專利名稱：Cdma系統(tǒng)空時擴譜方法及相應的移動臺接收電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法及相應的移動臺接收電路，屬于移動通信領域。
背景技術：
多發(fā)射天線的直接擴譜技術用于CDMA系統(tǒng)的前向和反向鏈路，可以有效提高系統(tǒng)性能。CDMA 1X采用直接擴頻發(fā)射分集技術，它有兩種方式(1)一種是正交發(fā)射分集方式OTD(Orthogonal TransmitDiversity)方法是先分離數(shù)據流再用不同的正交Walsh碼對兩個數(shù)據流進行擴頻，并通過高兩個發(fā)射天線發(fā)射。
(2)另一種是空時擴譜分集方式STS(Space Time Spreading)使用空間兩根分離天線發(fā)射已交織的數(shù)據，使用相同原始Walsh碼信道，將奇數(shù)據流和偶數(shù)據流聯(lián)合地而不是分開地通過兩根天線發(fā)射出去。
使用前向鏈路發(fā)射分集技術可以減少發(fā)射功率，抗瑞利衰落，增大系統(tǒng)容量。
CDMA基站的完全空間分集(OTD)雖然可用兩個發(fā)射天線實現(xiàn)，卻是以兩倍的帶寬為代價得到的，每個用戶需用多出一倍的帶寬擴譜編碼。增加的帶寬資源限制了CDMA系統(tǒng)的整體效率。
另外，在直接擴譜正交發(fā)射分集技術(OTD)中，沒有完全利用信道的空間分集特性。當移動臺在緩慢衰落信道中陷于深衰落時，任何時間分集的優(yōu)勢都將消失。由于許多第3代通信的無線數(shù)據用戶為靜止或移動速度(步行)很慢，降低對時變信道參數(shù)的依賴，空間分集的重要性突顯。在Hochwald B，Marzetta T L，Papadias C B合著的文獻《用于寬帶CDMA系統(tǒng)的空時擴譜發(fā)射分集方案(A Transmitter Diversity Scheme forWideband CDMA Systems Based on Space-Time Spreading)》中對此作了詳細的說明。
現(xiàn)有空時擴譜技術(STS)中，基站發(fā)射天線的間距必須大于10-15倍射頻信號波長才能保證到達天線陣各個單元的信號互不相關，這在工程實現(xiàn)中引起困難。因為由于客觀條件，基站發(fā)射天線的間距可能無法滿足前述要求?，F(xiàn)有的多發(fā)射天線的空時擴譜技術要求移動臺需要有多根天線，這給移動臺的技術實現(xiàn)帶來巨大困難，增加了移動臺成本，也增加了移動臺體積。前述文獻中的接收解擴算法需要進行大量的矩陣運算，因而是難以實現(xiàn)的。
本發(fā)明在多用戶多徑的情況消除多址干擾，提高系統(tǒng)誤碼率性能。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是提出一種CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，它能夠在無額外帶寬資源的情況下實現(xiàn)完全分集，每個用戶只需一個擴譜碼，易于實現(xiàn)。
為實現(xiàn)上述的發(fā)明目的，本發(fā)明采用下述的技術方案一種CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，該CDMA系統(tǒng)包括至少一基站和多個與基站通信的移動臺，其特征在于，基站按照如下步驟得到發(fā)射信號1)將每個用戶的數(shù)據流分成奇數(shù)據流和偶數(shù)據流；2)對奇數(shù)據流和偶數(shù)據流分別進行擴頻，得到擴頻后信號；3)將擴頻后信號相加，得到發(fā)射信號t1、t2；4)由多根天線分別發(fā)射發(fā)射信號t1、t2；移動臺按照如下步驟得到還原數(shù)據5)對接收信號分兩路解擴，得到第一解擴后信號和第二解擴后信號6)對第一和第二解擴后信號進行信道參數(shù)加權，得到第一和第二解擴后信號的合并與7)將第一和第二解擴后信號的合并與分別進行判決，然后得到還原數(shù)據。
