專(zhuān)利名稱(chēng)：Mimo信道上cdma通信系統(tǒng)的不相交迭代碼片均衡和多用戶(hù)檢測(cè)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字通信的領(lǐng)域。其涉及如何在優(yōu)化性能/復(fù)雜度折衷的同時(shí)高效地解碼頻率選擇性MIMO信道上所傳送的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。圖1示出了一種總體方法，該方法在具有T個(gè)發(fā)送天線、在時(shí)刻n遞送信號(hào)x[n]的發(fā)送器100與具有R個(gè)接收天線、在時(shí)刻n接收信號(hào)y[n]的接收器200之間、在頻率選擇性MIMO信道300上進(jìn)行傳輸。
背景技術(shù)：
通過(guò)分配指定擴(kuò)展碼(CDMA)來(lái)管理多用戶(hù)接入同一信道的任何通信系統(tǒng)，在容量上受限于用戶(hù)之間的多用戶(hù)干擾(MUI)。在本發(fā)明的上下文中，設(shè)想了在易于生成其它類(lèi)型干擾的信道上的傳輸，所述其它類(lèi)型干擾例如是由多個(gè)發(fā)送天線所引起的空間多天線干擾(MAI)，以及由信道的頻率選擇性所引起的符號(hào)間干擾(ISI)。當(dāng)接收時(shí)，這些不同種類(lèi)的干擾是累積的，并且使得恢復(fù)有用信息變得困難。
由S.Verdu在1980年間開(kāi)展的先導(dǎo)工作無(wú)疑證明了利用多用戶(hù)干擾(MUI)、多天線干擾(MAI)和符號(hào)間干擾(ISI)的結(jié)構(gòu)屬性來(lái)改進(jìn)固定負(fù)載的性能(每碼片的用戶(hù)數(shù))或改進(jìn)固定性能的負(fù)載的好處。
已經(jīng)研究了許多類(lèi)型的線性檢測(cè)器，其能夠支持更多或更少負(fù)載，其中所述負(fù)載可以在漸進(jìn)的條件下被解析地評(píng)估。在不借助于迭代技術(shù)的情況下，這些檢測(cè)器的性能遠(yuǎn)不如最大似然(ML)檢測(cè)器的性能(針對(duì)具有或不具有編碼的系統(tǒng))。
基于對(duì)干擾的線性迭代消除的一類(lèi)非線性LIC-ID檢測(cè)器因而提供了性能與復(fù)雜度之間的良好折衷。LIC-ID檢測(cè)器使用下列功能線性濾波、干擾的加權(quán)再生(不管其特性)、從所接收的信號(hào)中減去再生的干擾。它們以隨每次新的嘗試而單調(diào)增長(zhǎng)的可靠性來(lái)遞送關(guān)于所發(fā)送的調(diào)制數(shù)據(jù)(或符號(hào))的判決。旨在消除ISI(在塊級(jí))的LIC-ID檢測(cè)器利用復(fù)雜度與線性均衡器類(lèi)似的計(jì)算，來(lái)漸進(jìn)地達(dá)到最佳ML檢測(cè)器的性能。旨在克服MUI的LIC-ID檢測(cè)器利用復(fù)雜度可與簡(jiǎn)單線性檢測(cè)器相比較的計(jì)算來(lái)接近最佳ML檢測(cè)器的性能。
LIC-ID檢測(cè)器的顯著特征是，它們可以容易地利用由信道解碼器所遞送的硬性或加權(quán)判決而被合并，這因而實(shí)現(xiàn)了對(duì)數(shù)據(jù)分離且迭代的檢測(cè)和解碼。
對(duì)于在頻率選擇性MIMO信道上過(guò)載傳送(假設(shè)MUI)的CDMA系統(tǒng)，干擾級(jí)別使得必須使用LIC-ID接收器。如果選擇迭代策略，則接收器的復(fù)雜度可以?xún)H通過(guò)盡可能地簡(jiǎn)化迭代處理而被降低并且被合理化。在參考文獻(xiàn)[1](見(jiàn)下文)中針對(duì)ISI和MUI情況而分別研究LIC-ID檢測(cè)器，而在參考文獻(xiàn)[2](見(jiàn)下文)中是ISI+MUI的情形。
A.M.Chan，G.W.Wornell，“A New Class of EfficientBlock-Iterative Interference Cancellation Techniques for DigitalCommunication Receivers”，IEEE J.VLSI Signal Processing(關(guān)于無(wú)線通信系統(tǒng)的信號(hào)處理的特刊)，卷30，197-215頁(yè)，2002年1月-3月。
W.Wang，V.H.Poor，“Iterative(Turbo) Soft InterferenceCancellation and Decoding for Coded CDMA”，IEEE Trans.Commun.，卷COM-47，9號(hào)，2356-2374頁(yè)，1999年9月。
其對(duì)于MUI+MAI+ISI的一般化仍然構(gòu)成開(kāi)放的研究課題，特別是由于要實(shí)現(xiàn)的處理的復(fù)雜度，這意味著關(guān)于特別大的矩陣的計(jì)算。
如果在正在發(fā)送的不同用戶(hù)之間存在正交的假設(shè)，則一種令人關(guān)注的方法是在多用戶(hù)檢測(cè)的任意嘗試之前以碼片的級(jí)別重建正交。最佳多用戶(hù)檢測(cè)因而實(shí)際上是與每個(gè)用戶(hù)匹配的一組濾波器。在文獻(xiàn)[3](見(jiàn)下文)中所開(kāi)發(fā)的用于非過(guò)載CDMA通信模型在頻率選擇性SISO信道上進(jìn)行傳送的方法，例如在考慮非周期擴(kuò)展時(shí)證明是最佳的。
M.Lenardi，D.T.Slock，“A Rake Receiver with InteracellInterference Cancellation for DS-CDMA Synchronous Downlink withOrthogonal Codes”，IEEE VTC，430-434頁(yè)，2000年。
本發(fā)明通過(guò)考慮在頻率選擇性MIMO信道上進(jìn)行傳送的過(guò)載CDMA通信模型而超越了上述參考文獻(xiàn)的框架。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的第一方面提出了一種根據(jù)權(quán)利要求1至21中任一個(gè)的接收方法。
本發(fā)明的第二方面提出了一種根據(jù)權(quán)利要求22的傳輸系統(tǒng)。
本發(fā)明的第三方面提出了一種根據(jù)權(quán)利要求23至33中任一個(gè)的接收方法。
本發(fā)明的目的是提出一種接收器，其用于在頻率選擇性MIMO信道(T個(gè)發(fā)送天線和R個(gè)接收天線)上的“多碼”CDMA傳輸(K＞T)和/或過(guò)載CDMA傳輸(K個(gè)潛在用戶(hù)或流，擴(kuò)展因子N＜K)，這是基于這樣的假設(shè)在發(fā)送器不存在CSI(即沒(méi)有關(guān)于信道狀態(tài)的信息)以及在接收器存在對(duì)CSI的正確知識(shí)。所述接收器基于這樣的簡(jiǎn)單機(jī)制和技術(shù)的組合用于以固定頻譜效率和信噪比(SNR)獲得最好的服務(wù)質(zhì)量，或以固定服務(wù)質(zhì)量、帶寬和SNR獲得最好的可用比特率。
為此，本發(fā)明提出了一種設(shè)備，該設(shè)備包括●裝置，其在假設(shè)不存在MAI+ISI的情況下，當(dāng)具有K個(gè)潛在用戶(hù)的多接入模型在接收時(shí)被重組時(shí)確保影響碼片的噪聲采樣的時(shí)間去相關(guān)性，所述裝置包括在通過(guò)MIMO信道進(jìn)行傳輸或非周期性擴(kuò)展之前的碼片交織。應(yīng)當(dāng)指出，盡管碼片交織對(duì)于內(nèi)部線性非周期編碼不是必要的，但其仍是一個(gè)選項(xiàng)。
本發(fā)明提出了一種均衡和迭代解碼設(shè)備，其包括從接收來(lái)自各個(gè)發(fā)送天線的數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)檢測(cè)器，該均衡和迭代解碼設(shè)備包括●第一線性濾波，其對(duì)于每個(gè)發(fā)送天線處理MAI+ISI干擾，并且利用R個(gè)接收天線所提供的空間分集而生成關(guān)于所發(fā)送碼片的統(tǒng)計(jì)；●用于在關(guān)聯(lián)于每個(gè)發(fā)送天線的任何線性濾波之前或之后、從所接收的信號(hào)中減去再生的MAI+ISI干擾的裝置，其中所述MAI+ISI干擾是根據(jù)所發(fā)送的已調(diào)制數(shù)據(jù)(或符號(hào)數(shù)據(jù))的可用估計(jì)、針對(duì)所述天線而被再生的；●用于重新排列具有K個(gè)潛在用戶(hù)的多接入系統(tǒng)中的被均衡碼片的裝置，其中，假設(shè)影響不同碼片的附加噪聲是高斯白噪聲；●第二線性濾波，其基于先前被均衡并被重新排列的碼片來(lái)處理MUI干擾，并且生成關(guān)于由K個(gè)潛在用戶(hù)中每一個(gè)所發(fā)送的符號(hào)數(shù)據(jù)的統(tǒng)計(jì)；●用于在對(duì)于每個(gè)用戶(hù)的任何線性濾波之前或之后從所觀測(cè)信號(hào)中減去MUI干擾的裝置，其中所述MUI干擾是根據(jù)對(duì)所發(fā)送符號(hào)數(shù)據(jù)的可用估計(jì)、針對(duì)該用戶(hù)而被再生的；●用于處理所述統(tǒng)計(jì)并且生成可用于外部解碼的概率比特信息的裝置；●具有加權(quán)輸入和輸出的外部解碼，其能夠生成稱(chēng)作非本征信息的概率信息，用于計(jì)算對(duì)所發(fā)送符號(hào)數(shù)據(jù)的估計(jì)(在最小均方誤差(MMSE)準(zhǔn)則的意義上)；●用于遞歸地級(jí)聯(lián)(concatenating)外部解碼器的輸出與MAI+ISI干擾再生器和MUI干擾再生器二者的裝置。


