專利名稱：多載波調(diào)制接收器的內(nèi)部碼元干擾和載波干擾的消除方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是關(guān)于多載波調(diào)制接收器，尤指消除多載波調(diào)制接收器中的內(nèi)部碼元和內(nèi)部載波干擾的裝置和方法。
背景技術(shù)：
多載波調(diào)制(MCM)是一種廣泛用于高速數(shù)據(jù)通信的調(diào)制方案。它具有兩種特性普遍用于無線局域網(wǎng)絡(luò)標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11a和802.11g中的正交頻分復(fù)用(OFDM)；和用于非對稱數(shù)字用戶纜線(ADSL)標(biāo)準(zhǔn)和超高速數(shù)字用戶纜線(VDSL)標(biāo)準(zhǔn)中的離散多音頻(Discrete Multi-Tone，DMT)。雖然DMT系統(tǒng)在整個說明書中加以討論并且當(dāng)作一個實(shí)施例，但是本領(lǐng)域技術(shù)人員可以得知本發(fā)明揭示的技術(shù)可應(yīng)用于普通的MCM系統(tǒng)。
DMT發(fā)射器利用多個相互正交的音調(diào)(或所謂的副載波，也就是正弦波)。每一個音調(diào)可使用某種調(diào)制方案攜帶特定位量的信息，例如攜帶2位信息的4點(diǎn)正交調(diào)幅(4-QAM)、攜帶4位信息的16點(diǎn)正交調(diào)幅(16-QAM)、攜帶6位信息的64點(diǎn)正交調(diào)幅(64-QAM)等等。所有音調(diào)攜帶的總位量決定一個DMT碼元攜帶的數(shù)據(jù)位的總數(shù)目。舉例來說，如果總共有256個音調(diào)，而且每個音調(diào)使用16-QAM，那么一個DMT碼元攜帶的數(shù)據(jù)的總量是256×4＝1024位。因此，DMT傳輸系統(tǒng)是以每一數(shù)據(jù)區(qū)塊為基礎(chǔ)而運(yùn)作。每一數(shù)據(jù)區(qū)塊由長度等于DMT碼元攜帶的位的總數(shù)目的數(shù)據(jù)比特流所組成。舉例來說，如果每個DMT碼元攜帶1024位，那么從發(fā)射器發(fā)射的數(shù)據(jù)會被分成許多區(qū)塊；每一區(qū)塊具有1024位并由DMT碼元所攜帶。
圖1描繪了DMT發(fā)射器1000的物理層實(shí)施例的典型方塊圖。串行輸入平行輸出(SIPO)緩沖器1100將一塊數(shù)據(jù)比特流(由DMT碼元所攜帶)轉(zhuǎn)換成N個平行的數(shù)據(jù)庫，分別標(biāo)以0、1、2至N-1。這些N個數(shù)據(jù)庫的每一項(xiàng)通過正交調(diào)幅(QAM)映射處理器1200映射成各個QAM星座點(diǎn)，從而生成N個復(fù)數(shù)(頻域)數(shù)據(jù)，分別標(biāo)以0、1、2至N-1。星座圖則在復(fù)平面中表示數(shù)字調(diào)制方案。星座圖上的點(diǎn)稱為星座點(diǎn)。星座點(diǎn)是一組調(diào)制碼元，包括調(diào)制字母表。
舉例來說，如果音調(diào)號(tone number)5使用4-QAM攜帶二位信息，那么QAM映射處理器1200將音調(diào)號5對應(yīng)的二位輸入映射為4個星座點(diǎn)中的一個1+j、1-j、-1+j、-1-j。QAM映射處理器1200獲得的N個復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)通過N點(diǎn)快速傅立葉逆變換(IFFT)1300轉(zhuǎn)換成N個時域取樣。IFFT輸出的最后N_CP個時域取樣為N個取樣的開始，從而生成N+N_CP個時域取樣，分別標(biāo)以0、1、2至N+N_CP-1。這些N_CP個未決的取樣稱為相應(yīng)IFFT數(shù)據(jù)區(qū)塊的“循環(huán)前綴”(CP)。隨后的平行輸入串行輸出(PISO)緩沖器1500將N+N_CP個時域取樣轉(zhuǎn)換成N+N_CP個串行取樣，這些串行取樣接著由數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)1600轉(zhuǎn)換成模擬電壓。放大器1700將DAC 1600的輸出放大而使得能夠透過通信通道2020(例如，通信線路，譬如電話線)傳輸。N+N_CP個串行取樣構(gòu)成攜帶某一區(qū)塊信息的DMT碼元。
圖2描繪了兩個連續(xù)DMT碼元的結(jié)構(gòu)。對應(yīng)于第一區(qū)塊數(shù)據(jù)比特流的IFFT輸出的最后N_CP個取樣預(yù)設(shè)為第一個DMT碼元的開始。與之類似，對應(yīng)于第二塊數(shù)據(jù)比特流的IFFT輸出的最后N_CP取樣預(yù)設(shè)為第二個DMT碼元的開始?！把h(huán)前綴”攜帶易于獲得的冗余信息。然而，它提供了充當(dāng)兩個連續(xù)DMT內(nèi)部碼元的緩沖的“保護(hù)間隔”。如果沒有保護(hù)間隔的話，第一個DMT碼元攜帶的信息將會泄漏到第二個DMT碼元中，并在兩個連續(xù)DMT碼元通過通信信道2020傳輸時引起干擾，因?yàn)槊總€實(shí)際通信通道的脈沖響應(yīng)長度都不是零。當(dāng)所采用的CP長度比通信通道的脈沖響應(yīng)長度長時，第一個DMT碼元攜帶的信息泄漏將會包含在兩個DMT內(nèi)部碼元的保護(hù)間隔中。然而，CP會占用系統(tǒng)資源。CP越長，系統(tǒng)就能容許越大的從通信通道的離散，但是這一切都是以越低的數(shù)據(jù)吞吐率為代價的。
圖3描繪了DMT接收器的典型方塊圖。從通信信道2020接收的信號由放大器2050進(jìn)行放大，接著由濾波器2100過濾，接著通過模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)2200轉(zhuǎn)換成數(shù)字取樣。如上所述，發(fā)射器中的循環(huán)前綴必須比通信信道2020的脈沖響應(yīng)長度長，這樣一個DMT碼元的信息泄漏會包含在保護(hù)間隔中。然而，實(shí)際上，通信通道的脈沖響應(yīng)可能會比CP長，因?yàn)镃P通常不夠長(否則數(shù)據(jù)吞吐率的犧牲將會非常高)。因此，經(jīng)常使用時域均衡器(TEQ)2300。TEQ 2300實(shí)質(zhì)上是有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器，其目的是為了有效縮短通信通道的脈沖響應(yīng)，這樣，一個DMT碼元的信息泄漏就可包含在保護(hù)間隔內(nèi)。
從TEQ 2300的輸出檢測到了兩個連續(xù)DMT內(nèi)部碼元的數(shù)據(jù)區(qū)塊分界。接著通過SIPO(串行輸入平行輸出)2400將TEQ 2300的輸出轉(zhuǎn)換成連續(xù)區(qū)塊時域取樣，每一區(qū)塊由N+N_CP個時域取樣組成，分別標(biāo)以0、1、2、...N+N_CP-1。每數(shù)據(jù)區(qū)塊開始的N_CP個取樣對應(yīng)于保護(hù)間隔內(nèi)的取樣，在隨后的CP去除2500中丟棄這些取樣，從而生成N個取樣，分別標(biāo)以0、1、2至N-1。得到的N個時域取樣通過N點(diǎn)快速傅立葉變換(FFT)2600變換為N個頻域取樣。
