專利名稱：用于將qpsk信號的比特率分配到兩個或多個子信道中的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種通過分隔QPSK信號的頻譜將所述QPSK信號的比特率分配到至少兩個在調制器和解調器中具有限帶濾波器的信道上的方法。
由E.Herter/W.Lrcher的專業(yè)書籍“Nachrichtentechnik(通信技術)”，第五版，由Hanser出版社于1990年出版，第110頁及以下幾頁中，已知了PSK方法的基礎理論，并且描述了PSK調制和解調以及倍頻的實現(xiàn)。這樣可以通過求平方由一個2-PSK信號生成一個載波2fT，此后通過分頻由這個載波得到所期望的載波fT。為此規(guī)定必須總是對于一個N-PSK信號ld(n)md求平方。在求平方時相位角加倍。在對2-PSK進行第一次求平方之后，信號得到了相位角0和360°。但由于這些相位角相同，經(jīng)過第二次求平方的信號的頻譜在相位角加倍之后具有相同方向的值。從頻譜上看這意味著在對原始載波頻率fT進行倍頻時，例如在四倍的fT下，達到了所期望的直線。與準確的零相位相比，其中頻率fT通過分頻得到的參考載波具有延遲n×π2(0...3)]]>的相位。
由IEEE通信年報，第37卷，第5期(1989年五月)，第437至448頁已知了一種方案，可以通過引入第二個正交信號使QPSK的比特率加倍。第447頁上的圖4示出了這樣的信號波形。由于脈沖具有垂直的邊沿，使得帶寬非常大，或者在帶寬受限的情況下失去了正交性，并且出現(xiàn)了符號間干擾(ISI)和信道之間的串擾(S)。在文章的結束，作者D.Saha和G.Birdsall探討了帶寬有限的系統(tǒng)，其中采用了帶寬有限的發(fā)送濾波器P1和P2，以及在接收端的相應的匹配濾波器P1*和P2*(第446頁上的

圖13)。對于QPSK系統(tǒng)的一條支路的比特率1T=2fg]]>(即總共為4fg)被兩次劃分為 從而與QPSK的情況相同。這種配置分別用于正弦載波和余弦載波。作者指出，對于一對P1和P2存在無限多種可能性，并且在第447頁的圖14中給出了三個例子，其中對于單個濾波器P1和P2、以及連接在鏈路中的發(fā)送濾波器和接收濾波器P1P1*和P2P2*沒有相應的脈沖響應，并且不會引起串擾P1P2*。由于濾波器P1為實數(shù)，P2為虛數(shù)，有P1*=P1]]>及P2*=-P2.]]>更精確的研究表明，只能用例子(a)和(b)來實現(xiàn)無符號間干擾和無串擾的條件，根據(jù)圖14的例子(c)不適合滿足該條件。
引入QPSK正交脈沖的第二個用于控制的脈沖、以對正弦載波和余弦載波進行調制的思想還由US 4680777已知。
從根據(jù)IEEE文獻的現(xiàn)有技術出發(fā)，本發(fā)明的任務在于給出一種能夠滿足下列條件的方法沒有符號間干擾(ISI)和信道之間的串擾(S)，并且在實現(xiàn)時相關的無限多種可能性減少為一級濾波器。
所提出的任務由權利要求1中給出的方法通過各個方法步驟的共同作用而解決，將QPSK信號的頻譜分成至少兩個頻帶，通過頻率復用傳輸所述頻帶，并根據(jù)傳遞函數(shù)確定調制器和解調器中的濾波器。
在從屬權利要求中補充給出了具有優(yōu)點的其他方法步驟及其實施方式。
下面以附圖中所示的圖1-17為基礎來分別描述本發(fā)明。
在圖1中再次給出了由本文開始所提到的IEEE文獻已知的正交脈沖波形。
圖2以用于正交載波的發(fā)送支路和接收支路的例子示出了Q2PSK發(fā)送器和接收器的基帶模型，它由IEEE文獻的圖13所得到。在發(fā)送端首先進行串/并轉換，并將轉換后的信號送到兩個濾波器P1和P2。如此被分開的信號在濾波之后被送到一個加法級，用一個余弦載波以及在第二個同樣的支路中用一個正弦載波進行調制，并傳輸?shù)綆в杏嘞液驼医庹{器的接收器。解調后的信號被送到帶有濾波器P1*和P2*的兩個信號支路上，用fT的多倍來進行采樣，并通過閾值判決被判定為數(shù)據(jù)信號。
