專利名稱：基于能量檢測(cè)的超寬帶系統(tǒng)同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種應(yīng)用于脈沖體制超寬帶(IR-UWB)通 信系統(tǒng)的同步方法。
背景技術(shù)：
近年來(lái)，超寬帶(Ultra-wideband, UWB)無(wú)線通信系統(tǒng)受到工業(yè)界和學(xué)術(shù)界的廣泛 重視。
根據(jù)FCC公布的超寬帶定義，若一個(gè)信號(hào)所占用的瞬時(shí)帶寬超過(guò)500MHz，或者相對(duì) 帶寬大于0.2，則此信號(hào)為UWB信號(hào)。相對(duì)帶寬(或分?jǐn)?shù)帶寬，F(xiàn)ractional Bandwidth)定 義為能量帶寬與中心頻率的比值。
UWB通信技術(shù)能夠在極寬的頻譜上實(shí)現(xiàn)信息傳播，具有高傳輸速率、低發(fā)射功率、 低成本、低功耗等特點(diǎn)，在各種通信網(wǎng)絡(luò)和系統(tǒng)中具有廣闊的應(yīng)用前景。尤其是極窄脈沖 體制的UWB通信系統(tǒng)(IR-UWB)采用與傳統(tǒng)載波調(diào)制不同的思路，在基帶上直接發(fā)射攜帶 信息的脈沖，簡(jiǎn)化了射頻，便于集成設(shè)計(jì)。
但是隨著信號(hào)帶寬的增加，極短的脈沖寬度和豐富的多徑分量讓UWB信號(hào)同步的難 度也進(jìn)一步增加。作為接收端首先要解決的問(wèn)題，同時(shí)也是接收端最重要的組成部分之一， 同步已經(jīng)成為UWB系統(tǒng)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵問(wèn)題，即使很小的定時(shí)誤差都會(huì)引起性能的急劇下降。
有文獻(xiàn)提出一種數(shù)據(jù)輔助(DA)的UWB系統(tǒng)同步方法，它利用接收信號(hào)生成噪聲模 板(Noise Template, NT)，然后采用條件似然估計(jì)的方法(Conditional Maximum Likelihood, CML)得到定時(shí)信息。 一種基于同步疊加模板(Synchronized Aggregate Template, SAT) 的盲估計(jì)方法也被提出，該方法通過(guò)檢測(cè)SAT的能量達(dá)到同步的目的。以上方法中的模板 包含了信道信息，可直接用于解調(diào)，從而繞過(guò)了復(fù)雜的信道估計(jì)，但是同步中需要用大量 的導(dǎo)頻符號(hào)(Pilot Symbols),從而降低了頻帶利用率。最近， 一種基于最小二乘方(Least Square, LS)的同步方法被提出，該方法在同步過(guò)程中，同時(shí)得到信道信息，允許低復(fù)雜 度解調(diào)，而且需要的導(dǎo)頻符號(hào)更少，但是該方法在低信噪比下對(duì)噪聲的干擾十分敏感。

發(fā)明內(nèi)容
鑒于上述現(xiàn)存同步方法存在各個(gè)方面的缺點(diǎn)，本發(fā)明的目的在于提供一種基于能量檢 測(cè)的超寬帶系統(tǒng)同步方法，該方法采用較少的導(dǎo)頻符號(hào)，而且即使在較低信噪比下也能達(dá) 到較好的同步性能。
本發(fā)明提供的超寬帶系統(tǒng)同步方法，是一種數(shù)據(jù)輔助(Data-Aided, DA)同步方法，
將導(dǎo)頻符號(hào)分成兩部分前導(dǎo)頻用作脈沖級(jí)同步(Pulse-level Timg Timing),采用未經(jīng)跳時(shí) (Time-Hopping)調(diào)制的符號(hào)信息；后導(dǎo)頻用來(lái)幀級(jí)同步(Frame-level Timing),采用跳時(shí) 調(diào)制的符號(hào)信息。
同步過(guò)程具體步驟如下
a) 利用前導(dǎo)頻符號(hào)構(gòu)建噪聲模板(Noise Template)。根據(jù)信號(hào)的周期循環(huán)特性，采用 延遲線結(jié)構(gòu)，將信號(hào)以幀為單位長(zhǎng)度疊加，然后平均，得到幀級(jí)噪聲模板。其中，疊加操 作是為了抑制噪聲。
b) 引入一個(gè)能量檢測(cè)過(guò)程用于找到幀頭，即脈沖級(jí)偏移量(Pulse-level Offset)。在該 過(guò)程中，采用窄的能量窗口檢測(cè)幀級(jí)噪聲模板，對(duì)于IEEE802.15.3a的CMl信道，能量檢 測(cè)窗口長(zhǎng)度僅為10ra。檢測(cè)遍歷幀級(jí)噪聲模板，找出信號(hào)能量最大值，并得到脈沖級(jí)偏移 量。該步驟包含平方，位移，積分和比較操作。