所述CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，其特征在于，步驟2)中對奇數(shù)據流和偶數(shù)據流用的擴譜碼c1和c2是相互正交的，ciHcj=δij,]]>“H”表示復共軛轉置，而且是由同一個擴譜碼得到的。
所述CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，其特征在于，對奇數(shù)據流和偶數(shù)據流擴頻使用的擴譜碼c1和c2由擴譜碼c0得到，c0是長度64的Walsh碼序列。
所述CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，其特征在于，步驟1)和步驟2)之間還包括步驟調整偶數(shù)據流與奇數(shù)據流之間的時間差，使該時間差等于兩發(fā)射天線間距為射頻信號波長的10-15倍時的奇偶數(shù)據流的時間差。
所述CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，其特征在于，步驟7)中判決的方法是判決器(341)對第一解擴后信號的合并與進行判決計算的方法是如果判決器輸入信號的實部大于零，則輸出1，如果判決器輸入信號的實部小于零，則輸出-1，判決器(342)對第二解擴后信號的合并與進行判決計算的方法是如果判決器輸入信號的實部大于零，則輸出1，如果判決器輸入信號的實部小于零，則輸出-1。
所述CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，其特征在于，步驟7)中進一步包括對第一解擴后信號合并與的判決結果進行延時，然后與第二解擴后信號合并與的判決結果進行合并，得到還原數(shù)據。
所述CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，其特征在于，步驟6)包括移動臺估計兩根天線發(fā)射信號的信道參數(shù)h1、h2，并分別與第一解擴后信號d1和第二解擴后信號d2相乘，得到d1h1和d2h2；將d1h1與d2h2的反相相加，然后進行判決，將d2h2與d1h1的反相相加，然后進行判決。
本發(fā)明的另一目的是，提出了應用CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法的移動臺接收電路。本發(fā)明的移動臺用一根全向天線，兩路匹配濾波還原奇偶數(shù)據流，實現(xiàn)本發(fā)明的空時擴譜方法，減小移動臺體積并節(jié)約了成本。本發(fā)明的移動臺不需要進行復雜的矩陣運算，可直接對奇偶數(shù)據流合并與進行判決，電路設計簡單。本發(fā)明的移動臺接收電路中使用延遲擴譜系列C1和C2解擴和信道參數(shù)h1和h2加權，可抑制多用戶情況下的多址接入干擾MAI(multiple access interference)。
本發(fā)明的應用CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法的移動臺接收電路的實施方案是移動臺的接收電路包括兩并接的匹配濾波器，分別輸入接收信號，兩乘法器分別與兩匹配濾波器連接，兩加法器分別與乘法器連接，以及分別與兩加法器連接的判決器，其中每個加法器的輸入是一個乘法器的輸出與另一個乘法器的輸出的反相。
另外，本發(fā)明提出的應用CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法的基站，其發(fā)射天線的間距不必大于10-15發(fā)射信號的波長。本發(fā)明的基站發(fā)射天線間距可以在大于發(fā)射信號波長一半到小于10-15倍發(fā)射信號波長的范圍，更加適用于工程應用。而且，電路設計簡單，用一個擴譜碼得到奇數(shù)據流和偶數(shù)據流的擴譜碼。本發(fā)明提出的應用CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法的基站的發(fā)射電路是包括兩個下抽樣模塊、與一個下抽樣模塊連接的延時模塊、分別與下抽樣模塊或延時模塊連接的多個擴頻器以及與擴頻器連接的兩個加法器，兩個下抽樣模塊將數(shù)據流抽樣為兩數(shù)據流，其中一數(shù)據流經延時模塊延時后進入擴頻器。該延時模塊調整兩數(shù)據流之間的時間差，使該時間差等于兩發(fā)射天線間距為射頻信號波長的10-15倍時的兩數(shù)據流的時間差。