在圖3中再次給出了由本文開始所提到的IEEE文獻，圖14中可看到的例子。特別是在圖3a、3b和3c中示出了對在圖3中的濾波器對示例a、b、c做出的脈沖響應，并在發(fā)送濾波器之后被劃分，還示出了整個系統(tǒng)的脈沖響應和串擾關系。圖3c表明無符號間干擾(ISI)和串擾(S)的要求沒有被精確滿足。
由這些已知系統(tǒng)出發(fā)，借助于圖4至17來討論本發(fā)明。
為了進行信號分配所采用的濾波器可以是在頻率上相鄰的濾波器(變型A)或者位于相同頻率范圍內的濾波器(變型B)。此外，根據(jù)本發(fā)明的方法解決了雙二進制編碼的應用問題。另外根據(jù)本發(fā)明的方法可以從兩個分信號(Q2PSK)的設計方案擴展到n個分信號(QnPSK)的情況。
此外利用該方法解決了上述雙二進制編碼的應用的問題。通過采用濾波器P2…Pn，通過與一個低通濾波器P1串聯(lián)連接，以及隨后用等距離的正弦和余弦載波進行調制，得到了一個多載波系統(tǒng)。它的實現(xiàn)可以與OFDM(正交頻分復用)的情況相似地通過DFT(離散傅立葉變換)和IDFT(反DFT)來完成。但是相對于OFDM，QnPSK提供了一些優(yōu)點，即更為緊湊的頻譜、更小的波頂因數(shù)、在選頻信道下更小的敏感度，以及關于載波同步的優(yōu)點。
下面首先描述根據(jù)本發(fā)明的Q2PSK系統(tǒng)的設計。
首先根據(jù)圖4，從一個具有帶寬為ωg的實數(shù)的低通信道Hi的QPSK出發(fā)，在圖4中給出了濾波器的信號波形和各個設計步驟。如虛線所示，為了實際實現(xiàn)，低通信道Hi可以通過一個ωg的奈奎斯特邊沿加以改變，但不會在 的多倍處在脈沖響應的過零點發(fā)生改變，如上面的第一行的圖中以及旁邊的脈沖響應所示。由于在P1和P2支路中(圖2或圖7或圖8)以一半比特率 傳輸，可以為P12采用具有一半帶寬的低通(圖4中的第二行)。在圖4中，在 處P12已經(jīng)通過一個奈奎斯特邊沿得到了補償。相應脈沖響應的零點相應位于 的多倍處(在圖4中右側的行1示出)，如果構造P2P2*=Hi-P12,]]>則對應于P2m=P2P12]]>的脈沖響應的零點同樣位于 這樣可以通過該信道同樣以比特率 來傳輸。由圖4中的第二個步驟可知，P2P2*在 時具有與P12相同的奈奎斯特邊沿，使得P12+P2P2*=1]]>在該區(qū)域內。
將PSK信號劃分為實數(shù)的P1和純虛數(shù)的P2可以通過在P2時引入平方根符號 和相應的符號很容易地實現(xiàn)，從而求得所期望的脈沖波形對P1和P2。就脈沖P1和P2而言，它們是在濾波器P1和P2的輸出端處可獲得的脈沖，同樣的情況也適用于P1*和P2*。如采用了根據(jù)本發(fā)明的方法，則不會出現(xiàn)由P1P2*或P2P1*所產(chǎn)生的串擾。這在圖4的下部詳細描述并加以證明。在 時通過相同的奈奎斯特邊沿得到一個串擾頻譜，它相對于 對稱，且相對于ω＝0點對稱。由于P1和P2具有正交的載波(具有90°相差)，人們也可以將這種串擾稱為正交串擾。對該頻譜相應具有一個脈沖響應，它在 的多倍處具有零點，從而在有效信號的采樣點處不會產(chǎn)生干擾。這可以通過下列方式來驗證P1P2*可以通過用 對實頻譜R(ω)進行變換來加以考慮。通過這種正弦載波，在相應時間信號中在 的多倍處產(chǎn)生了零點。濾波器的這種相鄰排列方式被稱為變型A。