c) 利用后導(dǎo)頻符號(hào)得到幀級(jí)偏移量(Frame-level Offset)。通過(guò)已經(jīng)得到的噪聲模板、 脈沖級(jí)偏移量和本地已知的TH碼，采用最小二乘方方法，最小化接收波形和估計(jì)波形之 間的歐式距離，估計(jì)得到幀級(jí)偏移量。
有益效果
本發(fā)明提供的同步方法采用的能量檢測(cè)過(guò)程充分利用了 UWB室內(nèi)信道的特性，只搜 尋信號(hào)區(qū)域的部分能量，與同類算法比較，減少了估計(jì)算法中的噪聲分量，提高了同步均 方差性能，在低信噪比下亦有較好性能。


圖l給出了導(dǎo)頻符號(hào)序列結(jié)構(gòu)。其中，斜線部分為符號(hào)信號(hào)區(qū)域。其余部分為保護(hù)間 隔區(qū)域。
圖2給出的是脈沖級(jí)同步階段除去噪聲分量的接收波形結(jié)構(gòu)示意圖。其中，斜線部分 為信號(hào)能量區(qū)域。波形以7)為周期，信道響應(yīng)長(zhǎng)度為7^。 s為接收機(jī)與發(fā)射機(jī)之間的時(shí)間 偏移量。
圖3給出了本發(fā)明方法的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)框圖。其中r的為接收波形，n(0為用于脈沖級(jí)同 步的接收波形。r2(0為用于脈沖級(jí)同步的接收波形，2>為延遲時(shí)間，iV為用于同步的幀數(shù)，
As為移位步進(jìn)長(zhǎng)度，？；為能量檢測(cè)積分參數(shù)，^(o為估計(jì)波形。
圖4給出的是在IEEE802.15.3a的CMl情況下，當(dāng)r^50w時(shí)^(>)的波形。其中，左 邊給出的是&/從=20必時(shí)的波形，右邊的是￡6/iV。=20^時(shí)的波形。
圖5給出的是在正EE802.15.3a的CM1情況下，當(dāng)r 。=50似時(shí)f0)的波形。其中，
左邊給出的是￡^。=20巡時(shí)的波形，右邊的是￡6/iV。=20^時(shí)的波形。
圖6給出了采用不同能量檢測(cè)參數(shù)7;的同步方法的性能，其中iV尸20， A^5，A^Tp。 圖7給出了當(dāng)7Vf5， Af7>， 7^10ra時(shí)，不同的導(dǎo)頻個(gè)數(shù)下同步方法的MSE性能；
同時(shí)與LS方法做了比較。
圖8給出了當(dāng)7V尸20， iV2=5 ， 7;=10朋時(shí)，不同的搜索步進(jìn)長(zhǎng)度下的MSE性能。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明是一種數(shù)據(jù)輔助的同步方法，通過(guò)發(fā)送一串接收端己知的導(dǎo)頻符號(hào)得到發(fā)射機(jī) 與接收機(jī)之間的同步偏移量。
導(dǎo)頻符號(hào)序列的結(jié)構(gòu)由圖l給出。其中，斜線部分為符號(hào)信號(hào)區(qū)域。其余部分為保護(hù) 間隔區(qū)域。導(dǎo)頻分為前后兩個(gè)部分前導(dǎo)頻采用未經(jīng)跳時(shí)調(diào)制的符號(hào)信息，用作脈沖級(jí)同
步；后導(dǎo)頻采用跳時(shí)調(diào)制的符號(hào)信息，用來(lái)幀級(jí)同步(Frame-level Timing)。前導(dǎo)頻，后導(dǎo) 頻和數(shù)據(jù)之間用保護(hù)間隔分隔。
前導(dǎo)頻信號(hào)除去噪聲分量的示意圖由圖2給出。斜線部分為信號(hào)能量區(qū)域。波形以 7>為周期，信道響應(yīng)長(zhǎng)度為K，并有7>>八。s為發(fā)射機(jī)與接收機(jī)之間的同步偏移量。接 收波形可以表示為
z 產(chǎn)o
m (i) 其中A(r)為脈沖/^)和信道沖激響應(yīng)/<0的巻積，w/為每個(gè)符號(hào)包含的幀數(shù)，幀間隔
為7>，符號(hào)寬度定義為1;:=^/2> 。每個(gè)幀包含一個(gè)寬度為；超短脈沖pW。 w(/)為熱噪聲 和多用戶干擾(MAI)的和，可近似認(rèn)為是雙邊功率譜密度為AV2的加性高斯白噪聲 (AWGN)。令z^w,y+f為第一徑到達(dá)的時(shí)間，"/:4ro/T)」為接收信號(hào)和發(fā)射信號(hào)之間 的幀偏移量(Frame-level Offset), s:=r0-"y7)表示脈沖級(jí)偏移量(Pulse-level Offset)。 接收波形的期望為