在理想的狀況下，我們希望FFT 2600輸出的N個頻域取樣與圖1中描繪的發(fā)射器中IFFT 1300處輸入的N個頻域數(shù)據(jù)精確匹配。但是不幸地，由于通信通道的緣故，每一個副載波的振幅和相位都會發(fā)生變化，因此接收器接收到的頻域取樣不會與發(fā)射器發(fā)射的頻域取樣精確匹配。因而，使用頻域均衡器(FEQ)2700均衡這些頻域取樣。因此，對每個音調(diào)經(jīng)歷的振幅和相位變化進(jìn)行獨(dú)立校正。在頻域均衡之后，使用分割器(slicer)2750判定發(fā)射器原來對每個音調(diào)使用的最可能的星座點(diǎn)。舉例來說，如果使用4-QAM攜帶二位信息的音調(diào)號5的FEQ 2700的輸出是0.9+1.1j，那么分割器2750判定發(fā)射器原來對音調(diào)號5使用的最可能的星座點(diǎn)是1+1j。分割器是“判決裝置”的一個實(shí)施例，因?yàn)樗鼮槊總€音調(diào)進(jìn)行最可能的判定。分割器2750的輸出通過后面的“QAM解映射處理器”2800映射為N個數(shù)據(jù)庫。從“QAM解映射處理器”2800獲得的N個數(shù)據(jù)庫通過PISO 2900轉(zhuǎn)換為區(qū)塊數(shù)據(jù)比特流，這區(qū)塊數(shù)據(jù)比特流理想上與發(fā)射器中SIP0 1100的輸入匹配。
為了有效縮短通信通道的有效脈沖響應(yīng)長度，提出了許多種用來為TEQ計算系數(shù)的算法，包括最小均方差(MMSE)、最大縮短信號噪音比(MSSNR)、最小內(nèi)部碼元干擾(最小ISI)和最大位速率(MBR)。在這些算法當(dāng)中，MBR的效果最好，但是其計算復(fù)雜度太高而無法在大量生產(chǎn)的MCM接收器中實(shí)施。不幸的是，在許多情況下，以上算法都無法實(shí)際解決將一個DMT碼元的信息泄漏完全包含在保護(hù)間隔內(nèi)(也就是下一個DMT碼元的CP)的問題。在這種情況下，一個DMT碼元會干擾下一個DMT碼元。這種現(xiàn)象就是“內(nèi)部碼元干擾”(ISI)。
當(dāng)通信通道的脈沖響應(yīng)長度超過CP長度時，DMT信號將無法在其保護(hù)間隔(也就是說，這個DMT碼元的CP部分)內(nèi)進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)。換句話說，在此“有效”部分(即，DMT碼元的最后N個取樣)內(nèi)仍存在一些瞬變行為。作為一種特殊的MCM，DMT調(diào)制依賴載波的正交性來精確地傳輸信息。兩個音調(diào)間的正交性僅在它們處于穩(wěn)定狀態(tài)時保持，這時兩個音調(diào)都是純正弦的。當(dāng)DMT碼元無法在其保護(hù)間隔內(nèi)進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)時，這個DMT碼元使用的音調(diào)間的正交性將無法實(shí)現(xiàn)。因此，DMT碼元所使用的任何兩個音調(diào)攜帶的信息之間將會發(fā)生耦合。這種現(xiàn)象就是“內(nèi)部載波干擾”(ICI)。
一種用以緩解ISI/ICI問題的方法是采用多個TEQ(時域均衡器)。舉例來說，在圖4中描繪了雙TEQ結(jié)構(gòu)。接收器將音調(diào)分成兩組，并分別采用TEQ1和TEQ2。最佳化每一個TEQ，從而最小化每組音調(diào)的ISI/ICI問題。每個TEQ輸出在各自FFT中轉(zhuǎn)換為頻域取樣。接收器基于每個音調(diào)判定兩條路徑中的哪些輸出能產(chǎn)生最佳的信號噪音比(SNR)。一旦確定了每個音調(diào)的最佳路徑，就使用后面的FEQ均衡該路徑的輸出。這種類型接收器的一個缺陷在于這種結(jié)構(gòu)的硬件成本相當(dāng)高。
另一種用以緩解ISI/ICI問題的方法是采用所謂的“每音調(diào)頻域均衡器”(PTFEQ)，如圖5所示。這種設(shè)計的原理是在FFT輸出處使用多根分接式頻域延遲線5010取代TEQ而不使用TEQ。然而，對于大量生產(chǎn)的MCM接收器而言，其硬件成本也是相當(dāng)高的。
綜上所述，在本技術(shù)領(lǐng)域中仍然需要一種低成本、穩(wěn)固且有效的用于執(zhí)行ISI/ICI消除的方案。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是用于最小化或消除使用多個副載波傳輸信息的多載波調(diào)制(MCM)接收器中內(nèi)部碼元干擾和內(nèi)部載波干擾的方法、裝置和系統(tǒng)。在本發(fā)明的一個實(shí)施例中，識別出第一副載波子集合，其具有可忽略的ISI(內(nèi)部碼元干擾)和ICI(內(nèi)部載波干擾)。識別出第二副載波子集合，需要對其進(jìn)行ISI/ICI消除以改善其性能。對第一副載波子集合執(zhí)行均衡運(yùn)算而從粗判決獲得軟判決。對第二副載波子集合執(zhí)行均衡運(yùn)算以及ISI/ICI消除。依據(jù)第二副載波子集合識別出第三子集合(針對第二子集合中的每個副載波)以執(zhí)行ICI消除，以及識別出一系列第四子集合(針對第三子集合中的每個副載波)以執(zhí)行ISI消除。
在本發(fā)明的實(shí)施例中，接收器基于檢查通信信道的頻率響應(yīng)，選擇第一子集合、第二子集合、第三子集合(針對第二子集合中的每個副載波)和第四子集合(針對第三子集合中的每個副載波)。第一子集合通常由位于某一頻率范圍內(nèi)的副載波組成，在該頻率范圍內(nèi)，通信信道的響應(yīng)隨頻率平穩(wěn)變化。第二子集合由通常位于通信信道的頻率響應(yīng)中突變區(qū)附近的副載波組成。對于第二子集合中的每個副載波而言，第三子集合(針對第二子集合中的每個副載波)包括它的圖像色調(diào)、一些相鄰副載波和它們的圖像以及一些空副載波和它們的圖像。對于第三子集合中的每個副載波而言，第四子集合(針對第三子集合中的每個副載波)包括副載波本身和它的圖像、一些相鄰副載波和它們的圖像以及一些空副載波和它們的圖像。分開執(zhí)行ISI和ICI消除以最小化交叉耦合問題并提高消除效果。在初始訓(xùn)練期間通過通道識別，并最小化特定副載波的硬判決與軟判決間的均方根差，從而獲得每個副載波的FEQ/IC/slicer(頻域均衡器/干擾消除器/分割器)系數(shù)。
本發(fā)明提供了一種多載波的數(shù)據(jù)接收方法，包括接收多個頻率域數(shù)據(jù)區(qū)塊，其中該頻率域數(shù)據(jù)區(qū)塊包括N個元素，且N為整數(shù)；在該N個元素中選擇第一子集合，并對該第一子集合中的每個元素執(zhí)行均衡運(yùn)算，以產(chǎn)生第一軟判決；在該N個元素中選擇第二子集合；在該N個元素中選擇第三子集合，其中該第三子集合為對第二子集合中的部分元素產(chǎn)生內(nèi)部載波干擾的元素；在先前頻率域數(shù)據(jù)區(qū)塊中，選擇第四子集合，其中該第四子集合為對該第三子集合中的部分元素產(chǎn)生內(nèi)部碼元干擾的元素；對該第三子集合中的元素執(zhí)行內(nèi)部碼元干擾消除，以產(chǎn)生多個中間判決；以及依據(jù)該中間判決，對該第二子集合中的元素執(zhí)行均衡運(yùn)算及內(nèi)部載波干擾消除，以產(chǎn)生第二組軟判決。