參考附圖，根據(jù)下面說(shuō)明性且非限制性的描述，本發(fā)明的其他特征和優(yōu)點(diǎn)將變得顯而易見(jiàn)，其中-圖1說(shuō)明了在頻率選擇性MIMO信道上進(jìn)行傳送的一般概念；-圖2示出了發(fā)送過(guò)程的第一部分，其包括數(shù)字信息的外部信道編碼、交織以及解復(fù)用為K個(gè)流(每個(gè)針對(duì)一個(gè)潛在用戶(hù))；-圖3示出了圖2發(fā)送過(guò)程的第二部分，其包括與非周期性空間-時(shí)間(或空間-頻率)擴(kuò)展相對(duì)應(yīng)的內(nèi)部線性編碼以及T個(gè)發(fā)送天線上的多路復(fù)用；-圖4示出了圖2發(fā)送方法的第二部分，其包括與非周期性空間-時(shí)間(或空間-頻率)擴(kuò)展相對(duì)應(yīng)的內(nèi)部線性編碼、單個(gè)信道上的多路復(fù)用、碼片級(jí)的交織以及T個(gè)發(fā)送天線上的解復(fù)用；-圖5示出了發(fā)送方法的變型的第一部分，該發(fā)送方法包括數(shù)字信息的外部信道編碼、交織、第一解復(fù)用(空間解復(fù)用)為T(mén)個(gè)流以及第二解復(fù)用(代碼解復(fù)用)為U個(gè)流；-圖6示出了圖5發(fā)送方法的第二部分，其包括非周期性時(shí)間(或頻率)擴(kuò)展，和針對(duì)每個(gè)天線的單獨(dú)的多路復(fù)用，其與UMTS HSDPA模式相容；-圖7示出了圖4發(fā)送方法的第二部分，其包括非周期性時(shí)間(或頻率)擴(kuò)展，然后是單個(gè)信道上的多路復(fù)用，以及碼片級(jí)的交織，然后是T個(gè)發(fā)送天線上的解復(fù)用，其與UMTS HSDPA模式相容；-圖8示出了逐塊衰減或遍歷平面等效的信道，其是通過(guò)對(duì)頻率選擇性MIMO信道進(jìn)行傅立葉分解而獲得的，并且通常用作多載波調(diào)制的模型；-圖9和10分別示出了本發(fā)明的LIC-ID接收器的第一部分的結(jié)構(gòu)的第一和第二變型，其中，僅指示了理解算法所必需的功能單元；圖9涉及根據(jù)圖2-4和5-7的發(fā)送方案，而圖10涉及參考圖2-3和5-6所描述的發(fā)送方案；-圖11a和11b代表實(shí)現(xiàn)用于處理MAI+ISI干擾的LIC-ID接收器的兩種等效方法，其中，圖11a的實(shí)現(xiàn)方法代表圖9或圖10中示出的總體檢測(cè)器的第一部分的濾波和MAI+ISI干擾再生部分；-圖12a和12b代表實(shí)現(xiàn)用于處理MUI干擾的LIC-ID接收器的兩種等效方法，其中，圖12a的實(shí)現(xiàn)方法代表圖9或圖10中示出的總體檢測(cè)器的第一部分的濾波和MUI干擾再生部分；-圖13示出了根據(jù)本發(fā)明的LIC-ID接收器的第二部分的結(jié)構(gòu)(所述檢測(cè)器的第一部分由圖9或圖10示出)，其中，僅指示了理解算法所必需的功能單元。
具體實(shí)施例方式
1.發(fā)送器的一般結(jié)構(gòu)接收密切關(guān)聯(lián)于發(fā)送模式，其中，可以基于對(duì)擴(kuò)頻調(diào)制的使用和對(duì)多個(gè)發(fā)送和接收天線的使用、通過(guò)高頻譜效率和高適配能力的調(diào)制/編碼方案來(lái)定義所述發(fā)送模式。在假設(shè)不具有對(duì)發(fā)送信道的知識(shí)(無(wú)CSI)并且具有對(duì)接收信道的完善知識(shí)(CSI)的情況下，所提出的解決方案是可行的。為介紹本發(fā)明的第三實(shí)施例，下面簡(jiǎn)要描述所述通信模型。
參考圖2和圖5，有用的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)被收集并被編組成構(gòu)成發(fā)送數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)源101的KO比特的消息m。在每個(gè)消息m中，具有NO×KO生成矩陣GO并且在F2上被構(gòu)造的線性外部代碼CO在102指定了由下面的矩陣等式定義的長(zhǎng)度為NO比特的碼字vv＝GOm外部編碼的效率是ρ=KONO]]>所述碼字的長(zhǎng)度NO通過(guò)下面的等式而關(guān)聯(lián)于系統(tǒng)的各種參數(shù)NO＝K×L×q其中，K表示潛在用戶(hù)的總數(shù)，L表示分組的長(zhǎng)度(以符號(hào)時(shí)間計(jì))，并且q表示每調(diào)制符號(hào)的比特?cái)?shù)。代碼可以是任意類(lèi)型的，例如卷積碼、turbo碼、LDPC碼等。在多接入型配置中，消息m包括來(lái)自不同源的多個(gè)多路復(fù)用消息。編碼關(guān)于每個(gè)分量消息而被獨(dú)立地實(shí)現(xiàn)。碼字v由所產(chǎn)生的不同碼字的級(jí)聯(lián)103來(lái)產(chǎn)生。
碼字v被發(fā)送到以比特級(jí)操作且在適用的情況下具有特定結(jié)構(gòu)的交織器104。在多接入型配置中，交織逐段作用于相繼放置的各個(gè)碼字。該交織器的輸出被分成KL組q個(gè)比特，稱(chēng)為整數(shù)。
整數(shù)流被解復(fù)用105到K個(gè)分離的信道上，其中，K可以被隨意選擇為嚴(yán)格大于發(fā)送天線的數(shù)量T。來(lái)自該操作的輸出是K×L的整數(shù)矩陣D。
該矩陣D的L列d[n]n＝0，...，L-1具有下面的結(jié)構(gòu)d[n]=[d1[n]Td2[n]T···dK[n]T]T∈F2qK]]>其中，分量整數(shù)dk[n]k＝1，...，K自身被如下構(gòu)造dk[n]=[dk,1[n]dk,2[n]···dk,q[n]]T∈F2q]]>參考圖3、4、6或7，矩陣D的整數(shù)dk[n]然后通過(guò)調(diào)制表 而被單獨(dú)調(diào)制107以產(chǎn)生調(diào)制數(shù)據(jù)，或者更確切地說(shuō)是具有Q＝2q個(gè)元素的星座圖 的復(fù)數(shù)符號(hào)Sk[n]這將整數(shù)矩陣D轉(zhuǎn)換成K×L的復(fù)數(shù)矩陣S，其中，其L列s[n]n＝0，...，L-1被如下構(gòu)造 指定下面的逆關(guān)系是有益的μ-1(s[n])□d[n]μ-1((Sk[n])□dk[n]μj1(Sk[n])□dk，j[n]這之后接著是對(duì)數(shù)據(jù)的內(nèi)部線性編碼(或擴(kuò)展)。關(guān)于可能影響發(fā)送器的結(jié)構(gòu)并且影響接收時(shí)線性前端的特性的內(nèi)部線性編碼的生成矩陣W(更確切地在復(fù)數(shù)主體上的內(nèi)部線性編碼的生成矩陣)的定義，存在幾種選項(xiàng)。
-其中W被重復(fù)用在每個(gè)符號(hào)時(shí)刻中的周期性擴(kuò)展(或內(nèi)部線性編碼)。為保證當(dāng)多接入系統(tǒng)在均衡之后被重組時(shí)影響碼片的噪聲采樣的時(shí)間去相關(guān)性，在通過(guò)MIMO信道進(jìn)行傳輸之前必須應(yīng)用碼片交織；-其中Wn明確取決于符號(hào)時(shí)間的非周期性擴(kuò)展(或內(nèi)部線性編碼)。非周期性擴(kuò)展保證了當(dāng)多接入系統(tǒng)在均衡后被重組時(shí)影響碼片的噪聲采樣的時(shí)間去相關(guān)性。碼片交織不再必要，但仍然是一個(gè)選項(xiàng)。
此外，如果是針對(duì)每個(gè)天線而單獨(dú)被實(shí)現(xiàn)的，則擴(kuò)展可以是空間-時(shí)間(或空間-頻率)擴(kuò)展或者僅時(shí)間(或頻率)擴(kuò)展。
1.1過(guò)載條件下的空間-時(shí)間(或空間-頻率)擴(kuò)展(或內(nèi)部線性編碼)參考圖3或圖4，這里假設(shè)實(shí)現(xiàn)了非周期性空間-時(shí)間(或空間-頻率)擴(kuò)展。
空間-時(shí)間(或空間-頻率)擴(kuò)展借助于N×K內(nèi)部編碼矩陣Wn、針對(duì)每個(gè)矩陣S而被實(shí)現(xiàn)，該內(nèi)部編碼矩陣Wn在周期性上下文中被表示為W，其中
N＝T×SFSF∈□這個(gè)生成矩陣也稱(chēng)為擴(kuò)展矩陣。例如，這個(gè)矩陣可以被認(rèn)為是根據(jù)具有擴(kuò)展因子N的N個(gè)正交擴(kuò)展碼而被構(gòu)造的。這個(gè)內(nèi)部線性編碼在所述情況下因而對(duì)應(yīng)于具有擴(kuò)展因子N的空間-時(shí)間(空間-頻率)擴(kuò)展。系統(tǒng)的內(nèi)部編碼效率(或負(fù)載)是如下的比率α=KN]]>用生成矩陣Wn乘以108符號(hào)向量s[n]產(chǎn)生了如下的向量z[n]□Wns[n]＝[z1[n]z2[n]...zN[n]]T∈□N所述關(guān)系也可以以矩陣級(jí)別而被寫(xiě)為Z□WnS∈□N×L1.1.1后隨有碼片交織的擴(kuò)展如果擴(kuò)展是周期性的，則為能夠(之后)實(shí)現(xiàn)根據(jù)本發(fā)明的接收，碼片交織是必要的。