在圖4的下部進一步示出了一種特殊情況。如果奈奎斯特邊沿垂直走向，則兩個傳輸信道通過頻分復用被分隔開，這可以從最后一幅圖中看到。但是P2的垂直邊沿的實現(xiàn)在臨界頻率ωg時會產(chǎn)生干擾。從Hi的一個奈奎斯特邊沿出發(fā)，如圖5所示，其中為避免串擾(S)給出了條件，在P2m=P2P2*]]>時也能得到在ωg處的奈奎斯特邊沿。該邊沿一直延伸到ωg之下的區(qū)域中。為了避免串擾(S)，在這種情況下允許P1不落入到這個奈奎斯特邊沿的區(qū)域內。
從而確保了兩個信道通過頻分復用被分開，但在 時兩個信道的奈奎斯特邊沿可以重疊，而不會產(chǎn)生串擾(S)。
圖5給出了避免在PSK信號之間產(chǎn)生串擾(S)的條件。可以看到，當相應選擇了附加的奈奎斯特邊沿Pa時，圖3a也可以解釋為本發(fā)明所述方法的一種特殊情況。
但問題是圖3a中已知的例子是否是適當?shù)模驗閮蓚€信道占用了整個帶寬。在功率受限的傳輸信道的情況下，在根據(jù)圖3a的例子中以及在圖3b所示的對應于本發(fā)明所述方法的濾波器對的例子中(并且很顯然也適用于在 時具有奈奎斯特邊沿的所有其他信道)，信噪比 是相等的。如在IEEE的現(xiàn)有技術中所規(guī)定的，當劃分為在 時具有重疊的奈奎斯特邊沿的下部和上部頻率范圍時，濾波器對P1和P2與系數(shù) 相乘，以像QPSK那樣使 相等。峰值幅值比圖3a中的例子要小，這在幅值受限的信道中帶來增益，從而證明了圖3a中的例子是不適合的。然而在變型A的多載波系統(tǒng)上進行擴展會產(chǎn)生增益。在滾降因數(shù)r＝0時這種增益為3dB。圖3a中具有較大峰值幅值的例子與一個變型B的多載波系統(tǒng)相對應。為了實現(xiàn)，圖3a的例子必須從垂直的邊沿解放出來。這在不出現(xiàn)ISI和/或S的情況下是不可能的。
圖6示出了一種可行的實現(xiàn)信號P1和P2的濾波、而不會對多載波系統(tǒng)(變型B)產(chǎn)生串擾和過渡的方法。
在例子d中，P1包含一個在ωg處的方根-奈奎斯特邊沿，P2包含在 和 處的方根-奈奎斯特邊沿。從而使串擾為零，因為P1P2*的頻譜相對于 對稱，并且相對于ω＝0點對稱(同時參見圖4下部)。其中P12和P2m具有意義地通過解調轉換為基帶信號。對于避免串擾重要的是，P2在P1的范圍內相對于 對稱。
例子e表示，P1和P2在該區(qū)域內也可以在數(shù)值上相等。可以在頻分復用中引入具有相同邊沿的其他信道。通過這種方式實現(xiàn)了多載波系統(tǒng)。為了不出現(xiàn)串擾，各信道必須在頻率上分隔開，即首先不允許出現(xiàn)例子f中所示的重疊。
根據(jù)例子g，方根-奈奎斯特邊沿也可以在頻率上重疊。但是除了正交串擾外還會出現(xiàn)同相串擾，這可以通過與偏移量相鄰的信道在一半比特周期內在采樣時間點調整為零(OQPSK)。
這種在同一頻率范圍內的濾波器結構被稱為變型B。與變型A不同的是，對于整個比特率不具有優(yōu)點，像圖3a所述的那樣，它對應于變型B。每個信道(實信道和虛信道)中的濾波器形成了一個希爾伯特對，如由IEEE文獻所知的那樣。在借助于調制的實現(xiàn)過程中，建議用載波變換到通頻帶中點(雙邊帶傳輸)。變型B通過[4]和[5]作為多載波系統(tǒng)為人所知。
雙二進制傳輸?shù)臄U展根據(jù)本發(fā)明，在考慮到出現(xiàn)部分響應信號的情況下對部分響應或雙二進制傳輸?shù)臄U展是非常簡單的?？芍氖?，在圖7上部所示的余弦波峰信道HC(ω)傳送一個相應的脈沖響應。通過這個余弦波峰信道，像在理想低通的情況下那樣用比特率2fg來傳輸。如圖7所示，其脈沖響應可表示為一個理想低通的兩個與因數(shù) 相乘的脈沖響應，這兩個脈沖響應之間在時間上相差 即正弦函數(shù)的零點間距。因此這個與HC(ω)相應的脈沖響應也是間距為 的零點，如框圖下部的圖表所示。實際上不是傳輸對應于一個比特的狄拉克脈沖δ(t)，而是傳輸相互間隔為 的兩個狄拉克脈沖。在接收器處再以 的間隔進行采樣，但是相對于理想低通相差 由此根據(jù)圖7在脈沖響應VPR+的 處得到了值 在其他的正、負脈沖響應之后，其采樣值發(fā)生重疊。即出現(xiàn)了值0，+1和-1。值0意味著該比特相對于先前的過程發(fā)生了改變。通過一種已知的預編碼，可以通過全波整流再將-1應用到+1中，以進行閾值為0.5的二進制判別，變換為0或1。但是在3dB時干擾間隔受到損害。然而反過來提供了這樣的優(yōu)點，即HC(ω)不必像理想低通那樣具有垂直的邊沿。3dB的損耗可通過維特比譯碼來避免。
