專利名稱：在無線通信中為發(fā)射分集生成權(quán)重的方法和裝置的制作方法
I.在35U.S.C.§119下的優(yōu)先權(quán)要求
本專利申請要求于2005年6月13日提交、被轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明受讓人、并通過援引明確包括于此的題為“Method and Apparatus for Transmit Diversity WeightGeneration in Wireless Communications(無線通信中發(fā)射分集權(quán)重生成的方法和裝置)”的臨時申請S/N.60/690,409的優(yōu)先權(quán)。
背景 I.領(lǐng)域 本公開一般涉及通信，尤其涉及在無線通信系統(tǒng)中為發(fā)射分集生成權(quán)重的技術(shù)。
II.背景 在無線通信系統(tǒng)中，發(fā)射機(jī)用數(shù)據(jù)調(diào)制射頻(RF)載波信號，并生成更適合在無線信道上傳輸?shù)腞F已調(diào)制信號。隨后發(fā)射機(jī)通過無線信道向接收機(jī)發(fā)射該RF已調(diào)制信號。所發(fā)射的信號可通過許多傳播路徑到達(dá)接收機(jī)。由于諸如衰落、多徑、干擾等各種因素，這些傳播路徑的特性可能會隨時間而變化。因此，所發(fā)射的信號可能會隨時間推移經(jīng)歷不同的信道狀況，并可能會以不同的振幅和相位被接收。
發(fā)射分集可被用來提供對抗有害路徑效應(yīng)的分集以及提高可靠性。發(fā)射分集利用多個發(fā)射天線進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。在每一發(fā)射天線與接收天線之間形成一傳播信道。如果不同發(fā)射天線的傳播信道是線性無關(guān)的——在至少一定程度上這通常是成立的，則隨著發(fā)射天線數(shù)目的增加，分集將增大并且正確接收數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃迫恍砸矊⑻岣摺?br> 在發(fā)射分集的情況下，數(shù)據(jù)在從多個發(fā)射天線向接收天線發(fā)射的多個RF已調(diào)制信號上被冗余地發(fā)送。這些RF已調(diào)制信號通常經(jīng)歷了不同的信道狀況，并可能與不同的復(fù)信道增益相關(guān)聯(lián)。因此，這些信號可能會以不同的振幅和相位到達(dá)接收天線，并可能相長或相消地相加?？删S持一控制環(huán)路以確定在發(fā)射機(jī)處要向這些RF已調(diào)制信號施加以使這些信號在接收機(jī)處能夠相長地相加的適當(dāng)權(quán)重。然則挑戰(zhàn)在于如何生成這些權(quán)重從而能夠?qū)崿F(xiàn)良好的性能。
所以本領(lǐng)域需要為發(fā)射分集生成權(quán)重的技術(shù)。
概要 根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，描述了一種包括至少一個處理器以及存儲器的裝置。這至少一個處理器獲得對多個發(fā)射天線與至少一個接收天線之間的通信信道的信道估計。這至少一個處理器根據(jù)這些信道估計以及對從這多個發(fā)射天線到這至少一個接收天線的數(shù)據(jù)傳輸使用的均衡器來推導(dǎo)用于這多個發(fā)射天線的多個權(quán)重。
根據(jù)另一實施例，提供了一種獲得對多個發(fā)射天線與至少一個接收天線之間的通信信道的信道估計的方法。用于這多個發(fā)射天線的多個權(quán)重是根據(jù)這些信道估計以及對從這多個發(fā)射天線到這至少一個接收天線的數(shù)據(jù)傳輸使用的均衡器推導(dǎo)出的。
根據(jù)又一實施例，描述了一種裝置，包括用于獲得對多個發(fā)射天線與至少一個接收天線之間的通信信道的信道估計的裝置；以及用于根據(jù)這些信道估計以及對從這多個發(fā)射天線到這至少一個接收天線的數(shù)據(jù)傳輸使用的均衡器來推導(dǎo)用于這多個發(fā)射天線的多個權(quán)重的裝置。
根據(jù)又一實施例，描述了一種包括至少一個處理器以及存儲器的裝置。該至少一個處理器獲得從多個發(fā)射天線向至少一個接收天線發(fā)送的數(shù)據(jù)傳輸?shù)拇a元，在頻域中處理這些碼元，以及推導(dǎo)用于這多個發(fā)射天線的多個權(quán)重。
根據(jù)又一實施例，提供了一種獲得從多個發(fā)射天線向至少一個接收天線發(fā)送的數(shù)據(jù)傳輸?shù)拇a元的方法。在頻域中處理這些碼元。推導(dǎo)用于這多個發(fā)射天線的多個權(quán)重。
根據(jù)又一實施例，描述了一種裝置，包括用于獲得從多個發(fā)射天線向至少一個接收天線發(fā)送的數(shù)據(jù)傳輸?shù)拇a元的裝置，用于在頻域中處理這些碼元的裝置，以及用于推導(dǎo)用于這多個發(fā)射天線的多個權(quán)重的裝置。
附圖簡要說明

圖1示出了發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的框圖。
圖2示出了從發(fā)射機(jī)至接收機(jī)的傳輸信號流。
圖3示出采用2×過采樣情況下的R個接收天線的頻譜圖。
圖4示出了分?jǐn)?shù)間隔的線性均衡器的信號流。
圖5示出了分?jǐn)?shù)間隔的判決反饋均衡器的信號流。
圖6示出了用于為發(fā)射分集生成權(quán)重的過程。
具體說明 措辭“示例性”在這里被用于表示“用作一個示例、實例、或說明”。在此被描述為“示例性”的任何實施例無須被解釋為優(yōu)于或勝過其它實施例。
為了清晰起見，以下描述的很大部分中使用了下面的命名系統(tǒng)。時域標(biāo)量由用索引n作為采樣周期的小寫文本來標(biāo)示，例如h(n)。頻域標(biāo)量由用索引k作為頻率槽(frequency bin)的大寫文本來標(biāo)示，例如H(k)。矢量由粗體小寫文本來標(biāo)示，例如h，而矩陣由粗體大寫文本來標(biāo)示，例如H。