本發(fā)明基站僅需使用兩根雙全向天線，移動臺使用單根全向天線。基站采用本發(fā)明對多用戶的數(shù)據流在基帶進行發(fā)射分集，單天線移動臺采用本發(fā)明接收數(shù)據可獲得分集增益，在整體上顯著提高無線通信系統(tǒng)的信息傳輸質量。而且，本發(fā)明在多用戶多徑的情況能在一定程度上消除多址干擾，提高系統(tǒng)誤碼率性能。


下面通過附圖及實施例對本發(fā)明進行詳細闡述。
圖1是本發(fā)明基站發(fā)射分集電路圖。
圖2是圖1中基站應用本發(fā)明CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法的流程圖。
圖3是本發(fā)明移動臺接收機電路示意圖。
圖4是圖3中移動臺應用本發(fā)明CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法的流程圖。
圖5是單用戶時應用單發(fā)射天線基站的系統(tǒng)和應用本發(fā)明基站的系統(tǒng)中的移動臺誤碼率比較曲線圖。
圖6(a)和(b)分別是4和16用戶時使用本發(fā)明方法的系統(tǒng)和未使用本發(fā)明方法的系統(tǒng)的誤碼性能比較曲線圖。
具體實施例方式
參照圖1，本發(fā)明是對CDMA系統(tǒng)下行鏈路的空時擴譜方法。本發(fā)明的系統(tǒng)包括基站和多個移動臺?；居袃筛炀€，每個移動臺只有一根天線。基站對多用戶數(shù)據流b在基帶進行發(fā)射分集，其發(fā)射分集電路包括下抽樣模塊111和112、延時模塊122、擴頻器(乘法器)131、132、133、134以及加法器141和142。
結合圖2，基站基帶處理的步驟是1)步驟21將每個用戶的數(shù)據流分成奇數(shù)據流和偶數(shù)據流每個用戶的數(shù)據流b分為兩路，經下抽樣模塊111和112得到奇數(shù)據流b1和偶數(shù)據流b2。數(shù)據流b是BPSK調制。
2)步驟22調整偶數(shù)據流與奇數(shù)據流之間的時間差偶數(shù)據流b2在延時模塊122調整其與奇數(shù)據流之間的時間差。調整后的奇偶數(shù)據流之間的時間差等于兩發(fā)射天線間距為射頻信號波長的10-15倍時的奇偶數(shù)據流時間差，因此，如果使用本發(fā)明的基站，該基站上的兩根天線間距不要求一定是射頻信號波長的10-15倍，而是通過延時模塊122改變奇偶數(shù)據流的時間差，保證移動臺接收信號的不相關性。本發(fā)明的基站發(fā)射分集電路通過延時模塊122調整奇數(shù)據流與偶數(shù)據流之間的時間差，提供了時間分集。但是，基站的兩個天線至移動臺的多徑信道相關性很小，此時可使單用戶的奇數(shù)據流的延遲擴譜碼與它的偶數(shù)據流的延遲擴譜碼的相關性很小。因此，基站的兩個天線間距需大于二分之一射頻信號波長。
如果基站兩發(fā)射天線之間的間距大于射頻信號波長的10-15倍，這時，延時模塊的延時值設為零。因此，在這種情況下，本發(fā)明基帶電路仍然適用。
3)步驟23對奇數(shù)據流和偶數(shù)據流分別進行擴頻，得到擴頻后信號下抽樣模塊111輸出的奇數(shù)據流在乘法器131與擴譜碼c1混合，得到擴頻后信號b1c1，在乘法器134與擴譜碼c2混合，得到擴頻后信號b1c2。
這里，擴譜碼c1、c2是正交的長度為2P的擴譜碼，是單位實向量，而且，ciHcj=δij,]]>“H”表示復共軛轉置。