圖7再次給出了部分響應(雙二進制編碼)，由圖7還可看到，也可以將理想低通的相差 的脈沖響應進行相減。此時相應的脈沖響應VPR_具有采樣值 和 與脈沖響應的相減對應的是下列傳遞函數(shù)HS(ω)=jsinπ2ωωg,-ω≤ω≤ωg]]>上述求值過程可以像在標準雙二進制信號情況下那樣通過發(fā)送端的預編碼和接收端的全波整流來實現(xiàn)。在這一方法步驟中，在預編碼時應取消比特倒置，這樣就不會出現(xiàn)負的比特序列。這種改進了的雙二進制編碼對于下列步驟是很重要的。在Q2PSK中每個信道用一半比特率fg來傳輸。相應地，部分響應濾波器HPR(圖7)必須被設置為ωg，而不是 即它變?yōu)門=12fg,]]>如圖8上部所示出的?？驁D的上部示出了部分響應濾波器必須分別串接在接收端之后。對于一種匹配濾波器配置，它可以作為 在發(fā)送端和接收端被劃分(圖8下部)。然而這在HS的情況下(圖8上部右側)只能適用于數(shù)值。在圖8右側，在圖表中繪出了傳遞函數(shù)HC和HS。HC不適用于Q2PSK，因為它導致了 時的符號改變，并且在接收端必須從|ω|>ωg2]]>開始設置一個反相的濾波器。然而與此相反可以很容易且簡單地實現(xiàn)|HS(ω)|=sinπ|ω|ωg.]]>這一函數(shù)既用在發(fā)送端也用在接收端。此外還(例如在接收端)設置了一個傳遞函數(shù)為HH(ω)＝jsign(ω)的希爾伯特濾波器，以能夠從一個實數(shù)傳遞函數(shù)導出一個虛數(shù)傳遞函數(shù)，并且進行相反的推導。在濾波器的實現(xiàn)過程中，通過調制從一個余弦載波得到一個正弦載波，并進行相反的轉換，這在圖9中對圖3a的例子進行了表示，因為這一例子是非常清楚明了的。
在圖9中再現(xiàn)了一個部分響應系統(tǒng)，在圖9上部示出了在一個響應系統(tǒng)的整體中的各個濾波器。在P1和P2形成了一個希爾伯特對的情況下，當希爾伯特對由P1*和P2*組成時，P1*和P2*在接收端簡單地交換位置。從而不會產(chǎn)生干擾間隔損耗，因為噪聲功率和有效信號采樣值的幅值保持不變。
下面描述了通過調制和解調以及轉換到QnPSK的實現(xiàn)過程。
當P1是一個低通時，相反P2是一個帶通。P2P2*相應的脈沖響應比P12相應的脈沖響應頻率高得多，如圖3b-3c的例子中所示。在帶通P2P2*中能夠以fg的比特率來傳輸。在通過調制實現(xiàn)帶通P2的情況下，載波不允許位于P2的通頻帶中點(這對應于雙邊帶調制)，而是必須用剩余邊帶調制來工作。這是相對于變型B的區(qū)別，在變型B中采用了雙邊帶調制。
圖10的上部示出了通過對P2的調制和接收端解調以轉換到QnPSK來實現(xiàn)P2的過程，其中通過將P1頻率轉換為P2生成了一個 和ωg之間的下邊帶。從而在ωg處得到了一個奈奎斯特邊沿，在ωg處用一個方根-奈奎斯特濾波器來濾波，并得到了P2。在ωg處的奈奎斯特邊沿在原理上可以與 處的邊沿不同。
