到其中的β，可以得到只有一個(gè)噪聲支路時(shí)，噪聲權(quán)重 上述第(11)式展開后，可得到干擾加噪聲能量 E[|αHzs-βHzn|2]＝E[|zα|2]-|βi|2E[|zn(mi)|2].................(13)。
其中，zα為在上述定義中的主要信號(hào)x的噪聲部份，并與在噪聲支路中的預(yù)設(shè)時(shí)間選擇無(wú)關(guān)。因此，噪聲支路選擇單元363在選擇預(yù)設(shè)時(shí)間m0～mI-1的過(guò)程中，只需計(jì)算每個(gè)候選者所對(duì)應(yīng)的一計(jì)量值(Metric)，并找出前I個(gè)具有較大計(jì)量值的候選者，作為預(yù)設(shè)時(shí)間m0～mI-1。而上述的計(jì)量值例如為上述第(13)式中|βi|2|E[|zn(mi)|2]。換句話說(shuō)，噪聲支路選擇單元363只要計(jì)算每個(gè)候選者的計(jì)量值|βi|2E[|zn(mi)|2]，不再需要計(jì)算Rn的反矩陣以及矩陣乘法，因而降低在選擇預(yù)設(shè)時(shí)間時(shí)的計(jì)算量。
依據(jù)上述耙式接收器300，可以歸納出一解展頻方法。圖4繪示為本發(fā)明實(shí)施例的解展頻方法的步驟流程圖。請(qǐng)同時(shí)參考圖3與圖4，首先，信道估測(cè)模塊305估測(cè)多路徑信道中的信道增益h0～hL-1與對(duì)應(yīng)的路徑延遲時(shí)間τ0～τL-1(步驟S405)。接著，耙式接收器300接收來(lái)自多路徑信道的接收信號(hào)r(t)，且接收信號(hào)r(t)被輸入至信號(hào)支路310_0～310_(L-1)與噪聲支路320_0～320_(I-1)(步驟S410)。接下來(lái)，信號(hào)支路310_0～310_(L-1)中的延遲單元330_0～330_(L-1)將接收信號(hào)r(t)分別延遲一信號(hào)延遲時(shí)間l0～lL-1，以得到延遲接收信號(hào)r(t+l0)～r(t+lL-1)(步驟S415)，而信號(hào)支路310_0～310_(L-1)中的解展頻單元340_0～340_(L-1)將延遲接收信號(hào)r(t+l0)～r(t+lL-1)分別與本地的一展頻波形進(jìn)行卷積運(yùn)算后，抽樣為信號(hào)分量ys(l0)～ys(lL-1)(步驟S420)。
之后，噪聲支路選擇單元363在多個(gè)候選者中，計(jì)算每個(gè)候選者的計(jì)量值|βi|2E[|zn(mi)|2](步驟S425)，并選擇出前I個(gè)具有較小計(jì)量值的候選者作為預(yù)設(shè)時(shí)間m0～mI-1(步驟S430)。
接下來(lái)，噪聲支路320_0～320_(I-1)中的延遲單元350_0～350_(I-1)將接收信號(hào)r(t)分別延遲一預(yù)設(shè)時(shí)間m0～mI-1，以得到延遲噪聲信號(hào)r(t+m0)～r(t+mI-1)(步驟S435)，而噪聲支路320_0～320_(I-1)中的解展頻單元360_0～360_(I-1)將延遲噪聲信號(hào)r(t+m0)～r(t+mI-1)分別與本地的一展頻波形進(jìn)行卷積運(yùn)算后，抽樣為噪聲分量yn(m0)～yn(mI-1)(步驟S440)。