為方便計算，本發(fā)明中，擴譜碼c1、c2由一個64位Walsh碼序列c0計算得到c1＝[c0c0] c2＝［c2-c0]另外一組c1、c2為c1＝[c00]，c2＝
。采用上述兩組c1和c2，由于是通過相同的一個Walsh碼序列c0得到的，所以可不增加系統(tǒng)現(xiàn)有的擴譜碼數(shù)?？梢岳斫?，只要滿足ciHcj=δij]]>條件的正交擴譜碼c1、c2就可以實現(xiàn)本發(fā)明。
下抽樣模塊112輸出的偶數(shù)據流經延時電路122在乘法器132由擴譜碼c2擴頻，得到擴頻后信號b2c2，在乘法器133與擴譜碼c1擴頻，得到擴頻后信號b2c1。
4)步驟24將擴頻后信號相加，得到發(fā)射信號t1、t2加法器141的輸入是奇數(shù)據流與擴譜碼c1相乘得到的擴頻后信號b1c1和偶數(shù)據流與擴譜碼c2相乘得到的擴頻后信號b2c2。加法器141輸出基帶發(fā)射信號t1，經射頻模塊(未圖示)，由第一根天線(未圖示)發(fā)射。
相類似的，偶數(shù)據流與擴譜碼c1混合得到的擴頻后信號b2c1和奇數(shù)據流與擴譜碼c2混合得到的擴頻后信號b1c2在加法器142相加，得到基帶發(fā)射信號t2，經射頻模塊(未圖示)，由第二根天線(未圖示)發(fā)射。
t1＝b1c1+b2c2(公式1)t2＝b2c1-b1c25)步驟25由兩根天線分別發(fā)射發(fā)射信號t1、t2可以理解，本發(fā)明也可以用多根天線發(fā)射。
上述是基站基帶電路中的處理流程。下面結合圖3、4，介紹移動臺接收機電路對接收信號的處理。在多徑衰落下，假設從基站發(fā)射天線到移動臺接收天線的信道包含J個不同的路徑。在此，從基站第m個天線陣元出來的J條路徑經過獨立的瑞利衰落，用信道參數(shù)hmj表示(m＝1、2，j＝1、2……J)。具體而言，第一根天線發(fā)射的信號的信道衰落用信道參數(shù)h1j表示；第二根天線發(fā)射的信號的信道衰落用信道參數(shù)h2j表示。移動臺可以根據基站發(fā)送的下行導引信號估計信道衰減與多徑延時。在最佳接收條件下，基站發(fā)射信號各成分有相同的期望功率并且達到延遲擴譜碼完全正交。
移動臺接收機電路包括兩匹配濾波器311、312，分別與一個匹配濾波器連接的兩個乘法器321、322，與兩個乘法器連接的加法器331、332，分別與一個加法器連接的判決器341、342，與判決器連接的延時器351，與判決器和延時器連接內插合并模塊361。
從第一和第二天線發(fā)送的發(fā)射信號t1、t2，分別經多徑衰落h1、h2后，在移動臺接收端得到的信號為r=ρ(Σj=1Jh1j(b1c1j+b2b2j)+Σj=1Jh2j(b2c1j-b1c2j))+n]]>(公式2)=ρ(C1h1-C2h2)b1+ρ(C2h1+C1h2)b2+n]]>其中，C1＝[cl1，…，cl，J]，hl＝[hl1，…，hl，J]T，l∈{1，2}；假設噪聲n是均值為0，方差為N0/2的高斯白噪聲向量，用ρ代表每個多徑分量的期望SNR(信噪比)，ρ=1/σn2.]]>移動臺通過一根天線(未圖示)接收到接收信號r，進行如下處理1)步驟41對接收信號分兩路解擴，得到第一解擴后信號和第二解擴后信號接收信號r在匹配濾波器311與延遲擴譜碼C1相乘，輸出第一解擴后信號d1。接收信號r在匹配濾波器312與延遲擴譜碼C2相乘，輸出第二解擴后信號d2。其中，延遲擴譜碼C1、C2是由延遲擴譜碼生成單元(未圖示)分別輸入到匹配濾波器311和312。移動臺根據基站發(fā)送的下行導引信號估計多徑延時，計算延遲擴譜碼。第一解擴后信號d1和第二解擴后信號d2分別是
d1=C1Hr=ρ[R11h1-R12h2]b1+ρ[R12h1+R11h2]b2+C1Hn]]>(公式3)d2=C2Hr=ρ[R21h1-R22h2]b1+ρ[R22h1+R21h2]b2+C2Hn]]>這里Rij=CiHCj.]]>2)步驟42對第一和第二解擴后信號分別進行信道參數(shù)加權得到第一和第二解擴后信號的合并與第一解擴后信號d1在乘法器321中與信道參數(shù)向量h1相乘，然后輸入到加法器331；第一解擴后信號d1與信道參數(shù)向量h1的積，經反相后輸入到加法器332。