在圖10的中間部分(接收器輸入端)示出了P2如何在低通范圍內被解調。首先像在調制時那樣，信號通過同一方根-奈奎斯特低通被發(fā)送。由此在ωg處實現(xiàn)了一個奈奎斯特邊沿。通過解調和用P1實現(xiàn)的低通濾波，得到了所希望的傳遞函數(shù)P12，通過該傳遞函數(shù)可以用比特率fg來傳輸。重要的是，解調載波位于方根-奈奎斯特邊沿上。所述濾波器也可以是高通或帶通濾波器。帶通濾波器可以在不同頻率下通過多相濾波器很容易地實現(xiàn)。在解調之后僅需要一個簡單的濾波器來抑制雙倍載頻分量。這種用多相濾波器實現(xiàn)的解調在多載波系統(tǒng)的情況下是具有優(yōu)點的。
接收端的方根-奈奎斯特濾波器用于在頻率轉換之后在ω＝0處產(chǎn)生奈奎斯特邊沿，它在ω＝0的情況下加到一個常數(shù)值上。但是這種濾波器也可以與接收濾波器相結合，如圖10的下部“濾波器的組合”中所示。如果沒有接收端濾波，則方根-奈奎斯特邊沿在ω＝0處被加到一個最大值為 的峰值上。然而通過一個在方根-奈奎斯特邊沿的區(qū)域內在ω＝0處反轉的接收濾波器P1E，可以對這種情況進行矯正。
在多載波系統(tǒng)中，在變型A中實信道和虛信道交替?zhèn)鬏?。為了對實信道進行調制和解調，符合目的的是用cosωgt進行變換。其中應在一個中間頻率之上實現(xiàn)轉換，以使每個信道的方根-奈奎斯特濾波器 能夠相等。信道的轉換顯然也可以在高頻范圍內實現(xiàn)，而不必與兩個正交載波進行再一次的轉換。即在這種情況下完全省去了正交載波(多載波系統(tǒng))。
將傳輸信道Hi分配到兩個頻率范圍上的原理可以進一步擴展到更多的頻率范圍。圖11示出了三個信道的圖示，其中在分離點處沒有奈奎斯特邊沿。中間的濾波器P2m分解成P2。這樣在信道1和2之間以及信道2和3之間又出現(xiàn)了串擾。此外在信道1和3之間沒有串擾，因為這兩個信道在頻率上是分開的，使得它們的奈奎斯特邊沿不會相互重疊。這種方法可以擴展到n個信道，這樣得到一個基帶系統(tǒng)，它必須給到余弦和正弦載波上。
圖12示出了到QnPSK的過渡以及整個頻譜Hg(ω)，其中純虛數(shù)的頻譜用虛線來表示。部分信號用0和1進行二進制調制。余弦支路中的數(shù)據(jù)用dc1，.dc2…來表示，正弦支路中的數(shù)據(jù)用ds1，.ds2…來表示。
由于載頻是等距的，可以用IDFT實現(xiàn)調制，用DFT實現(xiàn)解調。
這里相對于OFDM得到了以下優(yōu)點●允許相鄰信道重疊，而不會產(chǎn)生串擾，因為在變型A中始終有一個純實數(shù)的頻譜與一個純虛數(shù)的頻譜在對稱邊沿發(fā)生重疊。
●在OFDM中載波必須非常精確地位于由矩形脈沖采樣產(chǎn)生的si頻譜的過零位置中，而這在此處沒有嚴格要求。
●頻譜非常緊密而且沒有si尾部。
●波峰因數(shù)很小，因為并非傳輸經(jīng)過采樣的正弦和余弦震蕩，而是傳輸減弱的脈沖。
●發(fā)送信號的功率密度譜是恒定的，因為相鄰信道的功率密度譜由于奈奎斯特邊沿而補充為一個恒定的數(shù)值。
在變型B中，基本上在解調和濾波之后，在基帶中(如圖13的上部所示，它示出了信道內正交串擾(IKQS))，除了由上部和下部的相鄰信道所引起的串擾之外，還會出現(xiàn)由在相同頻帶內以90°相差傳輸?shù)男诺浪鸬拇當_，即5重串擾。但是在無干擾的傳輸信道中這種串擾被完全補償，為此必要時可采用一個校正器。這種串擾被稱為信道內正交串擾(IKQS)。
在變型A中(如圖13下部所示)還由于剩余邊帶邊沿(RSB邊沿)處的重疊出現(xiàn)了IKQS，即2重串擾，它只有在無干擾的傳輸中才能得到補償。然而它比變型B中的情況小得多，因此出于這種考慮，在特定應用中(DAB，DVB-T，移動無線電)變型A更適合用于選頻信道。