在信號(hào)結(jié)合單元371接收到信號(hào)分量ys(l0)～ys(lL-1)后，信號(hào)結(jié)合單元371中的乘法器373_0～373_(L-1)將信號(hào)分量ys(l0)～ys(lL-1)乘以對(duì)應(yīng)的信號(hào)權(quán)重A0～AL-1，并將所產(chǎn)生出的乘積輸出至累加單元375(步驟S445)。再經(jīng)由累加單元375累加所接收的乘積，以得到主要信號(hào)x(步驟S450)。
接下來(lái)，噪聲權(quán)重產(chǎn)生單元366產(chǎn)生多個(gè)噪聲權(quán)重B0～BI-1(步驟S460)。在本實(shí)施例中，步驟S460又包括多個(gè)子步驟，由圖5示出。請(qǐng)參考圖5，首先，計(jì)算一噪聲矩陣Ru中右下角的I×I的子矩陣，以得到矩陣Rn(步驟S462)。并計(jì)算噪聲矩陣Ru中左下角的I×L的子矩陣，以得到矩陣Rns(步驟S464)。其中，噪聲向量u包含每個(gè)信號(hào)支路與每個(gè)噪聲支路所輸出的信號(hào)中的噪聲，其長(zhǎng)度為I+L。而Ru為噪聲向量u的共變異數(shù)矩陣，其維度為(I+L)×(I+L)。并且，在注[1]與注[2]的文獻(xiàn)中已揭露噪聲矩陣Ru中每個(gè)元素的計(jì)算方法。接著，計(jì)算矩陣Rn的反矩陣，以得到矩陣Rn-1(步驟S466)。最后，利用方程式計(jì)算出噪聲權(quán)重B0～BI-1(步驟S468)。
請(qǐng)回頭參考圖3與圖4，在產(chǎn)生出噪聲權(quán)重B0～BI-1之后，噪聲結(jié)合單元377中的乘法器379_0～379_(I-1)將噪聲分量yn(m0)～yn(mI-1)乘以對(duì)應(yīng)的噪聲權(quán)重B0～BI-1，并將所產(chǎn)生出的乘積輸出至累加單元380(步驟S470)。再經(jīng)由累加單元380累加所接收的乘積，以得到干擾噪聲估測(cè)值

(步驟S475)。最后，加法器382將主要信號(hào)x與干擾噪聲估測(cè)值

相減后，輸出解展頻信號(hào)

(步驟S480)。
以下以軟件的方式仿真?zhèn)鹘y(tǒng)耙式接收器、G-RAKE接收器以及本發(fā)明實(shí)施例所提出的耙式接收器的效能，并假設(shè)上述仿真使用多路徑的瑞雷衰退信道(Rayleigh fading channel)。且系統(tǒng)使用的展頻因子(spreading factor)為128，多用戶個(gè)數(shù)為32。圖6表示了在不同比特能量與噪聲能量比值Eb/N0下的差錯(cuò)率趨勢(shì)圖。請(qǐng)參考圖6，其橫坐標(biāo)為比特能量與噪聲能量比值Eb/N0，且單位為dB，縱坐標(biāo)為比特差錯(cuò)率(BitError Rate)。圖6中的五條曲線分別為傳統(tǒng)耙式接收器(也就是圖1中的耙式接收器)、G-RAKE接收器(具有2個(gè)噪聲支路，也就是這兩個(gè)噪聲支路中的延遲時(shí)間并非位于通道的延遲時(shí)間)、本發(fā)明實(shí)施例所提出的耙式接收器(具有2個(gè)噪聲支路)、G-RAKE接收器(具有4個(gè)噪聲支路，也就是這四個(gè)噪聲支路中的延遲時(shí)間并非位于通道的延遲時(shí)間)以及本發(fā)明實(shí)施例所提出的耙式接收器(具有4個(gè)噪聲支路)。另外，圖6的模擬環(huán)境為具有4條路徑的多路徑信道，而圖6中的五條曲線所仿真的接收器皆具有4個(gè)信號(hào)支路。