圖1示出了通信系統(tǒng)100中的發(fā)射機(jī)110和接收機(jī)150的框圖。在圖1所示的實施例中，發(fā)射機(jī)110配備有多個(T個)天線134a到134t，而接收機(jī)150配備有一個或多個(R個)天線152a到152r，其中T≥2且R≥1。對于下行鏈路/前向鏈路傳輸，發(fā)射機(jī)110是基站的一部分，而接收機(jī)150是無線設(shè)備的一部分。對于上行鏈路/反向鏈路傳輸，發(fā)射機(jī)110是無線設(shè)備的一部分，而接收機(jī)150是基站的一部分。基站通常是與無線設(shè)備通信的固定站且也可被稱為B節(jié)點、接入點等。無線設(shè)備可以是固定或移動的且也可被稱為用戶設(shè)備(UE)、移動站、用戶終端、訂戶單元等。無線設(shè)備可以是蜂窩電話、個人數(shù)字助理(PDA)、無線調(diào)制解調(diào)器卡、或其它某種設(shè)備或裝置。
在發(fā)射機(jī)110處，發(fā)射(TX)數(shù)據(jù)處理器120處理話務(wù)數(shù)據(jù)并在碼片速率下提供發(fā)射碼片。由處理器120進(jìn)行的處理依賴于該系統(tǒng)，并且可包括編碼、交織、碼元映射、擴(kuò)展、加擾等。T個乘法器130a到130t接收發(fā)送碼片并分別用權(quán)重a1到aT對它們進(jìn)行定標(biāo)。T個發(fā)射機(jī)單元(TMTR)132a到132t分別接收并調(diào)理(例如，轉(zhuǎn)換成模擬、放大、濾波、和上變頻)來自乘法器130a到130t的經(jīng)定標(biāo)的發(fā)射碼片。發(fā)射機(jī)單元132a到132t分別生成將通過T個天線134a到134t發(fā)射的T個RF已調(diào)制信號。
在接收機(jī)處150處，R個天線152a到152r分別接收通過各條傳播路徑發(fā)射的信號并將R個接收到的信號提供給R個接收機(jī)單元(RCVR)154a到154r。每個接收機(jī)單元154調(diào)理(例如，濾波、放大、以及下變頻)其接收到的信號、在等于或高于碼片速率的采樣速率下對經(jīng)調(diào)理的信號進(jìn)行數(shù)字化、以及提供時域輸入采樣。
圖1示出了其中接收機(jī)150在頻域中執(zhí)行均衡的一個實施例。在此實施例中，R個快速傅立葉變換/離散傅立葉變換(FFT/DFT)單元160a到160r接收分別來自R個接收機(jī)單元154a到154r的輸入采樣。每個單元160將其輸入采樣變換至頻域，將用于話務(wù)數(shù)據(jù)的頻域輸入碼元提供給均衡器170，并將用于導(dǎo)頻的輸入碼元提供給信道和噪聲估計器162。估計器162基于用于導(dǎo)頻和/或數(shù)據(jù)的輸入碼元估計信道響應(yīng)和噪聲。均衡器170如下所述地基于這些信道和噪聲估計來推導(dǎo)均衡器系數(shù)，用這些均衡器系數(shù)對來自所有R個接收天線的輸入碼元進(jìn)行濾波，跨空間和/或頻率地組合經(jīng)濾波的碼元，并將輸出碼元提供給逆FFT/逆DFT(IFFT/IDFT)單元172。單元172將這些輸出采樣變換到時域并提供輸出采樣。接收(RX)數(shù)據(jù)處理器180以與由TX數(shù)據(jù)處理器120進(jìn)行的處理互補(bǔ)的方式處理這些輸出采樣并提供經(jīng)解碼的數(shù)據(jù)。
一般而言，接收機(jī)150可使用各種結(jié)構(gòu)的均衡器來執(zhí)行均衡，諸如(1)在時域或頻域無反饋地執(zhí)行均衡的線性均衡器以及(2)在時域和/或頻域有反饋地執(zhí)行均衡的判決反饋均衡器(DFE)。不同的均衡器結(jié)構(gòu)能夠?qū)崿F(xiàn)不同的SNR。如下所述，一給定的均衡器結(jié)構(gòu)(例如，線性均衡器或判決反饋均衡器)還可根據(jù)該均衡器的實現(xiàn)方式而得到不同的SNR。以下對工作在頻域的線性均衡器和判決反饋均衡器進(jìn)行描述。
控制器/處理器140和190分別指導(dǎo)發(fā)射機(jī)110和接收機(jī)150處的各種處理單元的操作。存儲器142和192分別存儲用于發(fā)射機(jī)110和接收機(jī)150的數(shù)據(jù)和程序代碼。如下所述，權(quán)重生成器164基于信道和噪聲估計以及接收機(jī)處所使用的均衡器來生成用于T個發(fā)射天線的權(quán)重a1到aT。雖然未在圖1中示出，但發(fā)射天線權(quán)重a1到aT可被發(fā)送回發(fā)射機(jī)110并在發(fā)射碼片通過天線134a到134t發(fā)射前由乘法器130a到130t施加到發(fā)射碼片。
發(fā)射機(jī)110處的T個天線與接收機(jī)150處的R個天線之間的通信信道是由T·R個單輸入單輸出(SISO)信道組成的，其中每對發(fā)射/接收天線用于一個SISO信道。每個SISO信道可由時域信道沖激響應(yīng)h(n)或頻域信道頻率響應(yīng)H(k)來表征。
時域表示可用K點FFT或K點DFT變換為頻域表示，這可以表達(dá)為 式(1) 指數(shù)中的“-1”是因為n和k以1而不是0開始。
頻域表示可用K點IFFT或K點IDFT變換為時域表示，這可以表達(dá)為 式(2) 圖2示出了從發(fā)射機(jī)110到接收機(jī)150的數(shù)據(jù)傳輸?shù)男盘柫?00。圖2示出了對從每個接收天線接收到的信號進(jìn)行2倍(2×)過采樣的一個實施例。圖2還顯示使用在頻域中執(zhí)行均衡的分?jǐn)?shù)間隔的線性均衡器。術(shù)語“分?jǐn)?shù)間隔”是指在比奈奎斯特采樣定理所要求的速率更高的速率上進(jìn)行采樣。
發(fā)射機(jī)處理話務(wù)數(shù)據(jù)并在碼片速率下生成發(fā)射碼片x(n)。發(fā)射機(jī)可向每個具有K/2個發(fā)射碼片的塊附加一循環(huán)前綴。循環(huán)前綴是數(shù)據(jù)塊的重復(fù)部分并被用來對抗由頻率選擇性衰落所引起的碼元間干擾(ISI)，其中頻率選擇性衰落是跨系統(tǒng)帶寬不平坦的頻率響應(yīng)。在實際系統(tǒng)中，發(fā)射機(jī)將發(fā)射碼片序列發(fā)送給接收機(jī)。對于信號流200，過采樣器228在每個發(fā)射碼片之后插入0并在采樣速率下提供發(fā)射采樣，對于2×過采樣，該采樣速率是碼片速率的2倍。T個乘法器230a到230t分別用權(quán)重a1到aT對這些發(fā)射采樣進(jìn)行定標(biāo)，并為T個發(fā)射天線分別提供經(jīng)定標(biāo)的發(fā)射采樣x1(n)到xT(n)。