本發(fā)明還提供了一種多載波調(diào)制系統(tǒng)的接收裝置，包括前端模塊，用來接收以數(shù)據(jù)區(qū)塊為基礎(chǔ)的多載波信號，且該多載波信號包括多個副載波；選擇器，用來于該多載波信號中，選擇第一子集合、第二子集合、第三子集合及第四子集合；其中，該第一子集合所受的信號干擾是小于該第二子集合所受的信號干擾；該第三子集合為對第二子集合中至少一元素產(chǎn)生內(nèi)部載波干擾的元素；以及該第四子集合為對該第三子集合中至少一元素產(chǎn)生內(nèi)部碼元干擾的元素；均衡器，用來均衡該第一子集合，并輸出第一軟判決；以及干擾消除器包含內(nèi)部碼元干擾消除器，用于依據(jù)該第四子集合以對該第三子集合進(jìn)行干擾消除，并產(chǎn)生多個的中間判決；以及內(nèi)部載波干擾消除器和均衡器，用于依據(jù)該中間判決，對該第二子集合中的元素執(zhí)行內(nèi)部載波干擾消除及均衡運(yùn)算，以產(chǎn)生第二組軟判決。
在下文的具體實(shí)施方式
部分將描述本發(fā)明的這些和其它實(shí)施例、方面、優(yōu)點(diǎn)和特征以及各種用于制造、形成和組裝本發(fā)明所描述的裝置、電路、設(shè)備、軟件、硬件和系統(tǒng)的方法。本領(lǐng)域技術(shù)人員在仔細(xì)研究附圖并閱讀完具體實(shí)施方式
之后，通過對本發(fā)明的實(shí)踐，將易了解本發(fā)明的其它方面和特征。通過實(shí)行權(quán)利要求書中特別指出的手段、程序和其組合，可以實(shí)現(xiàn)并獲得本發(fā)明的這些方面、優(yōu)點(diǎn)和特征。


有關(guān)本發(fā)明的圖式簡單說明如下圖1為已知的離散多音頻(DMT)發(fā)射器的方塊圖；圖2為兩個連續(xù)的DMT碼元；圖3為已知的DMT接收器的方塊圖；圖4為已知的雙路徑時域均衡器(TEQ)結(jié)構(gòu)的方塊圖；圖5為已知的每音調(diào)頻域均衡器(PTFEQ)結(jié)構(gòu)的方塊圖；圖6是本發(fā)明實(shí)施DMT接收器中包含的頻域均衡器/干擾消除器/分割器(FEQ/IC/slicer)的一個例示性實(shí)施例的方塊圖；圖7是說明FEQ/IC/slicer的一個例示性實(shí)施例的方塊圖；圖8描繪根據(jù)本發(fā)明的一些實(shí)施例的例示性FEQ/IC塊的功能圖；圖9是描述根據(jù)本發(fā)明的一些實(shí)施例的ISI操作的例示性方法的流程圖；及圖10是描述根據(jù)本發(fā)明的一些實(shí)施例的FEQ/ICI操作的例示性方法的流程圖。
「已知」1000 離散多音頻發(fā)射器1100 串行輸入平行輸出緩沖器1200 正交調(diào)幅映射處理器1300 快速傅立葉逆變換1400 快速傅立葉逆變換輸出1500 平行輸入串行輸出緩沖器
1600 數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器1700 放大器2020 通信通道2000 接收器2050 放大器2100 濾波器2200 模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器2300 時域均衡器2400 串行輸入平行輸出2500 循環(huán)前綴去除2600 N點(diǎn)快速傅立葉變換2700 頻域均衡器2750 分割器2800 正交調(diào)幅解映器2900 平行輸入串行輸出緩沖器5010 分接式頻域延遲線「本發(fā)明」2010 離散多音頻(DMT)接收器2710 頻域均衡器/干擾消除器/分割器7000 最高級功能方塊圖7100 N個時域取樣7200 粗判決2730 頻域均衡器/干擾消除器區(qū)塊7300 軟判決7400 硬判決8000 頻域均衡器/干擾消除器區(qū)塊8100 區(qū)塊8200 音調(diào)選擇區(qū)塊8300 第一音調(diào)子集合8500 第二音調(diào)子集合8700 傳統(tǒng)頻域均衡器
8520 中間判決8530 頻域均衡器和內(nèi)部載波干擾消除8540 軟判決8550 分割器8560 硬判決9300 區(qū)塊9310 硬判決9320 延遲緩沖器9330 硬判決9340 內(nèi)部碼元干擾選擇器9350 粗判決9360 點(diǎn)積9370 耦合系數(shù)9110 粗判決9400 加法器9420 中間判決10100 區(qū)塊10110 中間判決10120 頻域均衡器系數(shù)10130 點(diǎn)積區(qū)塊10200 區(qū)塊10220 內(nèi)部碼元干擾選擇器10230 中間判決10240 點(diǎn)積區(qū)塊10250 耦合系數(shù)10260 輸出結(jié)果10400 加法器10420 中間判決具體實(shí)施方式
下文參照附圖對本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)描述，在附圖中舉例說明實(shí)踐本發(fā)明的具體實(shí)施例。對于這些實(shí)施例充分詳細(xì)描述，可使本領(lǐng)域技術(shù)人員能實(shí)現(xiàn)本發(fā)明。應(yīng)了解的是，本發(fā)明的各個實(shí)施例雖然不相同，但是并不相互排斥。舉例來說，在不偏離本發(fā)明的范疇的情況下，本文中結(jié)合一個實(shí)施例描述的特定特征、結(jié)構(gòu)或特性也可在其它實(shí)施例中實(shí)施。另外，應(yīng)了解的是，在不偏離本發(fā)明的范疇的情況下，可修改每個揭示的實(shí)施例中的個別元件的位置或布置。因此，下文的詳細(xì)描述并不會起限制作用，而且本發(fā)明的范疇由適當(dāng)解釋的權(quán)利要求書以及權(quán)利要求的等同物的全部范圍界定。
在下文的描述中，提出了許多具體細(xì)節(jié)。然而，應(yīng)了解的是，即使沒有這些具體細(xì)節(jié)，也能夠?qū)嵺`本發(fā)明的實(shí)施例。在其它情況下，未詳細(xì)說明已知的電路、結(jié)構(gòu)和技術(shù)，但這樣并不會模糊對這部分描述的理解。另外，在這部分描述中，短語“例示性實(shí)施例”意味著所參考的實(shí)施例僅充當(dāng)實(shí)施例或例證。雖然說明書中描述的本發(fā)明的若干實(shí)施例被認(rèn)為是實(shí)踐本發(fā)明的最佳模式，但是，應(yīng)了解，本發(fā)明可以許多方式實(shí)施，而不限于下文描述的特定實(shí)例，也不限于實(shí)施這些實(shí)例的任何特征的特定方式。
在這份文件中，使用了專利文件中通用的術(shù)語“一個”，這樣的術(shù)語還包括一個以上的意思。在這份文件中，除非特別指示，否則術(shù)語“或者”用來表示非專用的。此外，這份文件中引用的所有出版物、專利和專利文件如同個別引用一樣在本文中全文引用。倘若這份文件與引用的其它文件之間使用不一致，那么應(yīng)認(rèn)為引用的使用是對這份文件的補(bǔ)充；在不能調(diào)和的情況下，這份文件中的使用起主導(dǎo)作用。
本發(fā)明是關(guān)于一種消除MCM接收器的ISI/ICI的方案。雖然說明書中描述的本發(fā)明的若干實(shí)施例被認(rèn)為是實(shí)踐本發(fā)明的最佳模式，但是，應(yīng)了解，本發(fā)明可以有許多方式實(shí)施，而不會限于下文描述的特定實(shí)施例，也不會限于實(shí)施這些實(shí)施例的任何特征的特定方式。
通信通道2020(包括從圖1中的PIS0 1500的輸出到圖3和圖6中的SIPO2400的輸入的路徑)的有效脈沖響應(yīng)由FIR(有限脈沖響應(yīng))濾波器表示，所述FIR濾波器具有前體Lp支線和后體Lc支線。下面將給出有效脈沖響應(yīng)的數(shù)學(xué)表達(dá)式