類似的，第二解擴后信號d2在乘法器322中與信道參數(shù)向量h2相乘，然后輸入到加法器333；第二解擴后信號d2與信道參數(shù)向量h2的積，經反相后輸入到加法器331。
在加法器331，第二解擴后信號d2與信道參數(shù)向量h2的積的反相(-d2h2)與第一解擴后信號d1與信道參數(shù)向量h1的積(d1h1)相加，其輸出是判決器341的輸入。在加法器332，第二解擴后信號d2與信道參數(shù)矩陣h2的積(d2h2)與第一解擴后信號d1與信道參數(shù)向量h1的積的反相(-d1h1)相加，然后輸入判決器342進行判決。需要說明的是，本發(fā)明移動臺使用的是最大比合并器。移動臺有信道參數(shù)生成單元(未圖示)根據基站發(fā)送的下行導引信號估計信道衰減，計算信道參數(shù)，并輸入相應的乘法器。其中，信道參數(shù)向量h1＝[h11，…，h1J]T，h2＝[h21，…，h2J]T。
3)步驟43將第一和第二解擴后信號的合并與分別進行判決，得到還原信號經過判決器341和342的判決，就得到還原后的數(shù)據b1和數(shù)據流b2。判決器341的判決計算的方法是如果判決器輸入信號的實部大于零，則b1等于1，用(公式4a)表述Re{h1Hd1-h2Hd2}b1=1>0]]>(公式4a)如果判決器輸入信號的實部小于零，則b1是否等于-1，用(公式4b)表述Re{h1Hd1-h2Hd2}b1=-1<0]]>(公式4b)判決器342的判決計算的方法是如果判決器輸入信號的實部大于零，則b2等于1，用(公式4c)表述Re{h2Hd1+h1Hd2}b2=1>0]]>(公式4c)如果判決器輸入信號的實部小于零，則b2等于-1，用(公式4d)表述Re{h2Hd1+h1Hd2}b2=-1<0]]>(公式4d)由此可見，本發(fā)明的移動臺是直接對第一解擴后信號和第二解擴后信號的合并與進行判決，不需要進行復雜的矩陣計算，從而簡化的電路設計，減少計算量。
步驟44對還原的奇數(shù)據流延時，然后與還原的偶數(shù)據流合并成還原數(shù)據流b。
判決后的還原奇數(shù)據流b1經延時電路35與還原偶數(shù)據流b2送內插合并模塊36。內插合并模塊36將奇偶數(shù)據流b1，b2交替內插，還原成數(shù)據流b。圖3中的延時電路35與發(fā)射機電路中的延時電路12相同，取同樣的延時參數(shù)。
為了說明本發(fā)明方法的效果，在此提供仿真數(shù)據。
進一步的理論推導可以證明在單用戶的奇數(shù)據流的延遲擴譜碼與它的偶數(shù)據流的延遲擴譜碼的相關性很小情況下，Rij≈0，i≠j，或基站天線1至移動臺的多徑信道h1與基站天線2至移動臺的多徑信道h2的相關性很小情況下，rij=hiHhj≈0,]]>移動臺用戶的比特誤碼率表達式為Pe≈Q(ρ(h1HR11h1+h2HR22h2))]]>(公式5)分別由理論計算公式5與蒙特卡洛仿真得到圖5的誤碼率。與未采用STS技術的單天線設計方案比較，可以看出STS方案使系統(tǒng)的誤碼率性能得到改善。圖5中用實線和虛線表示的曲線是多徑條件下當基站發(fā)射天線數(shù)分別為M＝1，2時，期望的SNR與仿真得到的比特誤碼率的關系曲線。在誤碼率為10-2時，理論值和仿真情況的STS系統(tǒng)的SNR比單天線系統(tǒng)都提高了大約4dB。這里，使用的擴譜碼c1和c2是長度為128的正交Walsh碼，由于多徑的存在，它們經過信道延遲后的形式為C1＝[c11c12]、C2＝[c21c22]，延遲取10個碼字。
在前述介紹中，只涉及到單用戶系統(tǒng)的情況。然而在實際應用中，系統(tǒng)是多用戶的。由于用戶間符號干擾(ISI)的存在，隨著用戶數(shù)量的增多，其干擾影響增大，導致系統(tǒng)性能大幅度下降。