經(jīng)定標(biāo)的發(fā)射采樣從T個發(fā)射天線經(jīng)過通信信道被發(fā)送到R個接收天線。通信信道是由T·R個SISO信道組成，它們由塊240aa到240tr建模。發(fā)射天線t與接收天線r之間的SISO信道是由信道沖激響應(yīng)ht，r(n)來建模的，其包括了發(fā)射機(jī)處的脈沖整型濾波器、傳播信道、接收機(jī)處的前端濾波器等的影響。對于第一接收天線，加法器242a對塊240aa到240ta的輸出求和，而加法器244a對加法器242a的輸出與加性噪聲n1(n)相加。其它每個接收天線(若有的話)的SISO信道以與第一接收天線相類似的方式被組合并與噪聲相加。
接收機(jī)150在碼片速率的兩倍下將從每個接收天線接收到的信號數(shù)字化，并在該采樣速率下獲得輸入采樣(未在圖2中示出)。接收機(jī)可移除由發(fā)射機(jī)在每個數(shù)據(jù)塊中所附加的循環(huán)前綴(若有的話)。來自第一接收天線的時域輸入采樣r1(n)由單元260a以K點FFT/DFT變換到頻域以獲得頻域輸入采樣R1(k)，k＝1，...，K。如以下圖3中所示的，2×過采樣產(chǎn)導(dǎo)致每個接收天線可得到信號頻譜的兩個拷貝。每個接收天線的經(jīng)過采樣的頻譜中的這兩個冗余信號拷貝被稱為下拷貝(L)和上拷貝(U)。信號拷貝也可被稱為頻譜拷貝或其它某個術(shù)語。k＝1，...，K/2的前K/2個輸入碼元R1(k)是用于下拷貝的，被記為R1，L(k)，k＝1，...，K/2，并且被提供給均衡器270a。k＝K/2+1，...，K的后K/2個輸入碼元R1(k)是用于上拷貝的，被記為R1，U(k)，k＝K/2+1，...，K，并被提供給均衡器272a。其它接收天線(若有的話)的輸入采樣以與第一接收天線的輸入采樣相同的方式被處理。
均衡器270和272中的每一個用其系數(shù)Wr，c*(k)對其輸入碼元Rr，c(k)進(jìn)行濾波，并提供經(jīng)濾波的碼元Yr，c(k)，其中r＝1，...，R是接收天線的索引，而c∈{L，U}是信號拷貝的索引。加法器274a對分別來自均衡器270a到270r的經(jīng)濾波的碼元Y1，L(k)到Y(jié)R，L(k)求和，并提供用于下拷貝的輸出碼元YL(k)。加法器274b對分別來自均衡器272a到272r的經(jīng)濾波的碼元Y1，U(k)到Y(jié)R，U(k)求和，并提供用于上拷貝的輸出碼元YU(k)。單元276對輸出碼元YL(k)和YU(k)執(zhí)行K點IFFT/IDFT，并在采樣速率下提供輸出采樣。下降采樣器278每隔一個輸出采樣丟棄一個輸出采樣，并在碼片速率下提供輸出采樣y(n)。
圖3示出了采用2×過采樣情況下R個接收天線的示例性頻譜圖。發(fā)射碼片x(n)是在fc的碼片速率下。相應(yīng)頻譜具有fc/2的帶寬以及由發(fā)射機(jī)處的脈沖整型濾波器決定的滾降(roll-off)。從每個接收天線接收到的信號在采樣速率fs下被數(shù)字化，該采樣速率是碼片速率的兩倍，或者說fs＝2fc。對于每個接收天線，下拷貝覆蓋從DC到fs/2的頻率范圍，其用于槽索引k＝1到K/2，而上拷貝覆蓋從fs/2到fs的頻率范圍，其用于槽索引k＝K/2+1到K。為了簡便起見，圖3示出了R個接收天線有類似的頻譜圖。一般而言，每個接收天線r的頻譜圖具有由該天線的頻率響應(yīng)Hr(k)決定的形狀。
如圖3所示，接收機(jī)從來自R個接收天線的冗余因子R和來自2×過采樣的冗余因子2獲得了2R個信號拷貝。圖3還示出了這2R個信號拷貝中的冗余信號分量應(yīng)該如何被組合。每個接收天線的兩個冗余信號分量被分隔fs/2或K/2個頻率槽的距離。
可對k＝1，...，K/2的每個頻率槽k使用一空-頻均衡器。用于頻率槽k的空-頻均衡器可為所有R個接收天線組合槽k和k+K/2上的冗余信號分量加以組合。為了清晰起見，以下就針對一個頻率槽k的處理進(jìn)行描述?？蓪@K/2個頻率槽中的每一個或?qū)＝1，...，K/2執(zhí)行相同處理。
圖4示出了分?jǐn)?shù)間隔的線性均衡器的頻域信號流400。信號流400與圖2中的信號流等價并且是針對2×過采樣的情形。
發(fā)射機(jī)處理話務(wù)數(shù)據(jù)并在碼片速率下生成發(fā)射碼片x(n)。在實際系統(tǒng)中，發(fā)射機(jī)向接收機(jī)發(fā)送該發(fā)射碼片序列且不執(zhí)行任何FFT/DFT。然而，對于信號流400，單元428對這些發(fā)射碼片執(zhí)行K/2點FFT/DFT并提供頻域發(fā)射碼元X(k)，k＝1，...，K/2。T個乘法器430a到430t分別用權(quán)重a1到aT對發(fā)射碼元X(k)進(jìn)行定標(biāo)，并分別為T個發(fā)射天線提供經(jīng)定標(biāo)的發(fā)射碼元X1(k)到XT(k)。
經(jīng)定標(biāo)的發(fā)射碼元X1(k)到XT(k)被從T個發(fā)射天線經(jīng)過通信信道發(fā)送到R個接收天線。發(fā)射天線t與接收天線r之間的SISO信道由用于下拷貝的頻率響應(yīng)Ht，r，L(k)和用于上拷貝的頻率響應(yīng)Ht，r，U(k)來建模。對于第一接收天線，加法器442對將塊440aa到440ta的用于下拷貝的輸出求和。加法器446a將加法器442a的輸出與加性噪聲N1，L(k)相加并提供用于下拷貝的接收到的碼元R1，L(k)。加法器444a對塊440aa到440ta的用于上拷貝的輸出求和。加法器448a將加法器444a的輸出與加性噪聲N1，U(k)相加并提供用于上拷貝的接收到的碼元R1，U(k)。單元450a對時域噪聲n1(n)進(jìn)行變換并提供分別用于下拷貝和上拷貝的頻域噪聲N1，L(k)和N1，U(k)。其它接收天線(若有的話)的SISO信道以及噪聲以相似的方式來建模。