由上述圖6可觀察出，本發(fā)明實(shí)施例所提出的耙式接收器的比特差錯(cuò)率明顯地小于傳統(tǒng)耙式接收器的比特差錯(cuò)率。另外，本發(fā)明實(shí)施例所提出的耙式接收器的比特差錯(cuò)率與G-RAKE接收器的比特差錯(cuò)率相距非常小。但是，以4個(gè)噪聲支路的G-RAKE接收器為例，卻必須要計(jì)算8×8的反矩陣，而本發(fā)明實(shí)施例所提出的具有4個(gè)噪聲支路的耙式接收器只需計(jì)算4×4的反矩陣。因此，本發(fā)明實(shí)施例所提出的耙式接收器能夠維持G-RAKE接收器的比特差錯(cuò)率，并且，又能更明顯地降低G-RAKE接收器的運(yùn)算量。
綜上所述，本發(fā)明實(shí)施例可歸納出以下優(yōu)點(diǎn) 1.由于本發(fā)明實(shí)施例所提出的耙式接收器利用一干擾噪聲估測(cè)值來(lái)消除主要信號(hào)中的噪聲，因此，能夠有效地提高接收器的效能以及降低比特差錯(cuò)率。
2.傳統(tǒng)G-RAKE接收器在計(jì)算噪聲權(quán)重時(shí)，需要對(duì)維度為J×J的矩陣Ru進(jìn)行反矩陣運(yùn)算。但是，本發(fā)明實(shí)施例所提的耙式接收器在計(jì)算權(quán)重時(shí)，只需對(duì)矩陣Ru內(nèi)的I×I的子矩陣Rn進(jìn)行反矩陣運(yùn)算。因此，本發(fā)明實(shí)施例所提出的耙式接收器明顯地降低G-RAKE接收器的運(yùn)算量。
3.由于本發(fā)明實(shí)施例所提出的耙式接收器在選擇噪聲支路中的預(yù)設(shè)時(shí)間時(shí)，只需計(jì)算每個(gè)候選者所對(duì)應(yīng)的計(jì)量值|βi|2E[|zn(mi)|2]，不需要計(jì)算Rn的反矩陣以及矩陣乘法，因而降低在選擇預(yù)設(shè)時(shí)間時(shí)的計(jì)算量。
雖然本發(fā)明是參考優(yōu)選實(shí)施例來(lái)描述的，但這些優(yōu)選實(shí)施例并不用于限定本發(fā)明，任何本領(lǐng)域技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，應(yīng)可以作出許多修改和修飾，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)以權(quán)利要求定義的范圍為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種耙式接收器，用以解展頻來(lái)自多路徑信道的一接收信號(hào)，該耙式接收器包括
信道估測(cè)模塊，用以估測(cè)所述多路徑信道中的多個(gè)信道增益與對(duì)應(yīng)的多個(gè)路徑延遲時(shí)間；
L個(gè)信號(hào)支路，用以分別對(duì)所述接收信號(hào)延遲多個(gè)信號(hào)延遲時(shí)間，以得到多個(gè)延遲接收信號(hào)，分別解展頻所述多個(gè)延遲接收信號(hào)后，輸出多個(gè)信號(hào)分量，其中，所述多個(gè)信號(hào)延遲時(shí)間分別與所述多個(gè)路徑延遲時(shí)間具有一比例關(guān)系，L為正整數(shù)；
I個(gè)噪聲支路，用以分別對(duì)所述接收信號(hào)延遲多個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)間，以得到多個(gè)延遲噪聲信號(hào)，并對(duì)所述多個(gè)延遲噪聲信號(hào)解展頻后，分別輸出多個(gè)噪聲分量，其中，I為正整數(shù)；以及