在接收器側(cè)，DMT碼元由于(有效脈沖響應(yīng)的)后體而受到它前面的碼元影響，也會由于前體而受到它后面的碼元影響。通常，前體相對短而且總能量低，因此可忽略。通過人工調(diào)整碼元邊界，前體作用可包含在保護(hù)間隔內(nèi)，因此不會對前面的碼元造成干擾。根據(jù)本發(fā)明的一些實(shí)施例，我們使用當(dāng)前DMT碼元和前面碼元中的信息去除ISI/ICI的有害影響。
圖6是根據(jù)本發(fā)明的各個實(shí)施例的例示性離散多音頻(DMT)接收器2010的方塊圖。DMT接收器2010的結(jié)構(gòu)與圖3中展示的現(xiàn)有技術(shù)接收器基本相同，僅有的不同之處在于FEQ 2700和分割器2750由FEQ/IC/slicer(頻域均衡器/干擾消除器/分割器)2710取代。
圖7描繪了FEQ/IC/slicer 2710的例示性最高級功能方塊圖7000，包括FEQ/IC區(qū)塊2730和分割器2750。在圖7中，yn[k](n＝0至N-1)表示DMT碼元k的N個時域取樣7100，其中k＝1對應(yīng)于第一個DMT碼元，k＝2對應(yīng)于第二個DMT碼元，依此類推。N點(diǎn)FFT 2700將時域取樣yn[k]轉(zhuǎn)化為頻域取樣Yn[k](n＝0至N-1)，標(biāo)為7200，稱為“粗判決”Yn[k]。FEQ/IC區(qū)塊2730對頻域取樣7200進(jìn)行處理而生成輸出Vn[k](n＝0至N-1)，稱為“軟判決”7300。下文將結(jié)合圖8至第10圖描述FEQ/IC塊2730內(nèi)處理的進(jìn)一步相關(guān)細(xì)節(jié)。
再次參看圖7，向分割器2750應(yīng)用軟判決7300。如上所述，分割器(或判決裝置)2750判定每個副載波(例如音調(diào))最可能的星座點(diǎn)，并生成輸出Dn[k](n＝0至N-1)，稱為“硬判決”7400。向QAM解映射處理器2800提供從分割器2750獲得的硬判決，如圖6所示。本文的描述使用術(shù)語“音調(diào)”來描述副載波。因此，“音調(diào)”只是副載波的一個特殊實(shí)施例。返回圖7，在一些實(shí)施例中，標(biāo)為7400的硬判決Dn[k](n＝0至N-1)回饋至FEQ/IC區(qū)塊2730中，其中，回饋的硬判決7400用于去除DMT碼元k的干擾或后面碼元中的干擾。
雖然本文中對FEQ/IC(頻率均衡/干擾消除)的功能描述與2005年10月24日申請的題為“多載波調(diào)制接收器的內(nèi)部碼元和內(nèi)部載波干擾消除器”的11/256,707號美國專利申請案中揭示的FEQ/IC類似，但是FEQ/IC內(nèi)的詳細(xì)操作并不同。簡言之，在11/256,707申請案中，同時執(zhí)行FEQ、ISI消除和ICI消除的功能；然而，在本發(fā)明中，我們首先執(zhí)行ISI消除以獲得較佳的中間結(jié)果，接著我們相應(yīng)地執(zhí)行FEQ/ICI消除。
圖8描繪了本發(fā)明的實(shí)施例中使用的FEQ/IC區(qū)塊8000的例示性功能描述。圖8中，特定DMT碼元中的所有音調(diào)都展示在區(qū)塊8100中。這些音調(diào)標(biāo)示為0、1、2、3、...N-1。區(qū)塊8100中的所有音調(diào)都供應(yīng)到音調(diào)選擇區(qū)塊8200中，其中音調(diào)選擇區(qū)塊8200選擇第一音調(diào)子集合8300和第二音調(diào)子集合8500(下文將更充分描述)。第一音調(diào)子集合8300是一列具有可忽略的ISI和ICI的音調(diào)。這些音調(diào)的索引(index)形成未受影響音調(diào)的子集合U，其中U＝{u1，u2，u3，...}。對于第一音調(diào)子集合8300中的每一個音調(diào)而言，使用傳統(tǒng)FEQ 8700補(bǔ)償由音調(diào)通過通信通道2020傳輸而引起的振幅和相位變化。使用下面的數(shù)學(xué)表達(dá)式描述對第一音調(diào)子集合8300執(zhí)行的FEQ運(yùn)算Vn[k]=Yn[k]·Fn*,n∈U]]>公式1在公式1中，Vn[k]表示軟判決7300；Yn[k]表示提供給FEQ/IC區(qū)塊的粗判決7200；Fn是復(fù)合比例因子，也是音調(diào)n的傳統(tǒng)FEQ的系數(shù)；“*”表示復(fù)共軛。這個數(shù)學(xué)表達(dá)式用文字表示的意思是含有具有可忽略ISI/ICI的音調(diào)的子集合U中的音調(diào)n的“軟判決”，等于音調(diào)n的“粗判決”與FEQ系數(shù)的點(diǎn)積。軟判決7300被提供給分割器2750，而分割器2750又輸出硬判決7400。
返回到圖8，音調(diào)選擇區(qū)塊8200也選擇存在明顯ISI/ICI的第二音調(diào)子集合8500。第二音調(diào)子集合8500是一列具有明顯ISI和ICI的音調(diào)，而這些音調(diào)的索引形成受影響音調(diào)的子集合A，這里A＝{a1，a2，a3，...}。子集合A是ISI/ICI的“受害者”。實(shí)際上，子集合A總是包括一個或一個以上鄰接頻帶的音調(diào)。舉例來說，對ADSL而言，子集合A可以是{40，41，42，...，59}。對于A中的每一個音調(diào)n來說，我們從當(dāng)前DMT碼元中識別出一列使這個音調(diào)n出現(xiàn)明顯ICI的音調(diào)。它們就是引起這個音調(diào)n出現(xiàn)ICI的“罪犯”。音調(diào)n的這些“罪犯”音調(diào)的索引形成子集合M(n)。A中所有n的所有子集合M(n)的組合形成超集R。超集R中的那些音調(diào)導(dǎo)致A中的一些音調(diào)出現(xiàn)ICI現(xiàn)象。注意的是，子集合A中的每個音調(diào)n也會存在于超集R中，因?yàn)樽蛹螦中的每個音調(diào)總是導(dǎo)致它相鄰的音調(diào)出現(xiàn)ICI現(xiàn)象，這些相鄰的音調(diào)也屬于子集合A，因?yàn)锳中的音調(diào)總是相鄰的。
對于R中的每個音調(diào)r來說，我們從先前DMT碼元識別出一列導(dǎo)致這個音調(diào)r出現(xiàn)明顯ISI現(xiàn)象的音調(diào)。這些“罪犯”音調(diào)的索引形成子集合P(r)。我們接著對每個音調(diào)r執(zhí)行ISI消除。我們使用下面的數(shù)學(xué)表達(dá)式來描述ISI消除Y'r[k]=Yr[k]-Σp∈P(r)Dp[k-1]·Srp*,r∈R]]>公式3在本公式中，Srp是先前DMT碼元的音調(diào)p與當(dāng)前DMT碼元的音調(diào)r間的耦合系數(shù)；“*”表示復(fù)共軛；Yr[k]是音調(diào)r的粗判決；Dp[k-1]是先前DMT碼元的音調(diào)p的硬判決；Y’r[k]是音調(diào)r的“中間判決”。這個數(shù)學(xué)表達(dá)式用文字表示的意思是含有會導(dǎo)致子集合A中的一些音調(diào)出現(xiàn)ICI現(xiàn)象的音調(diào)的超集R中的音調(diào)r的“中間判決”，等于音調(diào)r的“粗判決”減去先前DMT碼元的子集合P(r)中的音調(diào)的“硬判決”形成的向量和ISI向量的點(diǎn)積。