在接收機(jī)150處，均衡器470a和472a接收用于第一接收天線的下拷貝和上拷貝的頻域輸入碼元R1，L(k)和R1，U(k)。用于其它接收天線(若有的話)的均衡器類似地接收用于其天線的輸入碼元。均衡器470和472中的每一個用其系數(shù)Wr，c*(k)對其輸入碼元Rr，c(k)進(jìn)行濾波并提供經(jīng)濾波的碼元Yr，c(k)。加法器474對來自所有2R個均衡器470和472的經(jīng)濾波的碼元Y1，L(k)和Y1，U(k)到Y(jié)R，L(k)和YR，U(k)求和。增益元件476用增益1/2對加法器474的輸出進(jìn)行定標(biāo)并提供輸出碼元Y(k)。單元480對輸出碼元Y(k)執(zhí)行K/2點IFFT/IDFT并在碼片速率下提供時域輸出采樣y(n)。
對比信號流200和400，圖2中由過采樣器228對發(fā)射碼片x(n)進(jìn)行2×過采樣繼之以K點FFT/DFT與圖4中由單元428對x(n)執(zhí)行K/2點FFT/DFT并針對下拷貝和上拷貝對X(k)進(jìn)行復(fù)制是等效的。圖2中由加法器274a將Y1，L(k)到Y(jié)R，L(k)相加、由加法器274b將Y1，U(k)到Y(jié)R，U(k)相加、并由單元276執(zhí)行K點IFFT/IDFT繼之以由抽取器278進(jìn)行以2為因素的抽取與圖4中由加法器474將Y1，L(k)和Y1，U(k)到Y(jié)R，L(k)和YR，U(k)相加、由單元476作1/2的定標(biāo)、并由單元480執(zhí)行K/2點IFFT/IDFT是等效的。
對于信號流400，接收機(jī)處的頻域輸入碼元可被表達(dá)為 式(3) 其中，r(k)＝[R1，L(k)...RR，L(k)R1，U(k)...RR，U(k)]T是輸入碼元的2R×1矢量，ht(k)＝[Ht，1，L(k)...Ht，R，L(k)Ht，1，U(k)...Ht，R，U(k)]T是發(fā)射天線t的信道增益的2R×1矢量，t∈{1，...T}， H(k)＝[h1(k)...hT(k)]是2R×T的信道響應(yīng)矩陣， a＝[a1...aT]T是用于T個發(fā)射天線的權(quán)重的T×1矢量， heff(k)＝H(k)·a是2R×1的有效信道響應(yīng)矢量， n(k)＝[N1，L(k)...NR，L(k)N1，U(k)...NR，U(k)]T是2R×1噪聲矢量，且“T”標(biāo)示轉(zhuǎn)置。用于每個接收天線的下拷貝和上拷貝分別由下標(biāo)L和U來標(biāo)示，并且如圖3所示被分隔K/2個頻率槽。
線性均衡器可基于最小均方誤差(MMSE)、迫零(ZF)、最大比合并(MRC)或其它某種檢測技術(shù)來實現(xiàn)。線性MMSE均衡器的系數(shù)可表達(dá)為 式(4) 其中，S(k)＝E{|X(k)|2}是發(fā)射碼片x(n)的頻率譜， R(k)＝E{n(k)·nH(k)}是2R×2R噪聲協(xié)方差矩陣， 是用于頻率槽k的均衡器系數(shù)的1×2R行矢量，且 “H”標(biāo)示共軛轉(zhuǎn)置。
式(4)使線性均衡器的輸出誤差的方差最小化。
可對式(4)應(yīng)用矩陣矩陣求逆引理。則均衡器系數(shù)可被表達(dá)為 式(5) 對于每個頻率槽k，式(5)具有2R×2R的矩陣逆R-1(k)。如果該經(jīng)過采樣的頻譜的下拷貝和上拷貝具有不相關(guān)的噪聲或具有可忽略的噪聲相關(guān)，則式(5)可被簡化。在該情形中，噪聲協(xié)方差矩陣可以給為其中RL(k)是用于下拷貝的R×R噪聲協(xié)方差矩陣而RU(k)是用于上拷貝的R×R噪聲協(xié)方差矩陣。如果噪聲與每個頻率槽內(nèi)的公共方差在空域和譜域上都不相關(guān)，則式(5)可被進(jìn)一步簡化。在該情形中，噪聲協(xié)方差矩陣可以給為R(k)＝σ2(k)·I，其中σ2(k)是噪聲的協(xié)方差而I是單位矩陣。
來自線性均衡器的頻域輸出碼元可被表達(dá)為 Y(k)＝wH(k)·r(k)， ＝wH(k)·heff(k)·X(k)+wH(k)·n(k)， ＝X(k)+[B(k)-1]·X(k)+V(k)， ＝X(k)+Ψ(k)， 式(6) 其中，B(k)＝wH(k)·heff(k)是針對X(k)的定標(biāo)， V(k)＝wH(k)·n(k)是用于X(k)的經(jīng)濾波的噪聲，以及 Ψ(k)＝[B(k)-1]·X(k)+V(k)是殘差和噪聲。
V(k)的方差可表達(dá)為 式(7) Ψ(k)的方差可被表達(dá)為 式(8) 其中，
頻域輸出碼元可用IFFT/IDFT變換到時域以獲得時域輸出采樣，其可被表達(dá)為 y(n)＝b(n)x(n)+v(n)， ＝x(n)+ψ(n)， 式(9) 其中，y(n)，x(n)，b(n)，v(n)和ψ(n)分別是Y(k)，X(k)，B(k)，和ψ(k)的時域表示，并且標(biāo)示卷積運(yùn)算。
式(6)和(9)分別提供了對X(k)和x(n)的有偏MMSE估計。輸出碼元Y(k)或輸出采樣y(n)可以與定標(biāo)因子F相乘以獲得無偏估計。該定標(biāo)因子F可以被給為 式(10) ψ(n)的方差可被表達(dá)為 式(11) 在去偏操作之前，該碼片速率的輸出采樣y(n)的SNR可被表達(dá)為

式(12) 去偏操作之后碼片SNR可被表達(dá)為

式(13) 由于無偏碼片SNR與有偏碼片SNR由一常數(shù)相關(guān)，所以使無偏碼片SNR最大化即等效于使有偏碼片SNR最大化。
可假定發(fā)射碼片x(n)是不相關(guān)的或白色的。在該情形中，S(k)等于恒常功率譜密度Sx，或S(k)＝Sx，k＝1，2，...，K/2。
可根據(jù)式(12)中的碼片SNR來定義SNR度量如下 式(14) 式(14)中的SNR度量是K/2個頻率槽的項[1+Sr·aH·Ω(k)·a]的調(diào)和平均數(shù)。g1，g2，...，gK的調(diào)和平均數(shù)被給定為調(diào)和平均數(shù)是用于這K/2個頻率槽的SNR值的平均。
可通過使分母最小化來使式(14)中的碼片SNR關(guān)于發(fā)射權(quán)重矢量a最大化，該分母為 式(15) 該分母的最小化可在發(fā)射權(quán)重矢量的單位范數(shù)的約束下進(jìn)行，即|a|2＝1。矢量a也可以被定義為使得第一元素是固定的(例如，且僅允許發(fā)射權(quán)重矢量的每個元素的相角被最優(yōu)化。
D(a)的目標(biāo)函數(shù)可被定義如下 式(16) 其中λ是拉格朗日乘子，且 Jh(a)是式(14)中所示的碼片SNR的目標(biāo)函數(shù)。