結(jié)合器，用以將所述多個(gè)信號(hào)分量結(jié)合后，產(chǎn)生一主要信號(hào)，并將所述多個(gè)噪聲分量結(jié)合后，產(chǎn)生一干擾噪聲估測(cè)值，根據(jù)該主要信號(hào)與該干擾噪聲估測(cè)值的差值，輸出一解展頻信號(hào)；
其中，所述結(jié)合器依據(jù)所述多個(gè)通道增益，調(diào)整所述多個(gè)信號(hào)分量在所述主要信號(hào)中的權(quán)重，并依據(jù)I個(gè)噪聲權(quán)重調(diào)整所述多個(gè)噪聲分量在所述噪聲估測(cè)值中的權(quán)重。
2.如權(quán)利要求1所述的耙式接收器，其中所述L個(gè)信號(hào)支路中第i個(gè)信號(hào)支路包括
延遲單元，用以將所述接收信號(hào)延遲第i信號(hào)延遲時(shí)間，以得到第i延遲接收信號(hào)；以及
解展頻單元，將第i延遲接收信號(hào)與本地的一展頻波形進(jìn)行卷積運(yùn)算后，抽樣為第i信號(hào)分量。
3.如權(quán)利要求1所述的耙式接收器，其中所述I個(gè)噪聲支路中第i個(gè)噪聲支路包括
延遲單元，用以將所述接收信號(hào)延遲一第i預(yù)設(shè)時(shí)間，以得到一第i延遲噪聲信號(hào)；以及
解展頻單元，將所述第i延遲噪聲信號(hào)與本地的一展頻波形進(jìn)行卷積運(yùn)算后，抽樣為一第i噪聲分量。
4.如權(quán)利要求1所述的耙式接收器，其中所述結(jié)合器包括
信號(hào)結(jié)合單元，用以依據(jù)L個(gè)信號(hào)權(quán)重結(jié)合所述多個(gè)信號(hào)分量，以產(chǎn)生并輸出所述主要信號(hào)，其中所述多個(gè)信號(hào)權(quán)重依據(jù)多路徑信道的所述多個(gè)信道增益所得；
噪聲結(jié)合單元，用以依據(jù)I個(gè)信號(hào)權(quán)重結(jié)合所述多個(gè)信號(hào)分量，以產(chǎn)生并輸出所述干擾噪聲估測(cè)值；以及
加法器，將所述主要信號(hào)與所述干擾噪聲估測(cè)值相減后，輸出所述解展頻信號(hào)。
5.如權(quán)利要求4所述的耙式接收器，其中所述信號(hào)結(jié)合單元包括
L個(gè)乘法器，其中一第i乘法器接收一第i信號(hào)分量，將該第i信號(hào)分量乘上一第i信號(hào)權(quán)重后，輸出一第i乘積；以及
累加單元，接收并累加所述多個(gè)乘積，以輸出所述主要信號(hào)。
6.如權(quán)利要求4所述的耙式接收器，其中所述噪聲結(jié)合單元包括
I個(gè)乘法器，其中一第i乘法器接收一第i噪聲分量，將該第i噪聲分量乘上一第i噪聲權(quán)重后，輸出一第i乘積；以及
累加單元，接收并累加所述多個(gè)乘積，輸出所述干擾噪聲估測(cè)值。
7.如權(quán)利要求6所述的耙式接收器，其中所述多個(gè)信號(hào)權(quán)重表示為A0～AL-1，而所述多個(gè)信號(hào)權(quán)重A0～AL-1的共軛值所組成信號(hào)權(quán)重向量表示為所述多個(gè)噪聲權(quán)重表示為B0～BI-1，而所述多個(gè)噪聲權(quán)重B0～BI-1的共軛值所組成噪聲權(quán)重向量表示為所述耙式接收器還包括
一噪聲權(quán)重計(jì)算單元，用以通過(guò)一噪聲矩陣Ru與一方程式計(jì)算出所述多個(gè)噪聲權(quán)重B0～BI-1，并輸出至所述噪聲結(jié)合單元，