在圖9中用圖表表示ISI消除操作。在區(qū)塊9300中，向延遲緩沖器9320提供所有音調(diào)的硬判決9310，D0[k]、D1[k]、D2[k]...。在各個實(shí)施例中，提供所有音調(diào)的硬判決9310作為分割器8550的輸出8560的回饋，所述輸出來自先前接收的碼元。另外，所有音調(diào)的硬判決9310可包括多個先前接收的碼元的硬判決。在一些實(shí)施例中，延遲緩沖器9320包括存儲器，所述存儲器用來存儲先前一個碼元或先前多個碼元的所有音調(diào)的硬判決9310。音調(diào)區(qū)塊中的先前一個碼元中的所有音調(diào)的硬判決9330，D0[k-1]、D1[k-1]、D2[k-1]...，被供向子集合R中的音調(diào)r的ISI選擇器9340。用于子集合R中音調(diào)r的ISI選擇器9340向點(diǎn)積區(qū)塊9360提供先前一個碼元的子集合P(r)中的音調(diào)的粗判決9350，Dp1[k-1]、Dp2[k-1]、Dp3[k-1]...。另外，向點(diǎn)積區(qū)塊9360提供當(dāng)前碼元的音調(diào)r與先前一個碼元的子集合P(r)中的音調(diào)間的耦合系數(shù)9370。下文將更詳細(xì)地描述音調(diào)r與先前一個碼元的子集合P(r)中的音調(diào)間的耦合系數(shù)9370。點(diǎn)積區(qū)塊9360在9430輸出先前一個碼元的子集合P(r)中的音調(diào)的粗判決9350和音調(diào)r與先前一個碼元的子集合P(r)中的音調(diào)間的耦合系數(shù)9370的點(diǎn)積。
加法器9400在一個輸入端接收集合R中音調(diào)r的粗判決，在輸入端9430接收點(diǎn)積區(qū)塊9360的輸出。加法器9400在9420輸出中間判決(軟判決)Y’r[k]。在一些實(shí)施例中，輸出Y’r[k]表示對音調(diào)r執(zhí)行ISI消除后碼元k的音調(diào)n的“軟判決”。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到特定碼元中存在的多個音調(diào)中的每一個音調(diào)r都可以生成類似輸出。在各個實(shí)施例中，加法器9400提供的輸出由上文的公式3所表示。
我們使用下面的數(shù)學(xué)表達(dá)式來描述ISI操作Vn[k]=Y'n[k]·Fn*-Σm∈M(n)Y'm[k]·Cnm*,n∈A]]>公式4本公式中，F(xiàn)n是復(fù)合比例因子，與音調(diào)n的傳統(tǒng)FEQ系數(shù)類似；Cnm是當(dāng)前DMT碼元的音調(diào)m與當(dāng)前DMT碼元的音調(diào)n間的耦合系數(shù)；“*”表示復(fù)共軛。這個數(shù)學(xué)表達(dá)式用文字表示的意思是含有具有不可忽略的ISI/ICI的音調(diào)的子集合A中音調(diào)n的“軟判決”8540，等于音調(diào)n的FEQ系數(shù)與“中間判決”的點(diǎn)積減去子集合M(n)中音調(diào)的“中間判決”形成的向量和ICI向量的點(diǎn)積。
現(xiàn)在繼續(xù)參考圖8，提供加法器9400的輸出9420作為子集合A的FEQ/ICI消除8530的輸入。一旦子集合R中的那些音調(diào)都獲得了“中間判決”8520，我們就可對A中的每一個音調(diào)執(zhí)行FEQ和ICI消除8530。對A中每一個音調(diào)n執(zhí)行“中間判決”(這種判決易于執(zhí)行，因?yàn)橐粽{(diào)n也屬于超集R)，并且使用子集合M(n)中那些音調(diào)的“中間判決”進(jìn)行ICI消除。
在圖10中用圖表說明FEQ/ICI消除。在區(qū)塊10100中，將子集合A中音調(diào)n(也稱為“受影響的音調(diào)”)的中間判決提供給點(diǎn)積區(qū)塊10130。舉例來說，可通過圖7中的N點(diǎn)FFT 2700形成中間判決。將子集合A中音調(diào)n的FEQ系數(shù)Fn也提供給點(diǎn)積區(qū)塊10130。所述FEQ系數(shù)Fn將在下文進(jìn)一步詳細(xì)描述。點(diǎn)積區(qū)塊10130輸出子集合A中音調(diào)n的中間判決10110與子集合A中音調(diào)n的FEQ系數(shù)Fn10120的點(diǎn)積。在各個實(shí)施例中，在10420輸出的結(jié)果是使用上述公式1計算而得的。
在區(qū)塊10200中，將所有音調(diào)的中間判決8520提供給子集合A中音調(diào)n的ICI選擇器10220。子集合A中音調(diào)n的ICI選擇器確定一個音調(diào)子集合，即子集合M(n)，也稱為“音調(diào)n的ICI罪犯音調(diào)”。根據(jù)音調(diào)n的中間判決從M(n)中消除ICI。將選定的音調(diào)提供給集合M(n)中音調(diào)中間判決區(qū)塊10230，其中的中間判決標(biāo)以Y’m1[k]、Y’m2[k]、Y’m3[k]...，其中m1、m2、m3等是子集合M(n)中的音調(diào)索引。將音調(diào)區(qū)塊10230中的音調(diào)提供給點(diǎn)積區(qū)塊10240。另外，音調(diào)n與子集合M(n)中音調(diào)的耦合系數(shù)，Cn，m1[k]、Cn，m2[k]、Cn，m3[k]...，也提供給點(diǎn)積區(qū)塊10240。音調(diào)n與子集合M(n)中音調(diào)的耦合系數(shù)將在下文中更詳細(xì)描述。點(diǎn)積區(qū)塊10240生成如下輸出結(jié)果10260，即子集合M(n)中音調(diào)的中間判決10230與音調(diào)n和子集合M(n)中音調(diào)的耦合系數(shù)10250的點(diǎn)積。
加法器10400在一個輸入端10260接收點(diǎn)積，而在一個輸入端接收點(diǎn)積塊10130的輸出結(jié)果。加法器10400在10420輸出中間判決(軟判決)Xn[k]。在一些實(shí)施例中，輸出結(jié)果Xn[k]表示對音調(diào)n執(zhí)行ICI消除后碼元k的音調(diào)n的“軟判決”。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到特定碼元中存在的多個音調(diào)中的每一個音調(diào)n都可以生成類似輸出。
繼續(xù)參看圖8以及圖10，F(xiàn)EQ/ICI消除8530的輸出10420提供子集合A的軟判決8540。將軟判決8540輸入分割器8550，該分割器在8560輸出硬判決Dn[k]，表示碼元k的音調(diào)n的星座點(diǎn)的硬判決。
下文將描述本發(fā)明各個實(shí)施例中選擇第一音調(diào)子集合、子集合U、“未受影響的音調(diào)”的通用準(zhǔn)則，選擇第二音調(diào)子集合、子集合A、“受影響的音調(diào)”的通用準(zhǔn)則，選擇第三子集合M(n)、音調(diào)n的ICI罪犯音調(diào)以及第四子集合P(n)、音調(diào)n、第二音調(diào)或受影響音調(diào)子集合中每一個音調(diào)n的ISI罪犯音調(diào)的通用準(zhǔn)則。