參考圖4，碼片向量z[n]n＝0，...，L-1在109被多路復(fù)用為單個(gè)碼片流。所述碼片流然后驅(qū)動(dòng)碼片交織器110，其輸出在111被解復(fù)用為T(mén)個(gè)分離的碼片流(每個(gè)針對(duì)一個(gè)發(fā)送天線)。這個(gè)操作的效果是將N×L碼片矩陣zZ=[z
z[1]...z[L-1]]∈□N×L轉(zhuǎn)換成T×LSF碼片矩陣x 其列x[l]lI＝0，...，LSF-1構(gòu)成MIMO信道的輸入x[l]＝[x1[l]x2[l]...xT[l]T∈□T1.1.2沒(méi)有后隨碼片交織的擴(kuò)展參考圖3，碼片向量z[n]n=0，...，L-1被解復(fù)用為T(mén)個(gè)分離的碼片流(111，每個(gè)針對(duì)一個(gè)發(fā)送天線)。這個(gè)操作的效果是將N×L碼片矩陣zZ=[z
z[1]...z[L-1]]∈□N×L轉(zhuǎn)變成T×LSF碼片矩陣x
其列x[l]l＝0，...，LSF-1構(gòu)成MIMO信道的輸入x[l]＝[x1[l]x2[l]...xT[l]]T∈□T1.2時(shí)間(或頻率)擴(kuò)展(內(nèi)部線性編碼)在圖6或圖7中示出的、與UMTS標(biāo)準(zhǔn)的HSDPA模式相容的本發(fā)明的這個(gè)變型中，存在SF個(gè)長(zhǎng)度為SF的正交碼。參數(shù)N總是T的倍數(shù)N＝T×SFSF∈□SF個(gè)可用代碼在每個(gè)發(fā)送天線被重新使用(這是代碼重用原理)。針對(duì)每個(gè)天線而單獨(dú)實(shí)現(xiàn)的擴(kuò)展是周期性的或非周期性的時(shí)間(或頻率)擴(kuò)展(在周期性情況下W＝Wn)。
這強(qiáng)制K也是T的倍數(shù)K＝T×U U∈□并不限制本發(fā)明的這個(gè)條件產(chǎn)生了針對(duì)內(nèi)部編碼效率(負(fù)載)的新的表達(dá)式α=USF]]>生成矩陣Wn具有塊對(duì)角結(jié)構(gòu) 生成矩陣的塊Wn(t)關(guān)聯(lián)于維數(shù)為SF×U的天線t。
參考圖5，在時(shí)刻n所發(fā)送的整數(shù)向量d[n](在102被編碼并在104被交織之后，在105被解復(fù)用)具有下面的特定結(jié)構(gòu)d[n]=[d(1)[n]Td(2)[n]T···d(T)[n]T]T∈F2qK]]>其中，符號(hào)向量d(t)[n]t＝1，...，T本身被如下定義d(t)[n]=[d1(t)[n]Td2(t)[n]T···d2(t)[n]T]T∈F2qU]]>參考圖5，對(duì)這個(gè)被復(fù)用數(shù)據(jù)d[n]的調(diào)制107產(chǎn)生了在時(shí)刻n被發(fā)送的、具有如下特定結(jié)構(gòu)的調(diào)制數(shù)據(jù)(或符號(hào))向量 其中，符號(hào)向量s(t)[n]t＝1，...，T本身被如下定義
用生成矩陣Wn乘以108符號(hào)向量s[n]產(chǎn)生了下面的向量z[n]□Wns[n]其也具有如下特定結(jié)構(gòu)z[n]＝[z(1)[n]Tz(2)[n]T...z(T)[n]T]T∈□N其中，碼片向量z(t)[n]t=1，...，T本身被如下定義 1.2.1后隨有碼片交織的擴(kuò)展如果擴(kuò)展是周期性的(W＝Wn)，則為能夠(之后)實(shí)現(xiàn)根據(jù)本發(fā)明的接收，碼片交織是必要的。
參考圖7，碼片向量z[n]n=0，...，L-1在109被多路復(fù)用成單個(gè)碼片流。所述碼片流然后驅(qū)動(dòng)碼片交織器110，其輸出在111被解復(fù)用為T(mén)個(gè)分離的碼片流(每個(gè)針對(duì)一個(gè)發(fā)送天線)。這個(gè)操作的效果是將N×L碼片矩陣zz=[z
z[1]...z[L-1]]∈□N×L轉(zhuǎn)換成T×LSF碼片矩陣x 其列x[l]l＝0，...，LSF-1構(gòu)成MIMO信道的輸入x[l]＝[x1[l]x2[l]...xT[l]]T∈□T1.2.2沒(méi)有后隨碼片交織的擴(kuò)展參考圖6，碼片向量z(t)[n]然后被在109-t被多路復(fù)用到發(fā)送天線t上。
應(yīng)當(dāng)指出，在這個(gè)發(fā)送變型中，空間分集的恢復(fù)是通過(guò)代碼G0(在102)和外部比特交織(在104)而被實(shí)現(xiàn)的。已知將隨擴(kuò)展碼的長(zhǎng)度而增加的過(guò)載容量變得更低。
這個(gè)發(fā)送方法當(dāng)然適合于一般類(lèi)型的空間-時(shí)間碼。假設(shè)有限帶寬理想Nyquist濾波器，系統(tǒng)的頻譜效率(以每信道使用的比特計(jì))等于η＝T×ρO×q×α實(shí)際上，發(fā)送整型濾波器具有非零溢出因子(滾降(roll-off))ε。在接收器，匹配于這個(gè)發(fā)送濾波器的濾波器可以被用于所有接收天線。假設(shè)信道估計(jì)和定時(shí)和載波同步功能被實(shí)現(xiàn)，以便信道脈沖響應(yīng)系數(shù)按照與碼片時(shí)刻相等的量(在離散基帶中信道等效于離散時(shí)間)而被規(guī)則地間隔開(kāi)。這個(gè)假設(shè)是合理的，因?yàn)橄戕r(nóng)采樣定理強(qiáng)制以速率(1+ε)/Tc采樣，其可以在ε較小時(shí)用1/Tc來(lái)接近。直接一般化對(duì)于下面針對(duì)等于1/Tc的倍數(shù)的采樣率而給出的表達(dá)式是可能的。
2.信道模型傳輸在具有多輸入和多輸出(MIMO)的頻率選擇性B-block信道上被實(shí)現(xiàn)H□{H(1)，H(2)，...，H(B)}信道H(b)被假設(shè)為對(duì)于LX個(gè)碼片是不變的，其具有以下約定L×SF＝B×LXB∈□碼片矩陣x可以被分成B個(gè)分離的T×LX碼片矩陣x(1)，...，X(B)(如果必要，用物理零或保護(hù)時(shí)間在右邊和左邊進(jìn)行填充)，其中每個(gè)矩陣X(b)負(fù)責(zé)信道H(b)。
B-block模型的極端情況如下B＝1和LX＝LSFLS＝L準(zhǔn)靜態(tài)模型B＝LSF和LX＝1LS＝1遍歷(碼片)模型在每個(gè)塊內(nèi)對(duì)碼片的重新編號(hào)。
2.1卷積信道模型對(duì)于任意塊標(biāo)記b，離散時(shí)間基帶等效信道模型(碼片定時(shí))被用于在碼片時(shí)刻1以下列形式寫(xiě)出接收向量y(b)[l]∈□Ry(b)[l]=Σp=0P-1Hp(b)x(b)[l-p]+v(b)[l]]]>其中，P是信道的約束長(zhǎng)度(以碼片計(jì))，x(b)[l]∈□T是在碼片時(shí)刻1所發(fā)送的T個(gè)碼片的復(fù)向量，其中， 是標(biāo)記為b的塊MIMO信道脈沖響應(yīng)的標(biāo)記為p的矩陣系數(shù)，以及，v(b)[l]∈□R是復(fù)數(shù)附加噪聲向量。復(fù)數(shù)附加噪聲向量v(b)[l]被假設(shè)為是獨(dú)立的，并且按照具有零均值和協(xié)方差矩陣σ2I的循環(huán)對(duì)稱(chēng)的R維高斯法則而等同地分布。脈沖響應(yīng)的P系數(shù)是R×T的復(fù)矩陣，其中，在具有發(fā)送天線之間等同分布的功率的系統(tǒng)的情況下，其輸入是具有滿(mǎn)足下列全局功率標(biāo)準(zhǔn)化約束的協(xié)方差矩陣和零均值的等同分布的獨(dú)立高斯輸入E[diag{Σp=0P-1Hp(b)Hp(b)+}]=TI]]>給定這些假設(shè)，MIMO信道的不同系數(shù)的相關(guān)矩陣的適當(dāng)?shù)闹捣蟇ishart分布。應(yīng)當(dāng)強(qiáng)調(diào)，在不具有發(fā)送信道的知識(shí)的情況下(無(wú)CSI)對(duì)發(fā)送天線的功率的等同分布是合理的功率分配策略。
2.2塊矩陣信道模型為引入數(shù)據(jù)解碼算法，必須示出關(guān)于下列類(lèi)型組的矩陣系統(tǒng)y(b)＝H(b)x(b)+v(b)其中 并且其中， 是針對(duì)所述信道的Sylvester矩陣 2.3滑動(dòng)窗口矩陣信道模型實(shí)際上，為降低維數(shù)，滑動(dòng)窗口模型以這樣的長(zhǎng)度被使用LW=L1+L2+l□LS獲得了下面的新系統(tǒng)y=(b)[n]=H=(b)x=(b)[n]+v=(b)[n]]]>
其中 并且其中， 是用于信道300的Sylvester矩陣 3.多徑MIMO信道單載波傳輸(HSDPA)這里假設(shè)比特率很高，并且信道的相干時(shí)間較長(zhǎng)，以致LX□SF。對(duì)于UMTS標(biāo)準(zhǔn)的HSDPA模式，信道是準(zhǔn)靜態(tài)的，即B＝1。
4.多徑MIMO信道多載波傳輸(MC-CDMA)擴(kuò)展(或內(nèi)部線性編碼)是空間-頻率擴(kuò)展或頻率擴(kuò)展。參考圖8，本領(lǐng)域的技術(shù)人員知道，發(fā)送IFFT 120和接收FFT 220的引入產(chǎn)生了(忽略交織)不是頻率選擇性的等效信道(通過(guò)利用循環(huán)前綴的循環(huán)矩陣而被建模、然后被施加以傅立葉對(duì)角的信道)。因此，每個(gè)載波負(fù)責(zé)平坦MIMO信道。利用前述的形式，F(xiàn)FT之后的信道可以被看作是非選擇性的B-block信道(P＝1)。用于計(jì)算濾波器的滑動(dòng)窗口的寬度為L(zhǎng)W＝1。