其中，所述噪聲矩陣Ru為一噪聲向量u的共變異數(shù)矩陣，其維度為(I+L)×(I+L)，所述噪聲向量u包含所述多個(gè)信號(hào)支路與所述多個(gè)噪聲支路所輸出的信號(hào)中的噪聲，其長(zhǎng)度為I+L，矩陣Rn為所述噪聲矩陣Ru中右下角I×I的子矩陣，矩陣Rns為所述噪聲矩陣Ru中左下角I×L的子矩陣，上標(biāo)-1表示為反矩陣運(yùn)算。
8.如權(quán)利要求7所述的耙式接收器，還包括
噪聲支路選擇單元，用以由多個(gè)候選者中，選擇出前I個(gè)具有較大計(jì)量值的候選者，作為所述多個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)間，
其中，所述計(jì)量值為|βi|2E[|zn(mi)|2]，第i個(gè)候選者對(duì)應(yīng)第i預(yù)設(shè)時(shí)間mi，由第i預(yù)設(shè)時(shí)間mi第i噪聲支路依據(jù)第i預(yù)設(shè)時(shí)間mi產(chǎn)生第i噪聲分量zn(mi)，βi為第i噪聲分量zn(mi)對(duì)應(yīng)的噪聲權(quán)重的共軛值，E[·]表示為期望值運(yùn)算。
9.一種用于一耙式接收器的解展頻方法，包括下列步驟
估測(cè)多路徑信道中的多個(gè)信道增益與對(duì)應(yīng)的多個(gè)路徑延遲時(shí)間；
接收來(lái)自多路徑信道的一接收信號(hào)；
對(duì)所述接收信號(hào)分別延遲多個(gè)信號(hào)延遲時(shí)間，以得到多個(gè)延遲接收信號(hào)，并分別解展頻所述多個(gè)延遲接收信號(hào)，以得到多個(gè)信號(hào)分量，其中，所述多個(gè)信號(hào)延遲時(shí)間分別與所述多個(gè)路徑延遲時(shí)間具有一比例關(guān)系；
對(duì)所述接收信號(hào)分別延遲多個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)間，以得到多個(gè)延遲噪聲信號(hào)，分別解展頻所述多個(gè)延遲噪聲信號(hào)，以得到多個(gè)噪聲分量；以及
依據(jù)所述多個(gè)通道增益，分別調(diào)整所述多個(gè)信號(hào)分量在一主要信號(hào)中的權(quán)重，以結(jié)合出所述主要信號(hào)；
依據(jù)多個(gè)噪聲權(quán)重調(diào)整所述多個(gè)噪聲分量在一干擾噪聲估測(cè)值中的權(quán)重，以結(jié)合出所述干擾噪聲估測(cè)值；以及
由所述主要信號(hào)與所述干擾噪聲估測(cè)值的差值，產(chǎn)生一解展頻信號(hào)。
10.如權(quán)利要求9所述的解展頻方法，其中產(chǎn)生所述多個(gè)信號(hào)分量的步驟，包括下列步驟
將所述接收信號(hào)延遲第i信號(hào)延遲時(shí)間，以得到第i延遲接收信號(hào)；以及
將第i延遲接收信號(hào)與本地的一展頻波形進(jìn)行卷積運(yùn)算后，抽樣為第i信號(hào)分量。
11.如權(quán)利要求9所述的解展頻方法，其中產(chǎn)生所述多個(gè)噪聲分量的步驟，包括下列步驟
將所述接收信號(hào)延遲一第i預(yù)設(shè)時(shí)間，以得到一第i延遲噪聲信號(hào)；以及
將所述第i延遲噪聲信號(hào)與本地的一展頻波形進(jìn)行卷積運(yùn)算后，抽樣為一第i噪聲分量。
12.如權(quán)利要求9所述的解展頻方法，其中依據(jù)所述多個(gè)通道增益，分別調(diào)整所述多個(gè)信號(hào)分量在所述主要信號(hào)中的權(quán)重，以結(jié)合出所述主要信號(hào)的步驟，包括下列步驟