下面研究當系統(tǒng)為K個用戶時的情況，其設計原理和運行環(huán)境與前面一致，則第k個用戶的發(fā)射信號為t1(k)=b1(k)k1(k)+b2(k)c2(k)]]>(公式6)t2(k)=b2(k)c1(k)-b1(k)c2(k)]]>在多徑信道(J＝2)衰落下，有信道參數(shù)H(k)=h1(k)h2(k)]]>(公式7)與公式2類似，第k個用戶的接收到基站發(fā)射給它的信號為r(k)=h1(k)·t1(k)+h2(k)·t2(k)n(k)]]>=ρ(Σj=1Jh1j(k)(b1(k)c1j(k)+b2(k)c2j(k))+Σj=1Jh2j(k)(b2(k)c1j(k)-b1(k)c2j(k)))+n(k)]]>(公式8)=ρ(C1(k)h1(k)-C2(k)h2(k))b1(k)+ρ(C2(k)h1(k)+C1(k)h2(k))b2(k)+n(k)]]>式(8)中的符號表示與式(2)一致。則接收機端總的接收信號為r=Σk=1Kr(k)]]>(K為用戶總數(shù)) (公式9)類似地，經過解擴譜的信號為d1(k)=(C1(k))Hr=(C1(k))H·Σk=1Kr(k)=(C1(k))Hr(k)+Σm=1m≠kK(C1(k))H·r(m)]]>(公式10a)
d2(k)=(C2(k))Hr=(C2(k))H·Σk=1Kr(k)=(C2(k))Hr(k)+Σm=1m≠kK(C2(k))H·r(m)]]>(公式10b)還原得到的數(shù)據流為(h1(k))Hd1(k)-(h2(k))Hd2(k)]]>=(h1(k))H(C1(k))Hr(k)+((h1(k))H(C1(k))HΣm=1m≠kKr(m))]]>-(h2(k))H(C2(k))Hr(k)-((h2(k))H(C2(k))HΣm=1m≠kKr(m))]]>(公式11a)(h2(k))Hd1(k)-(h1(k))Hd2(k)]]>=(h2(k))H(C1(k))Hr(k)+((h2(k))H(C1(k))HΣm=1m≠kKr(m))]]>+(h1(k))H(C2(k))Hr(k)+((h1(k))H(C2(k))HΣm=1m≠kKr(m))]]>(公式11b)由式(11)可以看出， 部分是多用戶比單用戶情況多出來的部分，即得基站兩天線至移動臺k的多址干擾(MAI)MAI1(k)=(h1(k))H(C1(k))Σm=1m≠kK(C1(m))(h1(m))]]>MAI2(k)=(h2(k))H(C2(k))Σm=1m≠kK(C2(m))(h2(m))]]>(公式12)從而，總的多址干擾(MAI)為MAI(k)=MAI1(k)+MAI2(k)]]>(公式13)本發(fā)明的移動臺接收電路中使用擴譜序列C1和C2解擴，h1和h2加權，判決器采用(公式4)的方法判決，實現(xiàn)對MAI的抑制。
多用戶時本發(fā)明對系統(tǒng)誤碼率有較大的改善。
本發(fā)明的系統(tǒng)在雙發(fā)射天線多用戶時，第k個移動用戶的誤碼率
Pe2(k)=Q((h1(k))HR11(k)h1(k)+(h2(k))HR22(k)h2(k)K/ρ+MAI(k))]]>(公式14)公式14中當K＝1，則蛻變?yōu)楣?4。所以公式5的雙發(fā)射天線單用戶只是公式14的一種特殊情況。
未采用本發(fā)明的系統(tǒng)在單發(fā)射天線多用戶時，第k個移動用戶的誤碼率Pe1(k)=Q((h(k))HR11(k)h(k)K/ρ+(h(k))H(C(k))Σm=1m≠kK(C(m))(h(m)))]]>(公式15)在上述公式中，相關矩陣Rij=CiHCj]]>隨移動臺的空間位置的改變而發(fā)生變化，這需要移動臺通過信道估計來確定Ci，Cj，進而確定Rij。
為了驗證本發(fā)明技術的有效性，采用理論計算(根據式(14)和(15))與鏈路仿真(蒙特卡洛仿真基站發(fā)送數(shù)據105比特，測移動臺接收數(shù)據的誤比特率)，將它與沒有采用本發(fā)明的單天線系統(tǒng)性能進行比較。本發(fā)明的仿真未加信道糾錯編解碼。使用的擴譜碼c1和c2是長度為64的正交Walsh碼，考慮兩多徑的情況，c1和c2經過信道延遲后的形式為C1＝[c11c12]、C2＝[c21c22]，延遲取10個碼字。信道衰減為隨機的如下面仿真16個用戶時的信道衰減矩陣h11(1，2，…，16)＝