^>1(0] = 1>^ —附7>—s) (2)
那么，信道脈沖相應(yīng)外W表示為
A(,),C,e
^ (4)
上式中的積分區(qū)間[o,j;]為能量檢測(cè)窗口。對(duì)于室內(nèi)無(wú)線通信，信道響應(yīng)的絕大部分能
量集中在的A(O起始部分，因此，當(dāng)^ = &時(shí)，J問(wèn)達(dá)到最大值<formula>formula see original document page 6</formula>收集到的外(0的能量。S的估計(jì)由下式給出-
<formula>formula see original document page 6</formula>由于五[n(0]以？>為周期，所以將nW以T)為單位長(zhǎng)度做平均疊加可以得到 柳=^^ Z "" ,7>) (6)
7Vy7Vi 附=0
其中，M為估計(jì)s需要的導(dǎo)頻符號(hào)個(gè)數(shù)。將式(6)帶入式(5)，得到
<formula>formula see original document page 6</formula>然后將上式帶入式(3)，得到
A(0, + 9modT/〗""0,7>) (8) 下面進(jìn)一步估計(jì)幀級(jí)偏移量"/ 。
后導(dǎo)頻符號(hào)設(shè)計(jì)成接收端已知的符號(hào)序列，并加入TH碼調(diào)制。為便于分析，假設(shè)這 個(gè)序列全為l。那么，用于估計(jì)"/的信號(hào)可以表示成
W廠1
<formula>formula see original document page 6</formula> (9) 其中，每一幀被平均劃分成iVc個(gè)碼片， 一個(gè)碼片時(shí)間(Chip Time)為7V.=L7}/WC」(bd
表示對(duì)jc向下取整)，而且有7><7;。 {&}表示用戶的偽隨機(jī)跳時(shí)碼，通常&7;<7>， y/e[o,
綺-1]。
假設(shè)接收端觀察iV2個(gè)符號(hào)，觀察起始點(diǎn)定為/=0，觀察區(qū)間為te
。根據(jù)最小
二乘方的方法，觀察到的波形與估計(jì)波形的歐式距離為
<formula>formula see original document page 6</formula>~,A和g分別為"/,A和e的試驗(yàn)值。將A = A ， g = s帶入上式，通過(guò)最小化歐式距
離，得到"/ :
<formula>formula see original document page 6</formula>圖3給出了本發(fā)明方法的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)框圖。該框圖主要包含以下模塊:
a)延遲線模塊，用于疊加接收波形。
b)能量檢測(cè)模塊，包含平均，平方，位移，積分和比較操作子模塊。輸出為脈沖級(jí)
偏移量和信道響應(yīng)的估計(jì)值。 c)最小二乘方估計(jì)模塊，根據(jù)脈沖級(jí)偏移量和信道響應(yīng)構(gòu)造估計(jì)接收波形，并計(jì)算
估計(jì)波形和實(shí)際接收波形之間的最小歐式距離。輸出為幀級(jí)偏移量的估計(jì)值。 圖4給出的是在IEEE802.15.3a的CMl情況下，當(dāng)r(T50似時(shí)^y)的波形，圖5為7[20)
的波形。由圖中觀察到，當(dāng)信噪比較低時(shí)(10dB)，噪聲分量明顯增多。對(duì)于基于LS和 SAT的同步方法都是搜集所有信號(hào)區(qū)域的能量，但是隨著信噪比降低，收集的噪聲分量增 多，使得估計(jì)性能變差。在信道響應(yīng)的尾部，信號(hào)基本淹沒(méi)在噪聲中，本發(fā)明采用更窄的
能量檢測(cè)寬度7;，可以有效排除這些噪聲。參數(shù)z;是能量檢測(cè)中的重要參數(shù)，它的選取
對(duì)同步性能產(chǎn)生重要影響，如果值太大，會(huì)引入過(guò)多噪聲，相反，如果值太小，會(huì)導(dǎo)致搜 集不到足夠的信號(hào)能量。
本發(fā)明的有益效果可以由性能仿真圖體現(xiàn)。
在仿真中，采用7>=lra的二階高斯波形，iV/=25， r廣ioo朋，rc=2ra。多徑信道采用 IEEE802.15.3a小組提出的CMl (0 4mLOS)信道。每條曲線都是對(duì)1000個(gè)信道作平均 的結(jié)果，而每次仿真過(guò)程中，系統(tǒng)延時(shí)參數(shù)ro和信道都隨機(jī)產(chǎn)生。性能由歸一化均方誤差 (Normalized MSE， NMSE)表示iVMS^ = ￡[| (f。 — r。) / 7;卩]=￡[| (S + ~7} - f。) / T' |2]。