在|a|2＝1的約束下使式(15)中的分母D(a)最小化等效于使式(16)中的目標(biāo)函數(shù)Jh(a)最小化。
使得目標(biāo)函數(shù)Jh(a)得到最小值的解可通過(1)關(guān)于a*和λ取Jh(a)的導(dǎo)數(shù)以及(2)將該導(dǎo)數(shù)設(shè)為0來獲得。然而，對于該導(dǎo)數(shù)可能得不到閉合形式的解。此外，可能僅有這些發(fā)射天線權(quán)重的有限的選項集可供使用。因此，可針對不同的候選發(fā)射權(quán)重矢量來對式(15)求值。使D(a)得到最小值的候選發(fā)射權(quán)重矢量可被選擇如下 式(17) 其中，A是候選發(fā)射權(quán)重矢量的集合，而 ai是該集合A中的第i個候選發(fā)射權(quán)重矢量。
式(16)中的目標(biāo)函數(shù)Jh(a)是針對式(14)中所示的SNR度量，其適用于圖2和4中所示的線性MMSE均衡器。一般而言，針對不同的接收機(jī)結(jié)構(gòu)和不同系統(tǒng)可推導(dǎo)出不同的目標(biāo)函數(shù)。
圖5示出了分?jǐn)?shù)間隔的判決反饋均衡器(DFE)的頻域信號流500。信號流500是采用2×過采樣情況下頻域均衡處理的模型。
對于信號流500，在發(fā)射機(jī)處，發(fā)射碼片x(n)由FFT/DFT單元528變換并分別由乘法器530a到530t用權(quán)重a1到aT進(jìn)行定標(biāo)以獲得用于T個發(fā)射天線的經(jīng)定標(biāo)的發(fā)射碼元X1(k)到XT(k)。在實際系統(tǒng)中，發(fā)射機(jī)將發(fā)射碼片x(n)發(fā)送到接收機(jī)而并不執(zhí)行任何FFT/DFT。代之由接收機(jī)中的頻域均衡器的前端執(zhí)行FFT/DFT。
在接收機(jī)處，2R個前饋濾波器570a和572a到570r和572r分別接收輸入碼元R1，L(k)和R1，U(k)到RR，L(k)和RR，U(k)。前饋濾波器570和572中的每一個以其濾波器響應(yīng)對其輸入碼元進(jìn)行濾波。所有2R個前饋濾波器570和572的輸出由加法器574求和并由增益元件576作1/2的定標(biāo)以獲得經(jīng)濾波的碼元F(k)。加法器578將這些經(jīng)濾波的碼元F(k)減去反饋碼元G(k)并提供經(jīng)均衡的碼元Z(k)。IFFT/IDFT單元580將這些經(jīng)均衡的碼元變換到時域并在碼片速率下提供經(jīng)均衡的采樣z(n)。限幅器582對這些經(jīng)均衡的采樣進(jìn)行限幅并提供輸出采樣y(n)。FFT/DFT單元584將這些輸出采樣變換到頻域并提供輸出碼元Y(k)。反饋濾波器586用其濾波器響應(yīng)對輸出碼元進(jìn)行濾波并提供反饋碼元。前饋和反饋濾波器響應(yīng)可以用本領(lǐng)域中已知的方式來推導(dǎo)。
諸如圖5中所示的DFE的性能取決于輸出碼元y(n)的可靠性，其是被反饋用于均衡的試探判決。如果判決可靠，則碼元間干擾(ISI)可被準(zhǔn)確地估計并被減除掉，從而可實現(xiàn)優(yōu)良的性能。判決錯誤導(dǎo)致ISI估計不準(zhǔn)確且性能退化。
具有可忽略的判決誤差的DFE的SNR度量可被定義為 式(18) 式(18)中的SNR是以分貝(dB)為單位給出的，并且是K/2個頻率槽的項[1+Sx·aH·Ω(k)·a]的幾何平均數(shù)。在線性單元中，g1，g2，...，gK的幾何平均數(shù)被給定為(g1·g·...·gK)1/K，以dB為單位即等于 可為式(18)中的SNR度量定義目標(biāo)函數(shù)Jg(a)，如下 式(19) 通過使式(19)中的目標(biāo)函數(shù)Jg(a)最大化將可使式(18)中的SNR度量最大化。
DFE通常會遇到一些判決錯誤，它們會使性能退化。因此DFE所實現(xiàn)的SNR介于式(18)中采樣幾何平均數(shù)的SNR度量與式(14)中采用調(diào)和平均數(shù)的SNR度量之間。
系統(tǒng)可利用將系統(tǒng)總帶寬分割為多個(K個)頻率槽的正交頻分復(fù)用(OFDM)。每個頻率槽與可用數(shù)據(jù)獨立調(diào)制的一副載波相關(guān)聯(lián)。OFDM系統(tǒng)中的接收機(jī)通常在頻域中為這K個頻率槽中的每一個執(zhí)行均衡。如式(4)中所示，該OFDM接收機(jī)可基于MMSE技術(shù)推導(dǎo)用于每個頻率槽的均衡器系數(shù)。然而，如果傳送空副載波來以代替冗余頻譜信號分量，則從每個接收天線只有一個信號拷貝。在該情形中，r(k)，ht(k)，heff(k)，n(k)和WH(k)是R×1矢量，H(k)是R×T矩陣，而R(k)是R×R矩陣。OFDM接收機(jī)隨后可如式(6)中所示地對每個頻率槽執(zhí)行均衡。
如果接收機(jī)利用了MMSE技術(shù)，則式(18)中的SNR度量和式(19)中的目標(biāo)函數(shù)Jg(a)可被用于OFDM系統(tǒng)。如果該接收機(jī)利用了迫零或其它某種檢測技術(shù)，則用于頻率槽k的SNR可以小于1+Sx·aH·Ω(k)·a。
接收機(jī)能夠?qū)崿F(xiàn)接近作為匹配濾波器的上界的算術(shù)平均數(shù)的平均SNR。由此SNR度量可被定義如下 式(20) 式(20)中的SNR度量是K/2個頻率槽的項[Sx·aH·Ω(k)·a]的算術(shù)平均數(shù)。g1，g2，...，gK的算術(shù)平均數(shù)被給定為(g1+g2+...+gK)/K。
可為式(20)中的SNR度量定義目標(biāo)函數(shù)Ja(a)如下 式(21) 通過使式(21)中的目標(biāo)函數(shù)Ja(a)最大化就可使式(20)中的SNR度量最大化。
式(19)中的目標(biāo)函數(shù)Jg(a)和式(21)中的目標(biāo)函數(shù)Ja(a)的解可通過對不同的候選發(fā)射權(quán)重矢量求值并選擇使Jg(a)和Ja(a)的第一項——即λ·(aH·a-1)左側(cè)的項得到最大值的候選發(fā)射權(quán)重矢量來獲得。由此所選的發(fā)射權(quán)重矢量將使該SNR度量最大化，進(jìn)而使吞吐量最大化。式(21)中目標(biāo)函數(shù)Ja(a)的解還可通過確定R×R矩陣的最大(歸一化)本征矢量來獲得。這些目標(biāo)函數(shù)的解也可以用其它方式來確定。