在一些實(shí)施例中，使用廣泛模擬判定哪些音調(diào)由于ISI/ICI而產(chǎn)生可忽略的性能降低，哪些音調(diào)由于ISI/ICI而產(chǎn)生明顯的性能降低。對判定為具有明顯ISI/ICI因而需要進(jìn)行ISI/ICI消除的那些音調(diào)中的每一個音調(diào)進(jìn)行判定，從而選擇出一列對ISI/ICI產(chǎn)生主要影響的音調(diào)。在一些實(shí)施例中，再次決定使用廣泛模擬。在一些實(shí)施例中，需要判定性能提高與實(shí)施成本間的權(quán)衡。在各個實(shí)施例中，也使用下面的通用準(zhǔn)則選擇音調(diào)子集合1.從通信通道受到較少衰減的那些音調(diào)造成的干擾往往是最強(qiáng)的。通常，低頻音調(diào)對其他音調(diào)的干擾往往比高頻音調(diào)強(qiáng)。這是因?yàn)榈皖l音調(diào)經(jīng)常從通信通道受到較少衰減。因?yàn)榈皖l音調(diào)在接收器中較強(qiáng)，所以它們對其他音調(diào)的干擾也較強(qiáng)。
2.當(dāng)通信信道的響應(yīng)頻率急劇變化時，干擾往往非常強(qiáng)。
3.往往是僅僅那些信號噪音比(SNR)較高的音調(diào)需要ISI/ICI消除。對于SNR較低的音調(diào)來說，ISI/ICI消除沒什么意義，因?yàn)槠渌鼡p害源(如熱噪聲)經(jīng)常起支配作用。
4.相鄰音調(diào)的干擾以及“空”音調(diào)的耦合通常是最強(qiáng)的。
下面舉了一個使用ADSL的例子來說明通用規(guī)則的使用。然而，本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)認(rèn)識到，這個例子中描述的通用規(guī)則適用于所有MCM系統(tǒng)。
首先，檢查通信信道的頻率響應(yīng)。ADSL使用了稱作頻域雙工(FDD)的方案，而允許通過同一對傳輸線同時向下和向上通信。向下通信是從中心站或中心網(wǎng)絡(luò)到用戶的信號傳輸，而向上通信則是從用戶到中心站的信號傳輸。FDD讓使用兩個不重迭(或稍微重迭)的頻帶同時進(jìn)行傳輸成為可能，這兩個頻帶一個用于向下通信，一個用于向上通信。舉例來說，向下通信使用音調(diào)號在40到255間的頻率范圍，而向上通信使用音調(diào)號在5到32間的頻率范圍。在用戶設(shè)備的接收器中，通常使用截止角在音調(diào)號36周圍的高通濾波器來分離向上的信號和向下的信號，向上的信號會從用戶設(shè)備的發(fā)射器泄漏到接收器中。在這種情況下，向下通信的通信通道的頻域響應(yīng)在音調(diào)號36周圍會急劇變化。無論何時通信信道的頻率響應(yīng)發(fā)生急劇變化，急劇變化附近的音調(diào)之間都會發(fā)生較多耦合。同樣，相鄰音調(diào)和空音調(diào)之間的耦合通常最強(qiáng)。在這個例子中，子集合A選為A＝{38，39，40，...，57}，這20個音調(diào)與急劇變化最接近而且頻率也最低。在這個例子中，子集合U選為U＝{58，59，60，...，255}，這些音調(diào)遠(yuǎn)離急劇變化而且頻率也高(這樣，SNR也低，因而ISI/ICI消除的幫助也不大)。
通常選擇A中的每一個音調(diào)n的圖像色調(diào)、一些相鄰音調(diào)和它們的圖像，以及一些“空”音調(diào)和它們要進(jìn)行ICI消除的圖像。舉例來說，就音調(diào)號40(n＝40)而言，將子集合M(40)選為M(40)＝{35，36，37，38，39，41，42，N-42，N-41，N-40，N-39，N-38，N-37，N-36，N-35}。
在這里，我們選擇它的圖像(N-40)，4個相鄰音調(diào)(38，39，41，42)和它們的圖像(N-38，N-39，N-41，N-42)，以及3個“空”音調(diào)(35，36，37)和它們的圖像(N-35，N-36，N-37)。注意，音調(diào)號35、36和37被稱為“空”音調(diào)，因?yàn)樗鼈冊谙蛏蟼鬏敾蛳蛳聜鬏斨卸紱]有使用。然而，它們也包含在ICI消除中，因?yàn)檫@些音調(diào)附近的頻率響應(yīng)存在急劇變化，因而有許多有用信息與它們耦合。它們也是從通信通道受到較少衰減的低頻音調(diào)，因而在接收器中相對強(qiáng)。請注意，音調(diào)n的“圖像”是音調(diào)N-n(對ADSL而言，N＝512)。
用于執(zhí)行ISI消除的子集合的選擇與ICI消除的選擇類似。在ISI消除中，選擇相同音調(diào)n(不過是先前DMT碼元的音調(diào))和它的圖像，一些相鄰音調(diào)和它們的圖像，以及一些“空”音調(diào)和它們的圖像。舉例來說，對音調(diào)號40而言，我們可選擇子集合M(40)作為P(40)＝{35，36，37，38，39，40，41，42，N-42，N-41，N-40，N-39，N-38，N-37，N-36，N-35}。
在這里，我們選擇相同的音調(diào)(40)和它的圖像(N-40)，4個相鄰音調(diào)(38，39，41，42)和它們的圖像(N-38，N-39，N-41，N-42)，以及3個“空”音調(diào)(35，36，37)以及它們的圖像N-35，N-36，N-37)。請注意，音調(diào)號35、36和37被稱為“空”音調(diào)，因?yàn)樗鼈冊谙蛏蟼鬏敾蛳蛳聜鬏斨卸紱]有使用。選擇一些“空”音調(diào)的原因在于它們由于附近響應(yīng)的急劇變化而耦合有豐富的信息。然而，要指出的是，來自判決裝置的先前碼元都是零，因?yàn)樗鼈儍?nèi)部都沒有信號。因而，上述例子中的子集合P(40)中的音調(diào)號35、36和37是零。
在一個實(shí)施例中，不同音調(diào)為ICI或ISI消除選擇的相鄰音調(diào)號可以是不同的。頻率響應(yīng)的急劇變化附近的音調(diào)或者低頻音調(diào)通常需要更多的相鄰音調(diào)來執(zhí)行ICI消除和/或ISI消除中的至少一者。舉例來說，我們可能需要4個相鄰音調(diào)為音調(diào)號40執(zhí)行ICI/ISI消除，但是僅需要2個相鄰音調(diào)為音調(diào)號59執(zhí)行ICI/ISI消除，因?yàn)橐粽{(diào)號40更靠近急劇變化范圍因此受到更多ICI/ISI影響，而且SNR也更高，因而這些音調(diào)從ICI/ISI消除獲益也更大。
根據(jù)上述準(zhǔn)則，一旦知道了系統(tǒng)雙工方案和通信通道的一般概念，就可為U、A、M(n)和P(n)中的音調(diào)進(jìn)行選擇。因此，可始終第一位進(jìn)行選擇而且結(jié)果可存儲在查表中。
在一個實(shí)施例中，可為子集合A中的音調(diào)n選擇FEQ系數(shù)Fn、ICI耦合系數(shù)Cnm和ISI耦合系數(shù)Snp，從而最小化它的“軟判決”Vn[k]與“硬判決”Dn[k]間的均方差。在2005年10月24日申請的題為“多載波調(diào)制接收器的內(nèi)部碼元和內(nèi)部載波干擾消除器”的11/256，707號美國專利申請案中提出了一種獲得這些系數(shù)的方法，這份專利申請案在本文中引用。11/256,707申請案描述了使用LMS(最小均方)或RLS(遞歸最小二乘)法。本發(fā)明的一個實(shí)施例不使用LMS(最小均方)法獲取ICI/ISI耦合系數(shù)，而是根據(jù)系統(tǒng)識別導(dǎo)出這些系數(shù)。