5.接收器200的一般結(jié)構(gòu)迭代接收器200被分成連續(xù)的干擾消除級(jí)。第一級(jí)消除碼片級(jí)的MAI+ISI干擾，并且試圖在所有天線上的用戶(hù)組內(nèi)重建正交性。一旦正交性已在用戶(hù)組內(nèi)被重建，第二級(jí)就消除MUI干擾。這兩級(jí)被激活若干次。給定問(wèn)題的尺度，僅設(shè)想了基于Wiener濾波器(MMSE準(zhǔn)則)或簡(jiǎn)單(單一用戶(hù))匹配濾波器的線性方法。在這兩種情況下，干擾的加權(quán)版本在濾波之前或之后被移除。
5.1被發(fā)送符號(hào)MMSE估計(jì)在任何迭代i時(shí)，假設(shè)通過(guò)關(guān)于被發(fā)送符號(hào)(也稱(chēng)作調(diào)制數(shù)據(jù))的比特的對(duì)數(shù)比所表示的對(duì)數(shù)據(jù)的先驗(yàn)知識(shí) 按照約定，這些比率在第一次迭代時(shí)值為零。
參考圖9或圖10，基于所述先驗(yàn)信息，可以在212發(fā)現(xiàn)在MMSE準(zhǔn)則意義上的、對(duì)由用戶(hù)k＝1，...，K在時(shí)刻n＝0，...，L-1所發(fā)送的符號(hào)sk[n]的估計(jì)的矩陣 所述對(duì)符號(hào)的估計(jì)被如下表示 通過(guò)使用深度空間-時(shí)間交織，符號(hào)的先驗(yàn)概率可以用構(gòu)成它的比特的邊緣概率的乘積來(lái)接近Pri[sk[n]=s]≈Πj=1qPri[dk,j[n]=μj-1(s)]]]>其中，相等通過(guò)無(wú)窮大交織深度而獲得。
通過(guò)引入之前定義的比特先驗(yàn)概率的對(duì)數(shù)比πk，ji[n]，可以寫(xiě)出Pri[sk[n]=s]=12qΠj-1q{1+(2μj-1(s)-1)tanh(πk,ji[n]2)}]]>并且最終發(fā)現(xiàn) 5.2被發(fā)送碼片MMSE估計(jì)根據(jù)所估計(jì)的符號(hào)數(shù)據(jù)向量 在214可以創(chuàng)建(通過(guò)對(duì)該估計(jì)應(yīng)用發(fā)送時(shí)所用的擴(kuò)展矩陣Wn)每次迭代i時(shí)所估計(jì)的碼片向量z‾i[n]=Wns‾i[n]=[z‾1i[n]z‾2i···z‾ni[n]]T]]>其構(gòu)成所估計(jì)的矩陣 。
這后隨一處理215(其可能包括多路復(fù)用、解復(fù)用、碼片交織、塊劃分)。
處理215是符合發(fā)送時(shí)在擴(kuò)展108下游被應(yīng)用的處理(見(jiàn)圖3、4、6和7中任何一個(gè))。
例如，如果發(fā)送處理包括如圖3和6中所示的到T個(gè)發(fā)送天線的簡(jiǎn)單多路復(fù)用，則處理215包括到T個(gè)信道上的多路復(fù)用(在圖10中示出)。
例如，如果發(fā)送處理包括如圖4和7中所示的、后隨有碼片交織110和到T個(gè)發(fā)送天線的解復(fù)用(111)的一個(gè)信道上的多路復(fù)用(109)，則接收處理215包括一個(gè)信道上的多路復(fù)用、碼片交織和解復(fù)用到T個(gè)信道(在圖9中示出)。
在處理215之后，于是生成(從 導(dǎo)出)矩陣 其列為用于在201的對(duì)MAI+ISI干擾的線性迭代消除的向量 5.3通過(guò)與碼片時(shí)刻等同而重建用戶(hù)組之間的正交型這個(gè)小節(jié)考慮由天線t發(fā)送的標(biāo)記為b的給定塊，其中假設(shè)對(duì)于它們所有進(jìn)行相同的處理。本發(fā)明建議用(偏置的)MMSE準(zhǔn)則意義上的估計(jì)來(lái)代替對(duì)于碼片xt[l]的最佳檢測(cè)(在MAP準(zhǔn)則的意義上)，其中，所述估計(jì)是基于滑動(dòng)窗口模型而導(dǎo)出的，其復(fù)雜度是系統(tǒng)參數(shù)的多項(xiàng)式，并且不再是指數(shù)的。每次迭代i時(shí)，在202計(jì)算第一濾波器 其中，該第一濾波器基于所更新的觀測(cè)(覆蓋塊的一部分)消除了干擾碼片xt[l]的MAI+ISI干擾，并且在受不存在偏置的約束的情況下產(chǎn)生了最小化均方誤差(MSE)的被發(fā)送碼片的估計(jì) E[|x^t[l]-xt[l]|2].]]>無(wú)條件MSE由于復(fù)雜度的原因?qū)⑹莾?yōu)選的第一濾波器fti因而對(duì)關(guān)于特定信道的塊在時(shí)間上不變的(該濾波器被計(jì)算一次，并且用于所有被處理的數(shù)據(jù)塊b)。
根據(jù)迭代i時(shí)碼片的估計(jì)向量 在位置L1T+t包括0的修正版本在216被定義，其被用于再生符號(hào)xt[l]的MAI+ISI干擾216
對(duì)MAI+ISI干擾的估計(jì)因此通過(guò)用所述Sylvester矩陣H(其計(jì)算已在上面小節(jié)2.2或2.3中描述)乘以該向量而在216被再生 第一(Wiener)濾波器202被應(yīng)用于在201減去所再生的MAI+ISI干擾之后而獲得的觀測(cè)向量y_~ti[l]=y‾[l]-H‾x_‾ti[l]]]>這個(gè)第一濾波器202最小化了關(guān)于對(duì)碼片xi[l]的(偏置)估計(jì)的無(wú)條件MSE，并且可以容易地根據(jù)正交投影定理來(lái)推導(dǎo)fti=et+H_+[H_Ξ_tiH_++σ2I]2]]>其中，et是在位置L1T+t處為1并在其他各處為0的、維數(shù)為(LW+P-1)T的向量，并且其中 Ξ_ti=diag{(σx2-σx‾i2)I,...,}(σx‾i2)I,σx2I,(σx2-σx‾i2)I,...,(σx2-σx‾i2)I}]]>其中，項(xiàng)σx2I位于對(duì)角線上的位置L1T+t處，并且 使用下面的估算式來(lái)估算 為滿(mǎn)足不存在偏置的約束，必須在左邊用修正因子乘以所述濾波器{et+H+[HΞtiH++σ2I]-1Het)-1。
獲得了所述濾波器的下面的最終表達(dá)式fti={et+H_+[H_Ξ_tiH_++σ2I]-1H_et}-1et+H_+[H_Ξ_tiH_+σ2I]-1]]>可選地，這個(gè)濾波器可以完全地或從不同的迭代i(i≥1)被其單一用戶(hù)匹配濾波器(SUMF，Single User Matched Filter)版本所取代，其中，所述單一用戶(hù)匹配濾波器版本由下式給出fti={et+H_+H_et}-1et+H_+.]]>對(duì)碼片xt[l]的估算因而在第一濾波器202的輸出對(duì)應(yīng)于xti[l]=fti[y[l]_-H_x_‾ti[l]]=xt[l]+ζti[l].]]>剩余MAI+ISI干擾加噪聲的方差因而等于
σζti2=σx2[(ftiH-et)-1-1]]]>并且可以實(shí)際上利用下面的估算式來(lái)估算 其它可能的等同變型與圖11a的第一濾波202和MAI+ISI干擾再生210(代表包括在圖9或10方案中的這兩個(gè)檢測(cè)步驟)相比較，圖11b示出了第一濾波202’和MAI+ISI干擾再生210’的變型。
參考圖11b，這里，第一濾波202’在對(duì)于在210’再生的MAI+ISI干擾的第一相減201的上游被實(shí)現(xiàn)，而不是如圖11a中的情況在其下游。
所使用的第一濾波器f’和所使用的這里表示為b1’的MAI+ISI干擾重構(gòu)矩陣，可以一般地根據(jù)先前計(jì)算的第一濾波器f和這里表示為b1的MAI+ISI干擾重構(gòu)矩陣(見(jiàn)上面參考圖9或10和11a的描述)、從下面的等式導(dǎo)出x^=f(y-b1x-)=f′y-b′1x-]]>從而由此導(dǎo)出f′＝f；b1′＝fb15.4等效高斯多接入和多用戶(hù)檢測(cè)模型在發(fā)送時(shí)所區(qū)分的兩種情況(即空間-時(shí)間(空間-頻率)擴(kuò)展和時(shí)間(或頻率)擴(kuò)展)產(chǎn)生了1或T個(gè)不同的多接入模型。
5.4.1空間-時(shí)間(或空間-頻率)發(fā)送擴(kuò)展參考圖9和10，碼片矩陣 這里被編組成單個(gè)矩陣 該單個(gè)矩陣在處理203之后又被重新組織為單個(gè)N×L矩陣 處理203對(duì)應(yīng)于小節(jié)5.2中描述的處理215的逆。
因而獲得下面類(lèi)型的(標(biāo)準(zhǔn)的)高斯等效多接入模型Z^i=X+γi=WS+γi]]>所觀測(cè)的碼片矩陣表示為
噪聲在時(shí)間上的采樣矩陣表示為 對(duì)于每個(gè)時(shí)刻n，設(shè)定 剩余MAI+ISI干擾加噪聲向量的協(xié)方差矩陣。這是對(duì)角的，既由于在203所包括的碼片去交織或擴(kuò)展的非周期性特性。其對(duì)角元素根據(jù)之前估算的方差而導(dǎo)出σ^ζti2t=1,…,T]]>為簡(jiǎn)化后續(xù)處理(MMSE多用戶(hù)檢測(cè))，對(duì)于整個(gè)系統(tǒng)不變的噪聲采樣的方差可以被假設(shè)為συ1[n]i2≈σ^υi2=1NLΣn=0L-1Σl=1N|z^li[n]|2-σz2∀l=1,…,N]]>時(shí)間相關(guān)性因而被消除Ξυ[n]i=Ξυi=συi2I∀n=0,…,L-1]]>5.4.1.1周期性空間-時(shí)間(空間-頻率)發(fā)送擴(kuò)展如上所述，當(dāng)擴(kuò)展為周期性時(shí)，碼片交織器(110)被用于發(fā)送時(shí)，以使得處理203包括碼片去交織(見(jiàn)圖9)。