以上描述了與SNR相關(guān)的一些示例性目標(biāo)函數(shù)。其它目標(biāo)函數(shù)也可被定義和用于權(quán)重生成。一般而言，目標(biāo)函數(shù)可以在SNR、吞吐量、容量、和/或其它性能量度的意義上來量化性能。目標(biāo)函數(shù)也可以是發(fā)射天線權(quán)重、信道估計、噪聲估計、和/或其它量的函數(shù)。
一般而言，采用算術(shù)平均數(shù)的平均SNR比采用幾何平均數(shù)的平均SNR更難實現(xiàn)，而采用幾何平均數(shù)的平均SNR又比采用調(diào)和平均數(shù)的平均SNR更難獲得。不同的接收機(jī)結(jié)構(gòu)能夠?qū)崿F(xiàn)不同的SNR。例如，線性均衡器能夠?qū)崿F(xiàn)接近采用調(diào)和平均數(shù)的平均SNR的SNR。具有可忽略的判決誤差的DFE或OFDM收發(fā)機(jī)能夠?qū)崿F(xiàn)接近采用幾何平均數(shù)的平均SNR的SNR。實用的接收機(jī)在頻率選擇性信道中可能不能實現(xiàn)接近采用算術(shù)平均數(shù)的平均SNR的SNR，除非工作數(shù)據(jù)率嚴(yán)格低于該信道的容量。
給定接收機(jī)結(jié)構(gòu)對于不同實現(xiàn)也可達(dá)到不同的SNR。例如，線性MMSE均衡器能夠達(dá)到高于線性迫零均衡器的SNR的SNR?？缈臻g和頻率維度兩者地組合信號分量的線性空-頻均衡器能夠達(dá)到比僅跨空間維度組合信號分量的線性均衡器更高的SNR。MMSE DFE也能達(dá)到比迫零DFE更高的SNR。
給定接收機(jī)結(jié)構(gòu)對于不同的工作條件也可達(dá)到不同的SNR。例如，具有可忽略的判決錯誤的DFE可達(dá)到接近采用幾何平均數(shù)的平均SNR的SNR。具有較多判決錯誤的DFE可達(dá)到更接近采用調(diào)和平均數(shù)的平均SNR的SNR。因此，對于不同的判決錯誤量，DFE可達(dá)到落在幾何平均數(shù)與調(diào)和平均數(shù)之間的不同SNR。
以上針對具有多個接收天線且進(jìn)行過采樣的接收機(jī)描述了發(fā)射權(quán)重生成技術(shù)。這些技術(shù)也可被用于具有單天線的接收機(jī)。在此情形中，以上各式中的R等于1。這些技術(shù)也可被用于在碼片速率下對接收到的信號進(jìn)行采樣——即不進(jìn)行過采樣的接收機(jī)。在此情形中，從每個接收天線僅可得到一個信號拷貝，以上這些矢量中大部分為R×1矢量，H(k)是R×T矩陣，而R(k)是R×R矩陣。
圖6示出了用于為發(fā)射分集生成權(quán)重的過程600的一個實施例。獲得從多個發(fā)射天線向至少一個接收天線發(fā)送的數(shù)據(jù)傳輸?shù)拇a元(框612)。推導(dǎo)這多個發(fā)射天線與該至少一個接收天線之間的通信信道的信道估計和噪聲估計(框614)。用例如線性均衡器或判決反饋均衡器等的均衡器對這些碼元進(jìn)行處理(框616)。該均衡可如圖4或5所示的在頻域中執(zhí)行。基于該均衡器、這些信道估計、以及該噪聲估計推導(dǎo)用于這多個發(fā)射天線的多個權(quán)重(框618)。
對于框618，可對該均衡器的目標(biāo)函數(shù)求值以推導(dǎo)各權(quán)重。該目標(biāo)函數(shù)可與該均衡器的SNR度量相關(guān)。對諸如線性均衡器或判決反饋均衡器等的不同的均衡器結(jié)構(gòu)可使用不同的目標(biāo)函數(shù)。給定結(jié)構(gòu)的均衡器(例如，線性均衡器或判決反饋均衡器)也可以是各種類型的。例如，均衡器可以是空-頻均衡器、空間均衡器、碼片間隔的均衡器、分?jǐn)?shù)間隔的均衡器、MMSE均衡器、迫零均衡器等。
對給定均衡器結(jié)構(gòu)可使用恰當(dāng)?shù)哪繕?biāo)函數(shù)。例如，對于線性均衡器可使用式(16)中的目標(biāo)函數(shù)，而對于判決反饋均衡器可使用式(19)中的目標(biāo)函數(shù)。對于不同類型的均衡器，目標(biāo)函數(shù)中的項可以用不同方式來定義。例如，式(16)中的目標(biāo)函數(shù)的項[1+Sx·aH·Ω(k)·a]可以用不同于MMSE或迫零均衡器所用的方式來定義。取決于接收天線的數(shù)目和過采樣比率，目標(biāo)函數(shù)中的矢量和矩陣也可具有不同維度。
這里所描述的發(fā)射權(quán)重生成技術(shù)可被用于各種通信系統(tǒng)，諸如碼分多址(CDMA)系統(tǒng)、時分多址(TDMA)系統(tǒng)、頻分多址(FDMA)系統(tǒng)、正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)、單載波FDMA(SC-FDMA)系統(tǒng)等。CDMA系統(tǒng)可實現(xiàn)諸如寬帶CDMA(W-CDMA)、cdma2000等的一個或多個無線電接入技術(shù)(RAT)。cdma2000涵蓋了IS-2000、IS-856、以及IS-95標(biāo)準(zhǔn)。TDMA系統(tǒng)可實現(xiàn)諸如全球移動通信系統(tǒng)(GSM)等RAT。這些各類RAT和標(biāo)準(zhǔn)是本領(lǐng)域所已知的。OFDMA系統(tǒng)使用OFDM在頻域中于正交頻率副載波上發(fā)送調(diào)制碼元。SC-FDMA系統(tǒng)在時域中于正交頻率副載波上發(fā)送調(diào)制碼元。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員將理解，各信息和信號可用各種不同的技術(shù)和技藝來表示。例如，貫穿以上說明所引述的數(shù)據(jù)、指令、命令、信息、信號、比特、碼元、和碼片可由電壓、電流、電磁波、磁場或磁粒子、光場或光粒子、或其任意組合來表示。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員還將認(rèn)識到，結(jié)合這里所公開的實施例描述的各種說明性邏輯框、模塊、電路、和算法步驟可作為電子硬件、計算機(jī)軟件、或兩者的組合來實現(xiàn)。為了清晰地說明硬件和軟件的這種可互換性，各種說明性組件、框、模塊、電路和步驟以上是以其功能集的形式作一般化描述。這些功能集是作為硬件還是軟件來實現(xiàn)取決于具體應(yīng)用以及對整個系統(tǒng)所強(qiáng)加的設(shè)計約束。對于每一種具體應(yīng)用，技術(shù)人員可以用不同方式來實現(xiàn)所描述的功能集，但不應(yīng)將這種實現(xiàn)決策解釋為導(dǎo)致背離了本發(fā)明的范圍。