在典型的MCM系統(tǒng)中，遙控發(fā)射器在一個訓(xùn)練階段期間發(fā)出預(yù)知的、決定性的而且最簡單的信息。在該訓(xùn)練階段內(nèi)，局部接收器可執(zhí)行系統(tǒng)識別而消除通信通道的脈沖響應(yīng)。消除通道脈沖響應(yīng)(CIR)的方法和程序是根據(jù)系統(tǒng)而定的。然而，本領(lǐng)域技術(shù)人員可估算出CIR而且將CIR表達(dá)為長度為Lp+Lc+1的列向量c 公式5現(xiàn)在將描述基于CIR導(dǎo)出ICI/ISI系數(shù)的程序1.將輸入發(fā)射器FFT 1300(圖1)的頻域數(shù)據(jù)表達(dá)為長度為N的向量XX[k]＝[X0[k]X1[k]X2[k]…XN-1[k]T公式6本式中，k是DMT碼元索引，上標(biāo)“T”表示轉(zhuǎn)置。
2.IFFT 1300的運(yùn)算可表達(dá)為向量X[k]的矩陣運(yùn)算。表示N點(diǎn)IFFT運(yùn)算的矩陣是W*/N，其中“*”表示復(fù)共軛，矩陣W*的元素是Wk1*=exp(-2j·k·1/N),]]>0≤k，1≤N。
3.添加循環(huán)前綴(CP)的運(yùn)算(圖1中1400)可表達(dá)為矩陣運(yùn)算。如果CP的長度是L，則CP的矩陣運(yùn)算可表達(dá)為A=0L×(N-L)ILIN]]>其中，0L×(N-L)表示L乘(N-L)的零矩陣，而IN表示N乘N的單位矩陣。
4.發(fā)射器1000的DAC 1600和放大器1700、接收器2000的通信通道2020、放大器2050、濾波器2100、ADC 2200和TEQ 2300的作用可加以組合，并由脈沖響應(yīng)為c的通信通道表示。將CIR(通道脈沖響應(yīng))矩陣C0和C1定義為
5.去除CP的運(yùn)算(圖3中2500)也可用矩陣運(yùn)算表達(dá)。所述矩陣可表達(dá)為R＝
6.FFT 2600的運(yùn)算可由矩陣運(yùn)算W表示，其中矩陣元素Wk1＝exp(2j·k·l/N，0≤k， 1≤N。
7.在接收器的FFT 2600的輸出中向接收器有效添加噪聲的操作表達(dá)為長度為N的向量ZZ[k]＝[Z0[k]Z1[k]Z2[k]…ZN-1[k]T8.FFT 2600的輸出由長度為N的列向量Y表示Y[k]＝[Y0[k]Y1[k]Y2[k]…YN-1[k]]T通過下式給出Y[k]與X[k]，X[k-1]，W，C0，C1，and Z[k]的關(guān)系Y[k]=WR[C0C1]A×W*/N00A×W*/NX[k-1]X[k]+Z[k]]]>上式可進(jìn)一步簡化為Y[k]=WN[C~0C~1]W*/N00W*/NX[k-1]X[k]+Z[k]]]>=WC~1W*/NX[k]+WC~0W*/NX[k-1]+Z[k]]]> 這里，我們定義兩個矩陣C~i=R×Ci×A=
×Ci×0L×N-LILIN,i=0,1]]>在接收器中，使用先前DMT碼元的硬判決，即D[k-1]，作為X[k-1]最可能的估算值。因而，可從矩陣G=WC~0W*/N]]>獲得ISI耦合系數(shù)(上述S*rp)，即Srp*=Grp。]]>
如上所述，通過應(yīng)用ISI消除，從“粗判決”Yn獲得“中間判決”Y’n。其數(shù)學(xué)表達(dá)式如下Y'[k]=Y[k]-S*D[k-1]]]>≅WC~1W*/NX[k]+Z[k]]]> 基于幾乎不存在ISI的“中間判決”，應(yīng)用FEQ和ICI消除以獲得“軟判決”VnV[k]＝HY′[k]其中，矩陣H的對角元素是FEQ系數(shù)(上述Fn)的復(fù)共軛，而矩陣H的非對角元素是ICI耦合系數(shù)(上述Cnm)的負(fù)復(fù)共軛。選擇適當(dāng)?shù)腇EQ系數(shù)Fn和ICI耦合系數(shù)Cnm，從而最小化軟判決V[k]與理想判決X[k]間的均方差，也就是最小化以下向量的均方量值E[k]=X[k]-V[k]=X[k]-H(WC~1W*/NX[k]+Z[k])]]>注意的是，H的行n(表示為Hn)由音調(diào)n的FEQ系數(shù)和ICI消除系數(shù)組成。為了最小化音調(diào)n的均方差，需要最小化以下量的均方en[k]=Xn[k]-Vn[k]=Xn[k]-Hn(WC~1W*/NX[k]+Z[k])]]>可導(dǎo)出如下的音調(diào)n的統(tǒng)計均方差Jn=E{en[k]enH[k]}]]>=E{Xn[k]Xn*[k]}-E{Xn[k]XH[k]}WC~1TW*/NHn*]]>-E{Xn[k]}ZH[k]}HnH-HnWC~1W*/NE{H[k]Xn*[k]}]]>+HnWC~1W*/NE{X[k]XH[k]}WC~1TW*/NHnH]]>+HnE{Z(n)ZH(n)}HnH.]]>本式中，“*”表示復(fù)共軛，上標(biāo)“H”表示“(矩陣的)厄密共軛”(復(fù)共扼和轉(zhuǎn)置)。
實(shí)際上，信號和噪聲都是循環(huán)平穩(wěn)的，也就是，不同碼元的統(tǒng)計屬性是相同的。令Xn的均方值是σx，n2，則矩陣RXX＝E{X[k]XH[k]}是對角矩陣，其中行n中僅有的非零元素是σx，n2。令RZZ＝E{Z[k]ZH[k]。則均方差可表達(dá)為Jn=σx,n2-
WC~1TW*/NHnH]]>-HnWC~1W*/N
T]]>+HnWC~1W*/NRXXWNC~1TW*/NHnH]]>+HnRZZHnH.]]>本式中，
是僅在列n具有一個非零元素的行向量。
通過解偏微分方程∂Jn/∂Hn*=0,]]>或應(yīng)用正交原理，也就是E{Y'[k]enH[k]}=0,]]>可以獲得下面的關(guān)系式Hn(WC~1W*/NRXXWC~1TW*/N+RZZ)]]>=
WC~1TW*/N.]]>因此，獲得如下的音調(diào)n的FEQ系數(shù)和ICI耦合系數(shù)Hn=
WNC~1TWN*/N]]>×(WNC~1WN*/NRXXWNC~1TWN*/N+RZZ)-1.]]>因而，從行向量Hn可獲得音調(diào)n的FEQ系數(shù)Fn、ICI耦合系數(shù)Cnm。注意的是，σx，n2和RXX是預(yù)知的，而噪聲相關(guān)矩陣RZZ可在精確傳輸碼元已知而且噪聲易表征的訓(xùn)練序列期間測量而得。
上述ISI消除使用分割器生成的硬判決。然而，有時我們會選擇使用其它判決。在一些情況下，MCM系統(tǒng)具有一個訓(xùn)練階段，在這個訓(xùn)練階段期間接收器易知道發(fā)射器發(fā)射的準(zhǔn)確DMT碼元。在這種情況下，對每一個音調(diào)使用準(zhǔn)確的、易知道的星座點(diǎn)來取代各自硬判決。一些MCM系統(tǒng)也使用先進(jìn)的前向誤差修正法(例如格碼調(diào)制)改善DMT碼元探測的性能。在此情況下，可使用從相應(yīng)解碼器(例如維特比解碼器)獲得的探測結(jié)果取代硬判決。
上文已展示了消除先前DMT碼元引起的ISI的方案。本領(lǐng)域技術(shù)人員可直接將上述方案延伸應(yīng)用到消除一個以上前面的DMT碼元引起的ISI。通常，為了針對A中音調(diào)n消除碼元(k-p)(前面的p個碼元，p是正整數(shù))到碼元k(當(dāng)前碼元)的ISI，首先基于上述準(zhǔn)則(頻率響應(yīng)的急劇變化、相鄰音調(diào)、空音調(diào)等)選擇一個音調(diào)子集合。當(dāng)計算“軟判決”時，需要減去從先前p個DMT碼元的子集合的音調(diào)“硬判決”形成的向量與ISI向量的點(diǎn)積而獲得的一項(xiàng)。ISI向量當(dāng)然視p的值而定。ISI向量內(nèi)的系數(shù)也可使用LMS方法獲得。然而，在實(shí)踐中，無需考慮一個以上DMT碼元的ISI。