變型1過(guò)載狀態(tài)MMSE多用戶(hù)檢測(cè)這里，符號(hào)sk[n]的最佳檢測(cè)(在MAP準(zhǔn)則的意義上)被非偏置MMSE估算所代替，其復(fù)雜度是系統(tǒng)參數(shù)的多項(xiàng)式，并不是指數(shù)的。在每次迭代i時(shí)，對(duì)于每個(gè)潛在用戶(hù)k，在204計(jì)算第二濾波器 該第二濾波器基于被更新觀測(cè)(涉及前述模型中標(biāo)記為n的列)消除了干擾符號(hào)sk[n]的MUI干擾，并且在受不存在偏置的約束的情況下，產(chǎn)生了最小化均方誤差(MSE)的所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)(或符號(hào))的估算ki[n]E[sk[n]-ki[n]，無(wú)條件MSE由于復(fù)雜度的原因?qū)⑹莾?yōu)選的第二濾波器gki因而針對(duì)關(guān)于特定信道的塊在時(shí)間上是不變的(即，被計(jì)算一次，并且用于被處理的全部塊)。
根據(jù)在迭代i的符號(hào)估計(jì)向量 有可能在213定義包括在位置k的0的修正版本，該修正版本被用于對(duì)符號(hào)sk[n]的MUI干擾的再生213 對(duì)MUI干擾的估計(jì)因此通過(guò)用發(fā)送時(shí)所用的擴(kuò)展矩陣w乘以后一向量而在213被再生 第二(Wiener，偏置)濾波器因而在205被應(yīng)用于在減去204再生的MUI干擾后而獲得的觀測(cè)向量z~ki[n]=z^i[n]-Ws‾ki[n]]]>該第二濾波器205最小化了關(guān)于對(duì)符號(hào)sk[n]的估計(jì)的無(wú)條件MSE，并且可以容易地利用正交投影原理來(lái)導(dǎo)出gki=ek+W+[WΞkiW++συi2I]2]]>其中，ek是在位置k為1并在其他各處為0的維數(shù)為K的向量，并且其中 &Egr;ki=diag{σS2-σS‾ki2,...,σS‾2-σS‾ki2,σS2-σS‾ki2,...,σS2-σS‾li2}]]>其中σS2位于對(duì)角線上的位置k處，并且 使用下面的估算式來(lái)估算
為滿(mǎn)足不存在偏置的約束，在左邊用修正因子乘以第二濾波器{ek+W+[WΞkiW++συi2I]-1Wek}-1。
因而獲得了該第二濾波器的最終表達(dá)式gki={ek+W+[WΞkiW++συi2I]-1Wek}-1ek+W+[ΞkiW++συi2I]-1]]>對(duì)符號(hào)sk[n]的估算在第二濾波器205的輸出對(duì)應(yīng)于s^ki[n]=gki[z^i[n]-Ws-ki[n]]=sk[n]+ξki[n]]]>剩余MUI干擾加噪聲項(xiàng) 的方差可以通過(guò)下面的估算式來(lái)估算 變型2過(guò)載狀態(tài)SUMF(單一用戶(hù)匹配濾波器)檢測(cè)在簡(jiǎn)化版本中，在205的第二MMSE濾波器可以從任一迭代i、被第二SUMF濾波器所替代gki={ek+W+Wek}-1ek+W+]]>獲得下面的估算s^ki[n]=gki[z^i[n]-Ws-ki[n]]]]>這個(gè)方法避免了計(jì)算N×N逆矩陣。
變型3非過(guò)載狀態(tài)在非過(guò)載情況下，我們有W+W＝I檢測(cè)相當(dāng)于在205將第二濾波器gki=ek+W+]]>應(yīng)用于觀測(cè)向量。
所述估算因而直接從下式獲得s^ki[n]=ek+W+z^i[n]]]>。
5.4.1.2非周期性空間-時(shí)間(空間-頻率)擴(kuò)展在這種情況下，處理203可以包括或不包括如參考圖9和10所描述的碼片去交織。(標(biāo)準(zhǔn)的)高斯等效多接入模型現(xiàn)在寫(xiě)為z^i[n]=Wns[n]+υi[n]]]>僅SUMF類(lèi)型的檢測(cè)在非周期性上下文中具有合理的復(fù)雜度，并且因此優(yōu)選地被使用。
變型1過(guò)載狀態(tài)所述濾波器因而具有下面的表達(dá)式gki={ek+Wn+Wnek}-1ek+Wn+]]>變型2非過(guò)載狀態(tài)所述濾波器因而具有下面的表達(dá)式gki=ek+Wn+]]>5.4.2時(shí)間(或頻率)發(fā)送擴(kuò)展碼片矩陣 被組織為唯一的矩陣 跟隨處理203，并且參考圖9和10， 被組織為對(duì)應(yīng)于T個(gè)類(lèi)型為Z^i(t)=Z(t)+γi(t)=W(t)S(t)+γi(t)]]>的獨(dú)立(標(biāo)準(zhǔn)的)高斯等效多接入模型的T個(gè)SF×L矩陣 被觀測(cè)碼片矩陣表示為 時(shí)間上去相關(guān)的噪聲采樣矩陣為 對(duì)于每個(gè)時(shí)刻，設(shè)定 為剩余MAI+ISI干擾加噪聲向量的協(xié)方差矩陣。由于包含于處理203中的碼片去交織或由于擴(kuò)展的非周期特性，這個(gè)矩陣因而是對(duì)角的。其對(duì)角線元素通過(guò)先前基于各個(gè)被處理塊所估算的方差來(lái)導(dǎo)出σ^ζti2t=1,...,T]]>
為簡(jiǎn)化后續(xù)處理(MMSE多用戶(hù)檢測(cè))，整個(gè)系統(tǒng)的噪聲采樣的恒定方差可以被假設(shè)為συl(t)[n]i2≈σ^υi(t)2=1SFLΣn=0L-1Σl=1SF|z^li(t)[n]|2-σz2∀l=1,...,N]]>時(shí)間相關(guān)性因而被消除Ξυ(t)[n]i=Ξυi(t)=συi(t)2I∀n=0,...,L-1]]>針對(duì)每個(gè)多接入模型的濾波器gui(t)的計(jì)算類(lèi)似于上面描述的那些，這里不再對(duì)其進(jìn)行闡述。
5.4.2.1周期性時(shí)間(或頻率)發(fā)送擴(kuò)展如先前所闡明的，當(dāng)擴(kuò)展為周期性時(shí)，碼片交織器(110)在發(fā)送時(shí)被使用，并且因此處理203包括如參考圖9所描述的碼片去交織。
變型1過(guò)載狀態(tài)MMSE多用戶(hù)檢測(cè)所述濾波器因而具有以下表達(dá)式gui(t)={eu+W(t)+[W(t)ΞuiW(t)++συi2I]-1W(t)eu}-1eu+W(t)+[W(t)ΞuiW(t)++συi2I]-1]]>變型2過(guò)載狀態(tài)SUMF(單一用戶(hù)匹配濾波器)檢測(cè)根據(jù)任何迭代i，MMSE濾波器可以被其次最佳SUMF版本所替代gui(t)={eu+W(t)+W(t)eu}-1eu+W(t)+]]>變型3非過(guò)載狀態(tài)所述濾波器因而具有以下表達(dá)式gui=eu+W(t)+]]>5.4.2.2周期性非周期時(shí)間(或頻率)發(fā)送擴(kuò)展在這種情況下，處理203可以包括或不包括如參考圖9和10所描述的碼片去交織。T個(gè)(標(biāo)準(zhǔn)的)高斯等效多接入模型現(xiàn)在寫(xiě)為z^i(t)[n]=Wn(t)s(t)[n]+υi(t)[n]]]>在非周期性上下文中，僅SUMF型檢測(cè)具有合理的復(fù)雜度。
變型1過(guò)載狀態(tài)所述濾波器因而具有以下表達(dá)式gui(t)={eu+Wn(t)+Wn(t)eu}-1ek+Wn(t)+]]>
變型2非過(guò)載狀態(tài)所述濾波器因而具有以下表達(dá)式gui(t)=eu+Wn(t)+]]>其它可能的等同變型與小節(jié)5.4.1和5.4.2中闡明的變型無(wú)關(guān)，還存在關(guān)于如何實(shí)現(xiàn)要與圖12a的第二濾波205和MUI干擾再生213(代表包含于圖9或10的方案中的兩個(gè)檢測(cè)步驟)相比較的第二濾波205’和MUI干擾再生213’(參考圖12b而被描述)的變型。
參考圖12b，第二濾波205’這里在對(duì)于在213’所再生的干擾的第二相減204的上游被實(shí)現(xiàn)，而不是如圖12a中的在下游。
所使用的第二濾波器g’和所使用的MUI干擾重構(gòu)矩陣b2’可以一般地根據(jù)先前計(jì)算的第二濾波器g和MUI干擾重構(gòu)矩陣b2(見(jiàn)上面參考圖9或10和12a的描述)、從下面的相等條件來(lái)導(dǎo)出s^=g(z^-b2s-)=g'z--b2's-]]>從其中導(dǎo)出g′＝g；b2′＝gb25.5與信道解碼器交換概率信息基于利用K個(gè)濾波器的線性濾波205的輸出，q個(gè)對(duì)數(shù)后驗(yàn)概率(APP)比在206、針對(duì)每個(gè)符號(hào)、在每個(gè)時(shí)刻n＝0，...，L-1、針對(duì)每個(gè)用戶(hù)k＝1，...，K而被計(jì)算。這些概率量被如下定義 并且在圖9、10和13中被標(biāo)記為Λ；或者λk,ji[n]=lnΣd∈ℵj(1)Pr[dk[n]=d|s^ki[n]]Σd∈ℵj(0)[dk[n]=d|s^ki[n]]]]>在其中引入