結(jié)合這里所公開的實施例描述的各種說明性邏輯框、模塊、和電路可用通用處理器、數(shù)字信號處理器(DSP)、專用集成電路(ASIC)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)或其它可編程邏輯器件、分立門或晶體管邏輯、分立硬件組件、或其設(shè)計成執(zhí)行這里所述的功能的任意組合來實現(xiàn)或執(zhí)行。通用處理器可以是微處理器，但在替換方案中，該處理器可以是任何常規(guī)處理器、控制器、微控制器、或狀態(tài)機(jī)。處理器還可作為計算設(shè)備的組合來實現(xiàn)，例如DSP和微處理器的組合、多個微處理器、與DSP核協(xié)作的一個或多個微處理器、或任何其它此類配置。
結(jié)合這里所公開的實施例描述的方法或算法的步驟可直接以硬件、以由處理器執(zhí)行的軟件、或以此兩者的組合來實現(xiàn)。軟件模塊可駐留在RAM存儲器、閃存、ROM存儲器、EPROM存儲器、EEPROM存儲器、寄存器、硬盤、可移動盤、CD-ROM、或本領(lǐng)域已知的任何其它形式的存儲介質(zhì)來實施。示例性存儲介質(zhì)被耦合至處理器以使該處理器能夠從該存儲介質(zhì)讀取信息并可向其寫入信息。在替換方案中，該存儲介質(zhì)可以與該處理器集成。處理器和存儲介質(zhì)可駐留在ASIC中。該ASIC可駐留在用戶終端中。在替換方案中，處理器和存儲介質(zhì)可作為分立組件駐留在用戶終端中。
提供對公開實施例的先前描述是為了使本領(lǐng)域的任何技術(shù)人員皆能制作或使用本發(fā)明。對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，對這些實施例的各種修改是顯而易見的，并且這里所定義的普適原理可被應(yīng)用到其它實施例而不會背離本發(fā)明的精神實質(zhì)或范圍。因此，本發(fā)明無意被限定于在此所示出的各實施例，而是應(yīng)依照與在此所公開的原理和新穎特征相一致的最廣義的范圍。
權(quán)利要求
1.一種裝置，包括
至少一個處理器，用以獲得對多個發(fā)射天線與至少一個接收天線之間的通信信道的信道估計，并基于所述信道估計以及從所述多個發(fā)射天線到所述至少一個接收天線的數(shù)據(jù)傳輸所用的均衡器來推導(dǎo)用于所述多個發(fā)射天線的多個權(quán)重；以及
存儲器，被耦合至所述至少一個處理器。
2.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器基于用于所述均衡器的目標(biāo)函數(shù)來推導(dǎo)所述多個權(quán)重。
3.如權(quán)利要求2所述的裝置，其特征在于，所述目標(biāo)函數(shù)與所述均衡器可實現(xiàn)的信噪比(SNR)相關(guān)。
4.如權(quán)利要求2所述的裝置，其特征在于，所述目標(biāo)函數(shù)是所述多個權(quán)重與所述信道估計的函數(shù)。
5.如權(quán)利要求2所述的裝置，其特征在于，所述目標(biāo)函數(shù)是所述多個權(quán)重、所述信道估計、以及噪聲估計的函數(shù)。
6.如權(quán)利要求2所述的裝置，其特征在于，所述目標(biāo)函數(shù)用調(diào)和平均數(shù)來描述平均信噪比(SNR)。
7.如權(quán)利要求2所述的裝置，其特征在于，所述目標(biāo)函數(shù)用幾何平均數(shù)來描述平均信噪比(SNR)。
8.如權(quán)利要求2所述的裝置，其特征在于，所述目標(biāo)函數(shù)用算術(shù)平均數(shù)來描述平均信噪比(SNR)。
9.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器用所述均衡器在頻域中對所述數(shù)據(jù)傳輸執(zhí)行均衡。
10.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器推導(dǎo)用于從所述至少一個接收天線并進(jìn)行過采樣而得到的多個信號拷貝的均衡器系數(shù)，并用所述均衡器系數(shù)執(zhí)行均衡以組合所述多個信號拷貝。
11.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器基于最小均方誤差(MMSE)準(zhǔn)則推導(dǎo)均衡器系數(shù)，并用所述均衡器系數(shù)對所述數(shù)據(jù)傳輸執(zhí)行均衡。
12.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述均衡器是線性均衡器。
13.如權(quán)利要求2所述的裝置，其特征在于，所述均衡器是線性均衡器且所述目標(biāo)函數(shù)用調(diào)和平均數(shù)來描述平均信噪比(SNR)。
14.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述均衡器是判決反饋均衡器。
15.如權(quán)利要求2所述的裝置，其特征在于，所述均衡器是判決反饋均衡器且所述目標(biāo)函數(shù)用幾何平均數(shù)來描述平均信噪比(SNR)。
16.如權(quán)利要求2所述的裝置，其特征在于，所述數(shù)據(jù)傳輸是使用正交頻分復(fù)用(OFDM)來發(fā)送的，并且所述目標(biāo)函數(shù)用幾何平均數(shù)來描述平均信噪比(SNR)。
17.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器對多組權(quán)重中的每一組進(jìn)行評價并提供具有最佳性能的一組權(quán)重作為用于所述多個發(fā)射天線的所述多個權(quán)重。