圖6給出了采用不同能量檢測(cè)參數(shù)7;的同步方法的性能，其中iV尸20， 7V2=5，Af:。 結(jié)果表明，在CM1信道下，取7;=10附，可以達(dá)到更好的同步性能。
圖7給出了當(dāng)iVf5， ， 7;=10朋時(shí)，不同的導(dǎo)頻個(gè)數(shù)下同步方法的MSE性能；
同時(shí)與LS方法做了比較。通過(guò)比較可以觀察到該方法的性能優(yōu)于LS。從該圖中還可觀察 到，隨著導(dǎo)頻個(gè)數(shù)的增加，MSE下降，說(shuō)明了更多的導(dǎo)頻符號(hào)可以更好地抑制噪聲的影響， 使得同步性能提高。
圖8給出了當(dāng)7V尸20， iV2=5 ， 7;=10朋時(shí)，不同的搜索步進(jìn)長(zhǎng)度下的MSE性能。隨 著步進(jìn)長(zhǎng)度的增加，估計(jì)性能的下降比較明顯。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，需要根據(jù)系統(tǒng)要求和硬件 限制，合理選擇步進(jìn)長(zhǎng)度。
以上所述為本發(fā)明的較佳的具體實(shí)施方式
，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何 熟悉本領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明說(shuō)明的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換，都應(yīng)涵蓋 在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)該以權(quán)利要求書(shū)的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1、一種基于能量檢測(cè)的超寬帶系統(tǒng)同步方法，其特征在于具體步驟如下將導(dǎo)頻符號(hào)分成兩部分前導(dǎo)頻用作脈沖級(jí)同步，采用未經(jīng)跳時(shí)調(diào)制的符號(hào)信息；后導(dǎo)頻用來(lái)幀級(jí)同步，采用跳時(shí)調(diào)制的符號(hào)信息；同步過(guò)程具體步驟如下a)利用前導(dǎo)頻符號(hào)構(gòu)建噪聲模板；根據(jù)信號(hào)的周期循環(huán)特性，采用延遲線結(jié)構(gòu)，將信號(hào)以幀為單位長(zhǎng)度疊加，然后平均，得到幀級(jí)噪聲模板；b)引入一個(gè)能量檢測(cè)過(guò)程用于找到幀頭，即脈沖級(jí)偏移量，在該過(guò)程中，采用窄的能量窗口檢測(cè)幀級(jí)噪聲模板，檢測(cè)遍歷幀級(jí)噪聲模板，找出信號(hào)能量最大值，并得到脈沖級(jí)偏移量；該步驟包含平方，位移，積分和比較操作；c)利用后導(dǎo)頻符號(hào)得到幀級(jí)偏移量，通過(guò)已經(jīng)得到的噪聲模板、脈沖級(jí)偏移量和本地已知的TH碼，采用最小二乘方方法，最小化接收波形和估計(jì)波形之間的歐式距離，估計(jì)得到幀級(jí)偏移量。
2、 如權(quán)利要求1所述的基于能量檢測(cè)的超寬帶系統(tǒng)同步方法，其特征在于所述能量 檢測(cè)中的積分操作采用
，對(duì)于IEEE802.15.3a的CMl信道，7;取10ra， Te為能量檢測(cè)窗口長(zhǎng)度。
全文摘要
本發(fā)明屬于無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于能量檢測(cè)的超寬帶(UWB)通信系統(tǒng)同步方法。首先利用UWB信號(hào)內(nèi)在的循環(huán)穩(wěn)定性，將接收到的波形按幀疊加，然后引入一個(gè)能量檢測(cè)的過(guò)程，通過(guò)檢測(cè)信號(hào)區(qū)域中的能量分布找到幀頭；最后通過(guò)TH碼找到該幀在符號(hào)中所處的位置。與傳統(tǒng)的最小二乘方方法比較，本發(fā)明提出的方法能更有效地抑制能量收集過(guò)程中的噪聲分量，從而提高了同步均方差性能。
文檔編號(hào)H04B1/00GK101102164SQ20071004450
公開(kāi)日2008年1月9日 申請(qǐng)日期2007年8月2日 優(yōu)先權(quán)日2007年8月2日
發(fā)明者彭延杰, 曾曉洋, 王易因, 浪 麥 申請(qǐng)人:復(fù)旦大學(xué)