ℵj(ϵ)={d∈F2q|dj=ϵ}]]>通過(guò)展開(kāi)其分子和分母得出λk,ji[n]=lnΣd∈Aj(1)p(s^ki[n]|sk[n]=μ(d))Pri[dk[n]=d]Σd∈Aj(0)p(s^ki[n]|sk[n]=μ(d))Pri[dk[n]=d]]]>似然性如下表示p(s^ki[n]|sk[n]=μ(d))∝exp(|s^ki[n]-μ(d)|2σ^ζki2)]]>在每次迭代i，關(guān)于來(lái)自信道解碼器209的各個(gè)符號(hào)的比特的先驗(yàn)信息是可用的，并且可用于預(yù)先引入的APP對(duì)數(shù)比這一形式，并且其表示為 假設(shè)有足夠深度的空間-時(shí)間交織，可以寫(xiě)出Pri[dk[n]=d]≈Πj=1qPri[dk,j[n]=dj∝Πj=1q{1-(2dj-1)tanh(πk,ji[n]2)]]>旨在用于信道解碼器209的、關(guān)于由加權(quán)輸出解調(diào)器206所遞送的每個(gè)比特的非本征信息，因而在207根據(jù)下面的等式而被發(fā)現(xiàn) 針對(duì)所有塊的所有比特非本征信息對(duì)數(shù)比，因而在205被收集并適當(dāng)?shù)乇欢嗦窂?fù)用以及去交織，以被發(fā)送到信道解碼器209。
這個(gè)解碼器考慮包括比特本征概率對(duì)數(shù)比N0(每個(gè)針對(duì)碼字v的一個(gè)比特)的唯一的向量i∈□NO。解碼206因而使用例如靈活輸出Viterbi(維特比)算法的算法，來(lái)遞送關(guān)于所發(fā)送的調(diào)制數(shù)據(jù)(或符號(hào))比特的后驗(yàn)信息概率對(duì)數(shù)比λ。
這個(gè)對(duì)數(shù)λ因而是在210a和210b計(jì)算關(guān)于解碼后的比特的非本征信息對(duì)數(shù)比的基礎(chǔ)，其在形式上被如下定義l(wèi)＝1，...，NO
在迭代i中所計(jì)算的關(guān)于碼字比特的非本征信息對(duì)數(shù)比ξti在比特交織和解復(fù)用211a和211b之后，類(lèi)似于下一次迭代時(shí)的關(guān)于符號(hào)比特的先驗(yàn)概率對(duì)數(shù)比{πk，ji+1[n]}。
符合本發(fā)明的接收不僅涉及實(shí)現(xiàn)它的方法，而且還涉及執(zhí)行它的系統(tǒng)以及包括該接收系統(tǒng)的任何傳輸系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.一種用于在具有多個(gè)發(fā)送天線和多個(gè)接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行通信的接收方法，其特征在于，所述接收方法適于處理由所述接收天線所接收的數(shù)據(jù)，其中，所述數(shù)據(jù)在發(fā)送時(shí)相繼地(A)被調(diào)制到K個(gè)信道上，數(shù)目K嚴(yán)格大于發(fā)送天線的數(shù)目T；(B)利用N×K周期性擴(kuò)展矩陣(W)或N×K非周期性擴(kuò)展矩陣(Wn)、在調(diào)制數(shù)據(jù)的K維向量上而被擴(kuò)展，其中N嚴(yán)格大于T；(C)被處理以便從所述T個(gè)發(fā)送天線被發(fā)送，其特征還在于，所述接收方法為此而迭代地使用-借助于T個(gè)線性濾波器(202、202’)的第一濾波，其適于在適用的情況下在減去多天線干擾和符號(hào)間干擾估計(jì)之后，處理所接收的數(shù)據(jù)以生成對(duì)在擴(kuò)展步驟(B)之后所發(fā)送的碼片的估算( )，這個(gè)第一濾波特別考慮了所述多個(gè)接收天線的空間分集；-在所述第一濾波之前或之后的第一干擾相減(201)，其使用了多天線干擾和符號(hào)間干擾的估計(jì)，其中，根據(jù)基于通過(guò)先前濾波操作而生成的被發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估算()而計(jì)算的信息，預(yù)先再生所述多天線干擾和符號(hào)間干擾的估計(jì)。-發(fā)送時(shí)的處理步驟(C)的逆處理(203)，其使用了對(duì)先前估算的碼片( )的重新組織；-借助于K個(gè)線性濾波器(205，205’)的第二濾波，其適于在適用的情況下在減去多用戶(hù)干擾的估計(jì)之后，處理對(duì)所獲得的被發(fā)送碼片( )的估算，以在擴(kuò)展步驟(B)之前生成被發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估算()，這個(gè)第二濾波特別考慮了所述多個(gè)接收天線的空間分集；-在所述第二濾波之前或之后的第二干擾相減(204)，其使用了多用戶(hù)干擾的估計(jì)，其中，根據(jù)基于通過(guò)先前濾波所生成的被發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估算()而計(jì)算的信息，來(lái)預(yù)先再生所述多用戶(hù)干擾估計(jì)；-一種處理，用來(lái)根據(jù)所接收的數(shù)據(jù)、根據(jù)基于所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的所述估計(jì)()而計(jì)算的信息，生成多天線干擾和符號(hào)間干擾的估計(jì)以及多用戶(hù)干擾的估計(jì)，所述多天線干擾和符號(hào)間干擾的估計(jì)以及所述多用戶(hù)干擾的估計(jì)因而被遞歸地分別發(fā)送到下一個(gè)第一相減(201)和下一個(gè)第二相減(204)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的接收方法，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)是在K嚴(yán)格大于N的情況下被實(shí)現(xiàn)的。
3.根據(jù)前述任一權(quán)利要求的方法，其特征在于，所述接收方法適于處理在發(fā)送時(shí)在步驟(B)期間被擴(kuò)展的數(shù)據(jù)，所述擴(kuò)展是針對(duì)每個(gè)天線并且在每天線的信道數(shù)目嚴(yán)格大于1的情況下而單獨(dú)實(shí)現(xiàn)的，擴(kuò)展矩陣(W、Wn)是塊數(shù)目等于天線數(shù)目的塊對(duì)角矩陣，并且所述塊是從N/T個(gè)正交碼中構(gòu)造的。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或2的方法，其特征在于，所述接收方法適于處理在發(fā)送時(shí)在步驟(B)期間被擴(kuò)展的數(shù)據(jù)，所述擴(kuò)展是借助于從N個(gè)正交碼中所構(gòu)造的完整擴(kuò)展矩陣(W、Wn)來(lái)實(shí)現(xiàn)的。
5.根據(jù)前述任一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，所述T個(gè)第一濾波器是利用最小均方誤差準(zhǔn)則而導(dǎo)出的，該T個(gè)第一濾波器對(duì)于給定信道在時(shí)間上是不變的。
6.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，所述T個(gè)第一濾波器是匹配濾波器(通常稱(chēng)為單一用戶(hù)匹配濾波器)。
7.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，所述T個(gè)第一濾波器首先根據(jù)所述最小均方誤差準(zhǔn)則而被導(dǎo)出，并且然后從給定迭代中變成匹配濾波器(通常稱(chēng)為單一用戶(hù)匹配濾波器)。
8.根據(jù)權(quán)利要求1至7中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)被周期性的實(shí)現(xiàn)，所述步驟(C)包括碼片交織，所述K個(gè)第二濾波器是根據(jù)無(wú)條件的最小均方誤差準(zhǔn)則而導(dǎo)出的，并且所述K個(gè)第一濾波器對(duì)于給定信道在時(shí)間上是不變的。
9.根據(jù)權(quán)利要求1至7中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，所述K個(gè)第二濾波器是通常稱(chēng)為單一用戶(hù)匹配濾波器的匹配濾波器。
10.根據(jù)權(quán)利要求1至7中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)被周期性地實(shí)現(xiàn)，所述步驟(C)包括碼片交織，并且所述K個(gè)第二濾波器首先根據(jù)無(wú)條件的最小均方誤差標(biāo)準(zhǔn)而導(dǎo)出(所述K個(gè)第二濾波器因而對(duì)于給定信道在時(shí)間上是不變的)，并且然后從給定迭代中變成K個(gè)匹配濾波器(通常稱(chēng)為單一用戶(hù)匹配濾波器)。
11.根據(jù)前述任一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，所述T個(gè)第一濾波器通過(guò)最大化濾波(202)后的信噪比而特別考慮了所述多個(gè)接收天線的空間分集。
12.根據(jù)前述任一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，所述第一和/或第二濾波器是利用滑動(dòng)窗口來(lái)計(jì)算的。
13.根據(jù)前述任一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)是被非周期性地實(shí)現(xiàn)的，并且發(fā)送時(shí)的所述處理步驟(C)包括在不進(jìn)行交織的情況下多路復(fù)用到所述T個(gè)發(fā)送天線上，其特征還在于，接收時(shí)的所述逆處理(203)因而包括解復(fù)用到N個(gè)信道上。