在圖10中以及在圖12中，在載頻ωg處的RSB邊沿以及在更低的頻率 處的其他邊沿都相同。但是如圖14的上部所示，也可以具有優(yōu)點地使RSB邊沿變得陡峭得多(在用 進行濾波、用ωo進行解調、以及方根-奈奎斯特濾波之后的滾降rT)。當rT＝0時得到單邊帶調制。由此原理上可以使IKQS任意地小。在ωu處的方根-奈奎斯特邊沿在解調和相應的方根-奈奎斯特濾波之后用滾降r得到基帶內的奈奎斯特邊沿。為了使ωo和ωu處的兩個邊沿不發(fā)生重疊，必須有r+rT≤1。圖14示出了在多載波傳輸時是如何具有優(yōu)點地設置信道的。在變型A中IKQS減小。圖中示出了發(fā)送頻譜S(ω)。
在圖15中示出了對于兩個變型A和B在發(fā)送頻譜S(ω)的例子處的雙二進制多載波傳輸。變型B作為多載波系統(tǒng)，由IEEE通信學報COM-15，第6期(1981年七月)，第982-989頁，以另外一個解決方案已知。根據(jù)這種已知的電路，通過發(fā)送端和接收端上的濾波器，將2L個基帶數(shù)據(jù)用等距的正弦和余弦載波在頻率為fk(k＝1…L)的雙邊帶調制中直接轉換到高頻范圍內。頻譜在奈奎斯特邊沿或方根-奈奎斯特邊沿處發(fā)生重疊。在接收端用同樣的載波進行解調。其中同樣得到了串擾脈沖，但是是兩個不同的串擾脈沖，即根據(jù)本發(fā)明在采樣時間點具有零點的正交S(串擾)，以及在奈奎斯特邊沿附近具有對稱頻譜的同相S(串擾)。相應的時間信號與余弦相乘，并且其零點相差半個比特周期。
對于上部和下部RSB(在載波之下或之上的邊沿)的發(fā)送端RSB濾波器的實現(xiàn)最好在基帶內用后續(xù)的調制來完成。后面所示的是對于具有滾降rT的方根-奈奎斯特邊沿的情況。
根據(jù)圖16，給出了發(fā)送端RSB濾波的實現(xiàn)，其中移動到基帶內的RSB濾波器被拆分成偶分量Hg(jω)和奇分量Hu(jω)。奇分量與j相乘(與jHu(jω)相對應的還有一個實數(shù)的時間函數(shù))。在此之后用余弦載波和正弦載波來完成轉換。這兩個分量被相加或者相減，并得到了圖16所示的在下部或上部的頻帶末端處具有RSB邊沿的RSB濾波器。
如果如圖15中所示設計其他邊沿以及方根-奈奎斯特邊沿(滾降r)，可以省去如圖10所示的用P1進行的接收端濾波，并通過對解調中出現(xiàn)的較高的頻率分量進行簡單的低通抑制來完成。兩個低通濾波器Hg(jω)和jHu(jω)可以根據(jù)其脈沖響應作為FIR濾波器來實現(xiàn)。
所實現(xiàn)的傳遞函數(shù)是實數(shù)。對于虛數(shù)的傳遞函數(shù)，如在變型A中在兩個信道中的每個信道中得到的，需要將余弦和正弦載波進行交換。這在圖16的下部示出。
如已經(jīng)描述的，實頻譜和虛頻譜在接收端發(fā)生重疊。圖10必須用一個方根-奈奎斯特濾波器來進行濾波。通過補償不可能實現(xiàn)抑制。
根據(jù)圖15，對于變型A選擇單邊帶調制用于產(chǎn)生余弦信道，這需要具有垂直邊沿的濾波器。雙二進制多載波傳輸借助于發(fā)送頻譜S(ω)來表示。下面的描述表明這并非是必須的。
根據(jù)圖17，給出了邊沿H(ω)的相加(即17a)加到1，17b)加到HC(ω))，鏡像對稱的奈奎斯特邊沿被加到數(shù)值1。這可以很容易地表示。奈奎斯特邊沿可以寫為H(ω)＝0.5+U(ω)。
U(ω)是一個特征為U(0)＝0且U(ωχ)＝0.5的奇函數(shù)。例如在余弦滾降中U(ω)=0.5sinπ2ωωχ,-ωχ≤ω≤ωχ.]]>從而有H(ω)+H(ω)＝1，ωχ＝rT·ωg。如果邊沿不是加到1，而如圖7的右側所示加到HC，則在載頻中不允許使用奈奎斯特邊沿。必須有H(ω)+H(-ω)=Hc(ω)=cosπ2ωωg.]]>邊沿H(ω)可以通過式子H(ω)=χ1cosπ2ωωg+χ2U(ω)]]>來確定。將等式(5)代入到等式(4)中得到χ1＝0.5。
如果有意地希望H(-ω)＝0，且H(ωχ)=HC(ωχ)=cosπ2ωχωg,]]>則按照ω2=cosπ2ωχωg.]]>對于余弦滾降得到H(ω)=0.5(cosπ2ωωg+cos(π2ωχωg)·sinπ2ωωχ),-ωχ≤ω≤ωχ.]]>由此在變型A中可以避免垂直的邊沿，并且相鄰的信道可以重疊。重疊越大，顯然IKQS越大。值得注意的是，現(xiàn)在當ωχ＝ωg時變型A過渡為變型B。