依據(jù)所述多個(gè)信道增益產(chǎn)生多個(gè)信號(hào)權(quán)重；
將所述第i信號(hào)分量乘上一第i信號(hào)權(quán)重，以產(chǎn)生一第i乘積；以及
累加所述多個(gè)乘積，以得到所述主要信號(hào)。
13.如權(quán)利要求12所述的解展頻方法，其中依據(jù)多個(gè)噪聲權(quán)重調(diào)整所述多個(gè)噪聲分量在所述干擾噪聲估測(cè)值中的權(quán)重，以結(jié)合出所述干擾噪聲估測(cè)值的步驟，包括下列步驟
將一第i噪聲分量乘上一第i噪聲權(quán)重后，以產(chǎn)生一第i乘積；以及
累加所述多個(gè)乘積，以得到所述干擾噪聲估測(cè)值。
14.如權(quán)利要求13所述的解展頻方法，其中所述多個(gè)信號(hào)分量的個(gè)數(shù)L，所述多個(gè)噪聲分量的個(gè)數(shù)為I，所述多個(gè)信號(hào)權(quán)重表示為A0～AL-1，而所述多個(gè)信號(hào)權(quán)重A0～AL-1的共軛值所組成信號(hào)權(quán)重向量表示為所述多個(gè)噪聲權(quán)重表示為B0～BI-1，而所述多個(gè)噪聲權(quán)重B0～BI-1的共軛值所組成噪聲權(quán)重向量表示為所述解展頻方法更包括下列步驟
計(jì)算一噪聲矩陣Ru中右下角的I×I的子矩陣，以得到矩陣Rn，其中，所述噪聲矩陣Ru為一噪聲向量u的共變異數(shù)矩陣，其維度為(I+L)×(I+L)，而所述噪聲向量u包含所述多個(gè)信號(hào)分量與所述多個(gè)噪聲分量中的噪聲，其長(zhǎng)度為I+L；
計(jì)算所述噪聲矩陣Ru中左下角的I×L的子矩陣，以得到矩陣Rns；
計(jì)算矩陣Rn的反矩陣，以得到矩陣Rn-1，上標(biāo)-1表示為反矩陣運(yùn)算；以及
利用一方程式計(jì)算出所述多個(gè)噪聲權(quán)重B0～BI-1。
15.如權(quán)利要求14所述的解展頻方法，更包括下列步驟
在多個(gè)候選者中，計(jì)算第i個(gè)候選者的計(jì)量值；以及
選擇出前I個(gè)具有較大計(jì)量值的多個(gè)候選者，作為所述多個(gè)預(yù)設(shè)時(shí)間，
其中，所述計(jì)量值為|βi|2E[|zn(mi)|2]，第i個(gè)候選者對(duì)應(yīng)第i預(yù)設(shè)時(shí)間mi，第i預(yù)設(shè)時(shí)間mi對(duì)應(yīng)第i噪聲分量zn(mi)，βi為第i噪聲分量對(duì)應(yīng)之噪聲權(quán)重的共軛值，E[·]表示為期望值運(yùn)算。
全文摘要
本發(fā)明提出了一種耙式接收器及其解展頻方法。該耙式接收器采用多個(gè)噪聲支路產(chǎn)生多個(gè)噪聲分量。接下來(lái)，噪聲結(jié)合單元依照多個(gè)噪聲權(quán)重調(diào)整每一噪聲分量，以結(jié)合出一個(gè)估測(cè)的干擾噪聲值。該耙式接收器利用該估測(cè)干擾噪聲值，將信號(hào)支路所產(chǎn)生的主要信號(hào)中的噪聲消除。從而提升了接收端的效能。
文檔編號(hào)H04B7/02GK101345562SQ200710128199
公開日2009年1月14日 申請(qǐng)日期2007年7月10日 優(yōu)先權(quán)日2007年7月10日
發(fā)明者白承宗, 李學(xué)智, 陳柏穎 申請(qǐng)人:凌陽(yáng)電通科技股份有限公司