14.根據(jù)權(quán)利要求1至12中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述處理步驟(C)包括多數(shù)復(fù)用到一個(gè)信道上、碼片交織以及然后解復(fù)用到所述T個(gè)發(fā)送天線，其特征還在于，接收時(shí)的所述逆處理因而包括多路復(fù)用到一個(gè)信道上、碼片去交織以及然后解復(fù)用到N個(gè)信道。
15.根據(jù)前述任一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，要發(fā)送的數(shù)據(jù)已經(jīng)在所述步驟(A)之前被編碼，其特征還在于，當(dāng)接收時(shí)，用于生成干擾估計(jì)的所述處理使用-具有加權(quán)輸出的處理(206)，其處理所發(fā)送的調(diào)制數(shù)據(jù)的估算()，并且生成可用于解碼的調(diào)制數(shù)據(jù)比特的概率信息；-用于從所述概率信息中生成概率量(λ)的解碼(209)；基于該概率量(λ)生成多用戶(hù)干擾估計(jì)的多用戶(hù)干擾再生(213、213’)，該干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到下一個(gè)第二相減步驟(204)；-用于基于所述概率量(λ)并借助于符合所述處理步驟(C)的處理(215)而生成多天線干擾和符號(hào)間干擾估計(jì)的多天線干擾和符號(hào)間干擾再生(216、216’)，該干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到下一個(gè)第一相減步驟(201)。
16．根據(jù)權(quán)利要求15的接收方法，其特征在于，多天線干擾和符號(hào)間干擾以及多用戶(hù)干擾的所述再生，根據(jù)所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估計(jì)( )而生成干擾估計(jì)，所述估計(jì)( )是基于根據(jù)解碼(209)后可用的先前所發(fā)送比特的非本征信息(ξ)、在最小均方誤差準(zhǔn)則的意義上被計(jì)算的(212)。
17．根據(jù)權(quán)利要求1至14中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，當(dāng)發(fā)送時(shí)，所述數(shù)據(jù)在所述步驟(A)之前被編碼和交織，而當(dāng)接收時(shí)，用于生成干擾估計(jì)的所述處理使用-具有加權(quán)輸出的處理(206)，其是基于所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估算()以及從解碼(209)中產(chǎn)生的解碼統(tǒng)計(jì)(Π)的，這生成了每調(diào)制數(shù)據(jù)比特的統(tǒng)計(jì)值(Λ)；-非本征信息比特級(jí)的去交織(208)，所述非本征信息是從先前生成的概率量(Λ)中發(fā)現(xiàn)的；-至少一個(gè)具有加權(quán)輸入和輸出的解碼(209)，其基于去交織的數(shù)據(jù)()并產(chǎn)生關(guān)于所有比特的概率量(λ)；-從所述概率量(λ)中發(fā)現(xiàn)的非本征統(tǒng)計(jì)比特級(jí)別(ξ)的交織(211a-21lb)，所交織的新的統(tǒng)計(jì)(Π)然后被遞歸地發(fā)送到具有加權(quán)輸出的處理的下一步驟(206)；-用于基于所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估計(jì)( )而生成多用戶(hù)干擾估計(jì)的多用戶(hù)干擾再生(210、210’)，其中，所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估計(jì)( )是在最小均方誤差準(zhǔn)則的意義上、根據(jù)所述新的被交織統(tǒng)計(jì)(Π)而被計(jì)算的，所述多用戶(hù)干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到下一個(gè)第二相減步驟(204)；-多天線干擾和符號(hào)間干擾再生(216、216’)，其用來(lái)基于所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的相同估計(jì)( )、借助于符合所述處理步驟(C)的處理(215)而生成多天線干擾和符號(hào)間干擾估計(jì)，該干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到下一個(gè)第一相減(201)。
18．根據(jù)權(quán)利要求15至17中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，解碼(209)所輸出的所述概率量(λ)是關(guān)于調(diào)制數(shù)據(jù)后驗(yàn)比特的信息概率的對(duì)數(shù)比。
19.根據(jù)前一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，所述解碼(209)借助于利用加權(quán)輸入和輸出的維特比算法來(lái)計(jì)算所述概率量(λ)。
20.根據(jù)前述任一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)是在頻域中被實(shí)現(xiàn)的，并且接收前的傳輸是多載波型的。
21.根據(jù)權(quán)利要求1至19中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)是在時(shí)域中被實(shí)現(xiàn)的，并且接收前的傳輸是單載波型的。
22.一種傳輸系統(tǒng)，其特征在于，該傳輸系統(tǒng)包括-發(fā)送系統(tǒng)，其包括多個(gè)發(fā)送天線，并且適于調(diào)制到K個(gè)信道上，其中數(shù)目K嚴(yán)格大于發(fā)送天線的數(shù)目T，以及適于利用N×K周期性擴(kuò)展矩陣(W)或N×K非周期性擴(kuò)展矩陣(Wn)、在調(diào)制數(shù)據(jù)的K維向量上進(jìn)行擴(kuò)展，其中N嚴(yán)格大于T，以及適于實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)處理以從所述T個(gè)發(fā)送天線進(jìn)行發(fā)送；-頻率選擇性傳輸信道；-接收系統(tǒng)，其包括多個(gè)接收天線，并且適于實(shí)現(xiàn)根據(jù)前述任一權(quán)利要求的接收方法。
23.一種用于在具有多個(gè)發(fā)送天線和多個(gè)接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行通信的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述接收系統(tǒng)適于處理經(jīng)由所述接收天線所接收的數(shù)據(jù)，其中，所述數(shù)據(jù)在被發(fā)送時(shí)已經(jīng)相繼地(A)被調(diào)制到K個(gè)信道上，其中，數(shù)目K嚴(yán)格大于發(fā)送天線的數(shù)目T；(B)利用N×K周期性擴(kuò)展矩陣(W)或N×K非周期性擴(kuò)展矩陣(Wn)、在調(diào)制數(shù)據(jù)的K維向量上、在時(shí)間或頻率上被擴(kuò)展，其中N嚴(yán)格大于T；(C)被處理以從所述T個(gè)發(fā)送天線而被發(fā)送；其特征還在于，所述接收系統(tǒng)為此而包括-T個(gè)第一線性濾波器(202、202’)，其適于在適用的情況下在減去多天線干擾和符號(hào)間干擾)估計(jì)之后，處理所接收的數(shù)據(jù)以生成在所述擴(kuò)展步驟(B)之后的所發(fā)送碼片的估算( )，這個(gè)濾波器特別考慮了所述多個(gè)接收天線的空間分集；-在所述T個(gè)第一濾波器的上游或下游的第一干擾減法器，其使用多天線干擾和符號(hào)間干擾的估計(jì)，其中，根據(jù)基于通過(guò)先前濾波而生成的所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估算()而計(jì)算出的信息，來(lái)預(yù)先再生所述多天線干擾和符號(hào)間干擾的估計(jì)；-處理裝置(203)，其適于利用先前估算的碼片( )的重新組織，來(lái)執(zhí)行發(fā)送時(shí)的所述處理步驟(C)的逆處理；-K個(gè)第二線性濾波器(205、205’)，其適于在適用的情況下在減去多用戶(hù)干擾的估計(jì)之后，處理所獲得的被發(fā)送碼片的估算( )，以生成在所述擴(kuò)展步驟(B)之前的所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估算()，該第二濾波特別考慮了所述多個(gè)接收天線的空間分集；-在所述K個(gè)第二濾波器的上游或下游的第二干擾減法器(204)，其使用多用戶(hù)干擾估計(jì)，其中，根據(jù)基于通過(guò)先前濾波而生成的所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估算()而計(jì)算出的信息，來(lái)預(yù)先再生所述多用戶(hù)干擾估計(jì)；-用于根據(jù)基于所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估算()而計(jì)算出的信息、從所接收的數(shù)據(jù)中生成多天線干擾和符號(hào)間干擾估計(jì)以及多用戶(hù)干擾估計(jì)的處理裝置，所述多天線干擾和符號(hào)間干擾估計(jì)以及所述多用戶(hù)干擾估計(jì)然后分別被遞歸地發(fā)送到下一個(gè)第一相減(201)和下一個(gè)第二相減(204)，所述接收系統(tǒng)的這些不同的單元適于被迭代地使用。