這種做法并不局限于余弦函數(shù)，而是可以應用于其他的函數(shù)。
權利要求
1.通過分隔QPSK信號的頻譜將QPSK信號的比特率分配到至少兩個在調制器和解調器中具有限帶濾波器的信道上的方法，其特征在于以下特征-借助于具有特定帶寬(ωg)的發(fā)送器的解調器中的一個理想低通(Hi)對QPSK信號信號進行濾波；-通過特定帶寬(ωg)處的奈奎斯特邊沿來改變帶寬，而不改變 或 的多倍處的脈沖響應的過零點；-通過至少兩個濾波器支路(P1P1*；P2P2*)，借助于形成脈沖成形器對的濾波器(P1*和P2*)，將經(jīng)過預先濾波的QPSK信號分隔成至少一個純實數(shù)頻譜(P1)或純實數(shù)信道以及至少一個純虛數(shù)頻譜(P2)或純虛數(shù)信道，其中在濾波器支路中分隔開的QPSK信號以一半比特率 來傳輸，-分隔開的QPSK信號分別用一個正弦或余弦載波來調制；-用解調器將如此得到的信號傳輸?shù)浇邮掌鳎?借助于具有一個純實數(shù)的傳遞函數(shù)(P1*)和一個純虛數(shù)的傳遞函數(shù)(P2*)的至少兩個濾波器支路，通過至少兩個濾波器支路(P1P1*；P2P2*)，利用形成脈沖成形器對的濾波器(P1*和P2*)，將接收到的信號分隔成至少兩個純實數(shù)的頻譜(P1)和至少一個純虛數(shù)的頻譜(P2)，其中在濾波器支路中被分隔開的信號以一半比特率 來傳輸；-通過用正弦或余弦載波對QPSK信號的調制來進行解調。
2.如以上權利要求1所述的方法，其特征在于，在兩個濾波器信道(P1，P2以及P1*，P2*)中的脈沖響應的零點位于 的多倍處，并且傳輸?shù)谋忍芈史謩e位于 處。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于，在帶有平方根符號的解調器中的純虛數(shù)傳遞函數(shù)(P2)由理想低通信道的奈奎斯特邊沿并通過符號改變(-)來產(chǎn)生。
4.如以上權利要求中任一項所述的方法，其特征在于，在ωg處有一個陡峭的奈奎斯特邊沿。
5.如權利要求4所述的方法，其特征在于，在分配到上和下頻率范圍內之后，濾波器對的脈沖響應在重疊的奈奎斯特邊沿處在 處與因數(shù) 相乘。
6.如以上權利要求中任一項所述的方法，其特征在于，為了擴展到多載波系統(tǒng)，在解調器端實數(shù)和虛數(shù)頻譜通過一個低通濾波器(P1)和后續(xù)的調制以等距的余弦載波和正弦載波來實現(xiàn)。
7.如權利要求1或6所述的方法，其特征在于，為了擴展到多載波系統(tǒng)，調制器和/或解調器中的濾波器支路(P1)在ωg處具有一個方根-奈奎斯特邊沿，而第二個濾波器支路(P2)在 和/或 處具有一個方根-奈奎斯特邊沿，其中濾波器支路(P2)的脈沖響應在濾波器支路(P1)的區(qū)域內相對于 對稱。
8.如以上權利要求中任一項所述的方法，其特征在于，通過余弦波峰信道(HC(ω))以理想低通的2fg比特率傳送的脈沖響應被定義為兩個與因數(shù) 相乘的理想低通的脈沖響應，它們相互之間在時間上相差 解調器中的脈沖響應以 的間隔被采樣，且相對于理想低通實現(xiàn) 的偏差，其中余弦波峰信道(HC(ω))不具有像理想低通那樣的垂直邊沿(雙二進制傳輸)。
9.如權利要求8所述的方法，其特征在于，在采用預編碼和全波整流的雙二進制傳輸中出現(xiàn)的3dB的損耗通過維特比譯碼來避免。
10.如權利要求7、8或9所述的方法，其特征在于，發(fā)送端和/或接收端引入下列函數(shù)|HS(ω)|=sinπ|ω|ωg,]]>其中在實現(xiàn)濾波器時通過調制由一個余弦載波推導出一個正弦載波，或者進行相反的推導，以實現(xiàn)一個實數(shù)的傳遞函數(shù)和一個虛數(shù)的傳遞函數(shù)。