；h12(1，2，…，16)＝
；h21(1，2，…，16)＝
；h22(1，2，…，16)＝
。
(1)系統(tǒng)有4個用戶的情況圖6(a)中，實線表示STS系統(tǒng)的理論誤碼率隨期望的SNR的變化情況，星號所在曲線是STS系統(tǒng)的仿真誤碼率隨期望的SNR的變化情況；虛線表示單天線系統(tǒng)的理論誤碼率隨期望的SNR變化的情況，圓圈所在曲線是仿真誤碼率的變化情況?？梢钥闯觯斦`碼率為10-2時，采用了本發(fā)明的系統(tǒng)SNR比沒有采用這種技術的系統(tǒng)SNR在理論值上和仿真值上都增加了大約7.6dB。由于在仿真過程中，產生的噪聲是隨機的，且對信號進行還原判決使得理論值和仿真值產生誤差，因此仿真得到的STS的誤碼性能相對其理論的誤碼性能要差些。
(2)系統(tǒng)有16個用戶的情況圖6(b)表示的是16用戶時系統(tǒng)的誤碼性能。容易看出，當SNR大于8dB時，采用了本發(fā)明技術的系統(tǒng)的誤碼率迅速降低，而未采用這種技術的系統(tǒng)的誤碼率的理論值和仿真值都保持在20％左右。
同時還可以看到，16用戶時的誤碼性能要比4用戶時的要差些，這是因為在信道相關的情況下，用戶數(shù)增加使多址干擾的影響增大，導致誤碼性能有所下降。隨著用戶間的碼間干擾在接收信號中所占比重增大，此時未采用本方面方法的系統(tǒng)的誤碼性能已不能接受，而采用本發(fā)明技術的系統(tǒng)的誤碼性能仍在正常工作范圍，但是要求系統(tǒng)的SNR大于14dB。
通過效果圖的對比，說明本發(fā)明的技術是一種有效的技術，它在一定程度上提高了系統(tǒng)的誤碼率性能。
權利要求
1.一種CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，該CDMA系統(tǒng)包括至少一基站和多個與基站通信的移動臺，其特征在于，基站按照如下步驟得到發(fā)射信號1)將每個用戶的數(shù)據流分成奇數(shù)據流和偶數(shù)據流；2)對奇數(shù)據流和偶數(shù)據流分別進行擴頻，得到擴頻后信號；3)將擴頻后信號相加，得到發(fā)射信號t1、t2；4)由多根天線分別發(fā)射發(fā)射信號t1、t2；移動臺按照如下步驟得到還原數(shù)據5)對接收信號分兩路解擴，得到第一解擴后信號和第二解擴后信號；6)對第一和第二解擴后信號進行信道參數(shù)加權，得到第一和第二解擴后信號的合并與7)將第一和第二解擴后信號的合并與分別進行判決，然后得到還原數(shù)據。
2.如權利要求1所述CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，其特征在于，步驟2)中對奇數(shù)據流和偶數(shù)據流用的擴譜碼c1和c2是相互正交的，ciHcj=δij,]]>“H”表示復共軛轉置，而且是由同一個擴譜碼得到的。
3.如權利要求2所述CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，其特征在于，對奇數(shù)據流和偶數(shù)據流擴頻使用的擴譜碼c1和c2由擴譜碼c0得到，c0是長度64的walsh碼序列。
4.如權利要求3所述CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，其特征在于，步驟1)和步驟2)之間還包括步驟調整偶數(shù)據流與奇數(shù)據流之間的時間差，使該時間差等于兩發(fā)射天線間距為射頻信號波長的10-15倍時的奇偶數(shù)據流的時間差。
5.如權利要求4所述CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，其特征在于，步驟7)中判決的方法是判決器(341)對第一解擴后信號的合并與進行判決計算的方法是如果判決器輸入信號的實部大于零，則輸出1，如果判決器輸入信號的實部小于零，則輸出-1，判決器(342)對第二解擴后信號的合并與進行判決計算的方法是如果判決器輸入信號的實部大于零，則輸出1，如果判決器輸入信號的實部小于零，則輸出-1。