24.根據(jù)前一權(quán)利要求的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述T個(gè)第一濾波器是利用最小均方誤差準(zhǔn)則而被導(dǎo)出的。
25.根據(jù)權(quán)利要求23的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述T個(gè)第一濾波器是通常稱(chēng)為單一用戶(hù)匹配濾波器的匹配濾波器。
26.根據(jù)權(quán)利要求23的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述T個(gè)第一濾波器首先根據(jù)最小均方誤差準(zhǔn)則而被導(dǎo)出，并且然后從給定迭代中變成T個(gè)通常稱(chēng)為單一用戶(hù)匹配濾波器的匹配濾波器。
27.根據(jù)權(quán)利要求23至26中任一個(gè)的接收系統(tǒng)，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)被周期性地實(shí)現(xiàn)，所述步驟(C)包括碼片交織，并且所述K個(gè)第二濾波器是根據(jù)無(wú)條件的最小均方誤差準(zhǔn)則而被導(dǎo)出的，所述K個(gè)第二濾波器是對(duì)于給定信道在時(shí)間上是不變的。
28.根據(jù)權(quán)利要求23至26中任一個(gè)的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述K個(gè)第二濾波器是匹配濾波器(通常稱(chēng)為單一用戶(hù)匹配濾波器)。
29.根據(jù)權(quán)利要求23至26中任一個(gè)的接收系統(tǒng)，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)是被周期性地實(shí)現(xiàn)的，所述步驟(C)包括碼片交織，并且所述K個(gè)第二濾波器首先根據(jù)無(wú)條件的最小均方誤差準(zhǔn)則而被導(dǎo)出(該K個(gè)第二濾波器因而對(duì)于給定信道在時(shí)間上是不變的)，并且然后從給定迭代中變成K個(gè)匹配濾波器(通常稱(chēng)為單一用戶(hù)匹配濾波器)。
30.根據(jù)權(quán)利要求23至29中任一個(gè)的接收系統(tǒng)，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)被非周期性地實(shí)現(xiàn)，并且發(fā)送時(shí)的所述處理步驟(C)包括多路復(fù)用到所述T個(gè)發(fā)送天線上，其特征還在于，適于執(zhí)行發(fā)送時(shí)的步驟(C)的逆處理的處理裝置(203)因而包括到N個(gè)信道上的解復(fù)用器。
31.根據(jù)權(quán)利要求23至29中任一個(gè)的接收系統(tǒng)，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述處理步驟(C)包括多路復(fù)用到一個(gè)信道上、碼片交織以及然后解復(fù)用到所述T個(gè)發(fā)送天線上，其特征還在于，適于執(zhí)行發(fā)送時(shí)的步驟(C)的逆處理的處理裝置(203)因而包括到一個(gè)信道上的多路復(fù)用器、碼片去交織器以及到N個(gè)信道上的解復(fù)用器。
32.根據(jù)前述任一權(quán)利要求的接收系統(tǒng)，其特征在于，要發(fā)送的數(shù)據(jù)已經(jīng)在步驟(A)之前被編碼，其特征還在于，當(dāng)接收時(shí)，用于生成干擾估計(jì)的所述處理裝置包括-具有加權(quán)輸出的處理裝置(206)，用于處理所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估算()，并且生成可由解碼器使用的關(guān)于調(diào)制數(shù)據(jù)比特的概率信息；-解碼器(209)，用于根據(jù)所述概率信息而生成概率量(λ)；-多用戶(hù)干擾再生器(213、213’)，用于基于所述概率量(λ)而生成多用戶(hù)干擾估計(jì)，所述干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到所述第二減法器(204)；-多天線干擾和符號(hào)間干擾再生器(216、216’)，用于基于所述概率量(λ)、借助于符合所述步驟(C)的處理(215)而生成多天線干擾和符號(hào)間干擾估計(jì)，所述干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到所述第一減法器(201)。
33.根據(jù)權(quán)利要求23至31中任一個(gè)的接收系統(tǒng)，其特征在于，要發(fā)送的數(shù)據(jù)已經(jīng)在所述步驟(A)之前被編碼和交織，其特征還在于，用于在接收時(shí)生成干擾估計(jì)的所述處理裝置包括-具有加權(quán)輸出的處理裝置(206)，其是基于所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估算()和來(lái)自解碼器(209)的解碼統(tǒng)計(jì)(Π)的，這生成了每調(diào)制數(shù)據(jù)比特的統(tǒng)計(jì)(Λ)；-非本征統(tǒng)計(jì)(Ξ)比特級(jí)的去交織器(208)，所述非本征統(tǒng)計(jì)是從先前生成的所述概率量(Λ)中發(fā)現(xiàn)的；-至少一個(gè)具有加權(quán)輸入和輸出的解碼器(209)，其是基于被去交織的數(shù)據(jù)的，并且產(chǎn)生了關(guān)于所有比特的概率量(λ)；-非本征統(tǒng)計(jì)(ξ)比特級(jí)的交織器(211a-211b)，所述非本征統(tǒng)計(jì)是從所述概率量(λ)中發(fā)現(xiàn)的，被交織的新的統(tǒng)計(jì)(Π)然后被遞歸地發(fā)送到所述具有加權(quán)輸出的處理裝置(206)；-多用戶(hù)干擾再生器(210、210’)，用于基于所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估計(jì)( )來(lái)生成多用戶(hù)干擾估計(jì)，所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估計(jì)是基于新的被交織統(tǒng)計(jì)(Π)、在最小均方誤差準(zhǔn)則的意義上來(lái)被計(jì)算的，所述多用戶(hù)干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到所述第二減法器(204)；-多天線干擾和符號(hào)間干擾再生器(216、216’)，用于基于與所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)相同的估計(jì)( )、借助于符合所述處理步驟(C)的處理(215)來(lái)生成多天線干擾和符號(hào)間干擾估計(jì)，該干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到所述第一減法器(201)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種接收方法，該方法用于在具有多個(gè)發(fā)送天線和多個(gè)接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行通信，以處理由接收天線所接收的數(shù)據(jù)，其中，所述數(shù)據(jù)在發(fā)送時(shí)相繼被調(diào)制和擴(kuò)展。為此，接收使用第一線性濾波(202、202’)；第一干擾相減(201)，其使用先前被再生的多天線干擾(MAI)和符號(hào)間干擾(ISI)的估計(jì)；第二線性濾波(205、205’)；第二干擾相減(204)，其使用先前被再生的多用戶(hù)干擾(MUI)的估計(jì)；處理，用于從被如此濾波的數(shù)據(jù)中、針對(duì)所接收的數(shù)據(jù)而生成MAI+ISI干擾估計(jì)和MUI干擾估計(jì)；本發(fā)明還涉及一種適于實(shí)現(xiàn)所述方法的接收系統(tǒng)，和包括該接收系統(tǒng)的傳輸系統(tǒng)。
文檔編號(hào)H04B7/04GK1973475SQ200580020558
公開(kāi)日2007年5月30日 申請(qǐng)日期2005年4月21日 優(yōu)先權(quán)日2004年4月22日
發(fā)明者R·維索茲, A·貝爾泰 申請(qǐng)人:法國(guó)電信公司