11.如以上權利要求中任一項所述的方法，其特征在于，在發(fā)送端由濾波器(P1和P2)產(chǎn)生的采樣樣本形成一個希爾伯特對，并且在接收端，接收端濾波器(P1*和P2*)的采樣樣本交換位置。
12.如權利要求7至11中任一項所述的方法，其特征在于，濾波器(P1)是一個方根-正弦頻率特性在-ωg…ωg范圍內的濾波器，濾波器(P2)通過與jsign(ω)相乘來實現(xiàn)，并且接收濾波器與發(fā)送濾波器相對應，但是經(jīng)過了互換。
13.如權利要求7至12中任一項所述的方法，其特征在于，在第一個濾波器支路中設置了一個低通(P1)，在第二個濾波器支路中設置了一個帶通(P2)，并且濾波器支路(P2·P2*)中的脈沖響應比對應于低通支路的乘積P12的脈沖響應頻率更高。
14.如權利要求7、8或13所述的方法，其特征在于，在第二個濾波器支路中的帶通(P2)通過調制來實現(xiàn)，并且載波位于帶通的通頻帶中點之外，它根據(jù)剩余邊帶調制來工作。
15.如權利要求14所述的方法，其特征在于，剩余邊帶的上部通過頻率轉換從第一個濾波器支路中的濾波器(P1)的中部獲得，作為第二個濾波器支路中的濾波器(P2)的信號，并產(chǎn)生 和ω之間的下部邊帶，該信號在ωg處具有奈奎斯特邊沿，它用方根-奈奎斯特濾波器在ωg處被濾波。
16.如權利要求7或8所述的方法，其特征在于，在多載波系統(tǒng)中，實信道和虛信道交替?zhèn)鬏?，并且這通過用余弦載波和正弦載波進行剩余邊帶調制來實現(xiàn)，傳輸信道的分配在多個頻率范圍上實現(xiàn)。
17.如權利要求16所述的方法，其特征在于，奈奎斯特邊沿在載頻處任意減小，以減小信道內正交串擾。
18.如權利要求1所述的方法，其特征在于，在借助于余弦載波和正弦載波實現(xiàn)轉換之前，發(fā)送端剩余邊帶濾波器被移到基帶中，該信號被分解為一個偶分量(Hg(jω))和一個奇分量(Hu(jω))，并且奇分量(Hu(jω))與j相乘(jHu(jω))，以重新生成一個實數(shù)的時間函數(shù)，并且這兩個分量被相加或相減。
19.如權利要求18所述的方法，其特征在于，偶分量(Hu(jω))的邊沿被設計為方根-奈奎斯特邊沿，并且在接收端，在解調時出現(xiàn)的較高的頻率分量通過簡單的低通濾波器得到抑制。
20.如權利要求18所述的方法，其特征在于，為了實現(xiàn)虛數(shù)的傳遞函數(shù)，將余弦載波和正弦載波交換。
21.用于傳輸Q2PSK或QnPSK信號的發(fā)送器，具有用于根據(jù)權利要求1或權利要求2至12中任一項對QPSK信號進行濾波、分隔以及調制的電路。
22.接收器，具有用于接收、處理和重新獲得根據(jù)權利要求1或權利要求2至12中任一項所述的發(fā)送方法步驟所生成的QPSK信號的解調器。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種通過分隔QPSK信號的頻譜將QPSK信號的比特率分配到至少兩個在調制器和解調器中具有限帶濾波器的信道上的方法。經(jīng)過預先濾波的QPSK信號在發(fā)送端被分成至少一個實頻譜和至少一個虛頻譜，并以頻分復用進行傳輸，并且在發(fā)送器的調制器和接收器的解調器中的濾波器根據(jù)傳遞函數(shù)來確定。
文檔編號H04L25/03GK1672378SQ03817783
公開日2005年9月21日 申請日期2003年7月29日 優(yōu)先權日2002年7月31日
發(fā)明者韋爾穆特·舒恩克, 基什拜爾·杜舒?zhèn)?申請人:聯(lián)合企業(yè)股份有限公司和無線電產(chǎn)業(yè)保護兩合公司