6.如權利要求5所述的CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，其特征在于，步驟7)中進一步包括對第一解擴后信號合并與的判決結果進行延時，然后與第二解擴后信號合并與的判決結果進行合并，得到還原數(shù)據。
7.如權利要求5所述的CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，其特征在于，步驟6)包括移動臺估計兩根天線發(fā)射信號的信道參數(shù)h1、h2，并分別與第一解擴后信號d1和第二解擴后信號d2相乘，得到d1h1和d2h2；將d1h1與d2h2的反相相加，然后進行判決，將d2h2與d1h1的反相相加，然后進行判決。
8.一種應用CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法的移動臺接收電路，其特征在于，該移動臺的接收電路包括兩并接的匹配濾波器，分別輸入接收信號，兩乘法器分別與兩匹配濾波器連接，兩加法器分別與乘法器連接，以及分別與兩加法器連接的判決器，其中每個加法器的輸入是一個乘法器的輸出與另一個乘法器的輸出的反相。
9.如權利要求8所述的移動臺接收電路，其特征在于，該移動臺僅有一根天線，用以接收信號并輸入到匹配濾波器。
10.如權利要求9所述的移動臺接收電路，其特征在于，進一步包括一個延時器和合并模塊，該判決器中的一個輸出給延時器，然后再與另一個判決器的輸出一起作為合并模塊的輸入。
11.如權利要求10所述的移動臺接收電路，其特征在于，該匹配濾波器的輸入是接收信號和延遲擴譜碼，輸出是解擴后信號，該延遲擴譜碼是擴譜碼矩陣，由移動臺計算。
12.如權利要求10所述的移動臺接收電路，其特征在于，該乘法器的輸入是解擴后信號和相應的信道參數(shù)，該信道參數(shù)由移動臺估計。
13.如權利要求9所述的移動臺接收電路，其特征在于，該兩判決器執(zhí)行如下計算如果判決器輸入信號的實部大于零，則輸出1，如果判決器輸入信號的實部小于零，則輸出-1。
14.一種應用CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法的基站發(fā)射電路，其特征在于，包括兩個下抽樣模塊、與一個下抽樣模塊連接的延時模塊、分別與下抽樣模塊或延時模塊連接的多個擴頻器以及與擴頻器連接的兩個加法器，兩個下抽樣模塊將數(shù)據流抽樣為兩數(shù)據流，其中一數(shù)據流經延時模塊延時后進入擴頻器。
15.如權利要求14所述的基站發(fā)射電路，其特征在于，該延時模塊調整兩數(shù)據流之間的時間差，使該時間差等于兩發(fā)射天線間距為射頻信號波長的10-15倍時的兩數(shù)據流的時間差。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種CDMA系統(tǒng)空時擴譜方法，該發(fā)射信號經下抽樣為奇數(shù)據流和偶數(shù)據流，通過延時模塊調整偶數(shù)據流與奇數(shù)據流之間的時間差，然后用由同一擴譜碼得到的兩個正交擴譜碼擴頻，再由兩天線發(fā)射。接收端，對接收信號分兩路解擴，對得到的第一解擴后信號和第二解擴后信號分別用信道參數(shù)加權，得到第一和第二信道參數(shù)加權信號的合并，將第一和第二信道參數(shù)加權信號的合并與分別進行判決，得到還原數(shù)據。本發(fā)明還提供了應用此方法的移動臺接收電路，利用一根天線，兩路匹配濾波還原奇偶數(shù)據流。采用本發(fā)明，使接收數(shù)據獲得分集增益，提高系統(tǒng)的信息傳輸質量，減化接收電路的設計。
文檔編號H04J13/02GK1564497SQ20041000881
公開日2005年1月12日 申請日期2004年3月12日 優(yōu)先權日2004年3月12日
發(fā)明者肖揚 申請人:北京交通大學