18.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器將所述多個權(quán)重發(fā)送至發(fā)射機(jī)以施加在所述多個發(fā)射天線上。
19.一種方法，包括
獲得對多個發(fā)射天線與至少一個接收天線之間的通信信道的信道估計；以及
基于所述信道估計以及從所述多個發(fā)射天線到所述至少一個接收天線的數(shù)據(jù)傳輸所用的均衡器來推導(dǎo)用于所述多個發(fā)射天線的多個權(quán)重。
20.如權(quán)利要求19所述的方法，其特征在于，所述推導(dǎo)多個權(quán)重包括
基于用于所述均衡器的且指示所述均衡器可實現(xiàn)的信噪比(SNR)的目標(biāo)函數(shù)來推導(dǎo)所述多個權(quán)重。
21.如權(quán)利要求19所述的方法，其特征在于，所述推導(dǎo)多個權(quán)重包括
評價多組權(quán)重中的每一組，以及
提供具有最佳性能的一組權(quán)重作為用于所述多個發(fā)射天線的所述多個權(quán)重。
22.如權(quán)利要求19所述的方法，其特征在于，還包括
基于最小均方誤差(MMSE)準(zhǔn)則推導(dǎo)均衡器系數(shù)；以及
用所述均衡器系數(shù)對所述數(shù)據(jù)傳輸執(zhí)行均衡。
23.一種裝置，包括
用于獲得對多個發(fā)射天線與至少一個接收天線之間的通信信道的信道估計的裝置；以及
用于基于所述信道估計以及從所述多個發(fā)射天線到所述至少一個接收天線的數(shù)據(jù)傳輸所用的均衡器來推導(dǎo)用于所述多個發(fā)射天線的多個權(quán)重的裝置。
24.如權(quán)利要求23所述的裝置，其特征在于，所述用于推導(dǎo)多個權(quán)重的裝置包括
用于基于用于所述均衡器的且指示所述均衡器可實現(xiàn)的信噪比(SNR)的目標(biāo)函數(shù)來推導(dǎo)所述多個權(quán)重的裝置。
25.如權(quán)利要求23所述的裝置，其特征在于，所述用于推導(dǎo)多個權(quán)重的裝置包括
用于評價多組權(quán)重中的每一組的裝置，以及
用于提供具有最佳性能的一組權(quán)重作為用于所述多個發(fā)射天線的所述多個權(quán)重的裝置。
26.如權(quán)利要求23所述的裝置，其特征在于，還包括
用于基于最小均方誤差(MMSE)準(zhǔn)則來推導(dǎo)均衡器系數(shù)的裝置；以及
用于用所述均衡器系數(shù)對所述數(shù)據(jù)傳輸執(zhí)行均衡的裝置。
27.一種裝置，包括
至少一個處理器，用以獲得用于從多個發(fā)射天線向至少一個接收天線發(fā)送的數(shù)據(jù)傳輸?shù)拇a元，在頻域中處理所述碼元，并推導(dǎo)用于所述多個發(fā)射天線的多個權(quán)重；以及
存儲器，被耦合至所述至少一個處理器。
28.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器基于用于所述均衡器的目標(biāo)函數(shù)來推導(dǎo)所述多個權(quán)重。
29.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器用線性均衡器在頻域中對所述碼元執(zhí)行均衡。
30.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器用判決反饋均衡器在頻域中對所述碼元執(zhí)行均衡。
31.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器推導(dǎo)用于從所述至少一個接收天線并進(jìn)行過采樣得到的多個信號拷貝的均衡器系數(shù)，并用所述均衡器系數(shù)對所述碼元執(zhí)行均衡以組合所述多個信號拷貝。
32.一種方法，包括
獲得用于從多個發(fā)射天線向至少一個接收天線發(fā)送的數(shù)據(jù)傳輸?shù)拇a元；
在頻域中處理所述碼元；以及
推導(dǎo)用于所述多個發(fā)射天線的多個權(quán)重。
33.如權(quán)利要求32所述的方法，其特征在于，所述推導(dǎo)多個權(quán)重包括
基于用于所述均衡器的目標(biāo)函數(shù)來推導(dǎo)所述多個權(quán)重。
34.如權(quán)利要求32所述的方法，其特征在于，所述在頻域中處理碼元包括
用線性均衡器或判決反饋均衡器在頻域中對所述碼元執(zhí)行均衡。
35.一種裝置，包括
用于獲得用于從多個發(fā)射天線向至少一個接收天線發(fā)送的數(shù)據(jù)傳輸?shù)拇a元的裝置；
用于在頻域中處理所述碼元的裝置；以及
用于推導(dǎo)用于所述多個發(fā)射天線的多個權(quán)重的裝置。
36.如權(quán)利要求35所述的裝置，其特征在于，所述推導(dǎo)多個權(quán)重包括
用于基于用于所述均衡器的目標(biāo)函數(shù)來推導(dǎo)所述多個權(quán)重的裝置。
37.如權(quán)利要求35所述的裝置，其特征在于，所述在頻域中處理碼元包括
用于用線性均衡器或判決反饋均衡器在頻域中對所述碼元執(zhí)行均衡的裝置。
全文摘要
描述了用于生成可為發(fā)射分集提供良好性能的權(quán)重的技術(shù)。接收機(jī)獲得從多個發(fā)射天線發(fā)送到至少一個接收天線的數(shù)據(jù)傳輸?shù)拇a元。該接收機(jī)還推導(dǎo)這多個發(fā)射天線與這至少一個接收天線之間的通信信道的信道估計。該接收機(jī)用可以是線性均衡器或判決反饋均衡器的均衡器對這些碼元執(zhí)行均衡。該接收機(jī)基于信道估計和均衡器并使用例如適用于該均衡器且指示該均衡器可實現(xiàn)的信噪比(SNR)的目標(biāo)函數(shù)來推導(dǎo)各發(fā)射天線的權(quán)重。不同的均衡器(例如，線性均衡器和判決反饋均衡器)可以與不同的目標(biāo)函數(shù)相關(guān)聯(lián)。
文檔編號H04B7/02GK101194439SQ200680020779
公開日2008年6月4日 申請日期2006年6月13日 優(yōu)先權(quán)日2005年6月13日
發(fā)明者B-h·金 申請人:高通股份有限公司