本文可分別和/或共同地參考這些本發(fā)明主題的實(shí)施例，而術(shù)語“發(fā)明”僅僅是為了方便而使用的，而且如果事實(shí)上揭示了一個以上的發(fā)明主題，也不會將本申請的范圍限制為任何單個發(fā)明或發(fā)明概念。因而，雖然本文中描述說明了具體的實(shí)施例，但是應(yīng)了解，可使用任何可能達(dá)成相同目的的其它配置來替換本文描述的具體實(shí)施例。本發(fā)明意欲涵蓋各個實(shí)施例的任何和所有改變或變化。本領(lǐng)域技術(shù)人員在閱讀上文描述之后，將易了解上述實(shí)施例和本文中未詳細(xì)描述的其它實(shí)施例的組合。應(yīng)了解，上文描述只是說明性而非限制性的。舉例來說，上述實(shí)施例(和/或其方面)可相互組合使用。本領(lǐng)域技術(shù)人員在閱讀上文描述后，會了解許多其它實(shí)施例。因此，應(yīng)參照權(quán)利要求書以及權(quán)利要求的等價物的全部范圍判定本發(fā)明的范疇。在權(quán)利要求書中，術(shù)語“包括(including)”和“其中(in which)”分別用作術(shù)語“包含(comprising)”和“其中(wherein)”的更易懂英語的等價表達(dá)。同樣，在權(quán)利要求書中，術(shù)語“包括”和“包含”是開放式的，也就是說，系統(tǒng)、裝置、物品或方法除了在權(quán)利要求中列出的跟在該術(shù)語之后的元素外，還可包括其它元素，而這也會落入權(quán)利要求保護(hù)的范圍內(nèi)。此外，在權(quán)利要求書中，術(shù)語“第一”、“第二”和“第三”等僅僅用作標(biāo)記，而不是對它們的對象強(qiáng)加數(shù)位要求。
本申請文件的摘要能讓讀者快速確定所揭示的技術(shù)內(nèi)容的本質(zhì)。摘要不能用來解釋或限制權(quán)利要求的范疇或意義。另外，在上文的詳細(xì)描述中，可看到，為了將揭示內(nèi)容連成一個整體，在一個實(shí)施例中將各個特征組合在一起。本發(fā)明揭示的方法不應(yīng)解釋為反映這樣一個目的，即請求的實(shí)施例需要更多未在每一條權(quán)利要求中明確說明的特征。相反，權(quán)利要求書反映本發(fā)明的主題在于比單個實(shí)施例中的所有特征少的特征。因而，權(quán)利要求書并入具體實(shí)施方式
中，而每一條權(quán)利要求都以單獨(dú)的實(shí)施例為基礎(chǔ)。
權(quán)利要求
1.一種多載波的數(shù)據(jù)接收方法，包括接收多個頻率域數(shù)據(jù)區(qū)塊，其中該頻率域數(shù)據(jù)區(qū)塊包括N個元素，且N為整數(shù)；在該N個元素中選擇第一子集合，并對該第一子集合中的每個元素執(zhí)行均衡運(yùn)算，以產(chǎn)生第一軟判決；在該N個元素中選擇第二子集合；在該N個元素中選擇第三子集合，其中該第三子集合為對第二子集合中的部分元素產(chǎn)生內(nèi)部載波干擾的元素；在先前頻率域數(shù)據(jù)區(qū)塊中，選擇第四子集合，其中該第四子集合為對該第三子集合中的部分元素產(chǎn)生內(nèi)部碼元干擾的元素；對該第三子集合中的元素執(zhí)行內(nèi)部碼元干擾消除，以產(chǎn)生多個中間判決；以及依據(jù)該中間判決，對該第二子集合中的元素執(zhí)行均衡運(yùn)算及內(nèi)部載波干擾消除，以產(chǎn)生第二組軟判決。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收方法，其中對該第一子集合中的每個元素執(zhí)行均衡運(yùn)算的步驟還包括將元素與均衡系數(shù)相乘。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收方法，其中對該第二子集合中的每個元素執(zhí)行均衡運(yùn)算和內(nèi)部載波干擾消除的步還包括計算所述中間判決的線形組合。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收方法，還包括從該第一、第二軟判決中分別產(chǎn)生第一硬判決及第二硬判決；以及儲存先前數(shù)據(jù)區(qū)塊的第二組硬判決。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的接收方法，其中執(zhí)行內(nèi)部碼元干擾消除的步驟包括將該第三子集合中的每個元素，減去儲存于先前數(shù)據(jù)區(qū)塊中，部分第二組硬判決的線性組合。
6.一種多載波調(diào)制系統(tǒng)的接收裝置，包括前端模塊，用來接收以數(shù)據(jù)區(qū)塊為基礎(chǔ)的多載波信號，且該多載波信號包括多個副載波；選擇器，用來于該多載波信號中，選擇第一子集合、第二子集合、第三子集合及第四子集合；其中，該第一子集合所受的信號干擾是小于該第二子集合所受的信號干擾；該第三子集合為對第二子集合中至少一元素產(chǎn)生內(nèi)部載波干擾的元素；以及該第四子集合為對該第三子集合中至少一元素產(chǎn)生內(nèi)部碼元干擾的元素；均衡器，用來均衡該第一子集合，并輸出第一軟判決；以及干擾消除器包含內(nèi)部碼元干擾消除器，用于依據(jù)該第四子集合以對該第三子集合進(jìn)行干擾消除，并產(chǎn)生多個的中間判決；以及內(nèi)部載波干擾消除器和均衡器，用于依據(jù)該中間判決，對該第二子集合中的元素執(zhí)行內(nèi)部載波干擾消除及均衡運(yùn)算，以產(chǎn)生第二組軟判決。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的多載波調(diào)制裝置，還包括第一判決裝置，用來依據(jù)該第一軟判決以產(chǎn)生第一硬判決；以及第二判決裝置，用來依據(jù)該第二軟判決以產(chǎn)生第二硬判決。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的多載波調(diào)制裝置，還包括緩沖器，用來存儲先前一個數(shù)據(jù)區(qū)塊的該第二硬判決。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的多載波調(diào)制裝置，其中該內(nèi)部載波干擾消除器和均衡器是執(zhí)行將該第二子集合中的元素與該中間判決做線形組合。
10.根據(jù)權(quán)利要求6所述的多載波調(diào)制裝置，其中該內(nèi)部碼元干擾消除器是執(zhí)行該第三子集合中的元素減去先前數(shù)據(jù)區(qū)塊的該第四子集合的線性組合。
全文摘要
本發(fā)明是關(guān)于一種多載波調(diào)制接收器，通過多個副載波中數(shù)據(jù)區(qū)塊信息，識別出第一副載波子集合，而第一副載波子集合具有可忽視的內(nèi)部碼元干擾和內(nèi)部載波干擾；接收器亦識別出第二副載波子集合，其需要ISI/ICI消除處理以改善其性能。該接收器從第二子集合中的副載波識別出一系列對第二子集合中的副載波引起干擾的第三子集合，以及從第三子集合中的副載波識別出一系列對第三子集合中副載波引起干擾的先前數(shù)據(jù)區(qū)塊的第四子集合，接著對第三子集合中的每個元素執(zhí)行ISI消除以消除先前數(shù)據(jù)區(qū)塊的第四子集合中的元素引發(fā)的干擾，從而獲得多個中間判決，該接收器通過檢查通信信道的頻率響應(yīng)，以進(jìn)行第一子集合、第二子集合、第三子集合和第四子集合的選擇。
文檔編號H04L27/26GK1972272SQ20061015161
公開日2007年5月30日 申請日期2006年9月7日 優(yōu)先權(quán)日2005年9月8日
發(fā)明者葉恒誠, 林嘉亮 申請人:瑞昱半導(dǎo)體股份有限公司