專(zhuān)利名稱：Ofdm信號(hào)的幀同步和頻率同步方法以及發(fā)送ofdm信號(hào)的方法
現(xiàn)有技術(shù)本發(fā)明涉及如獨(dú)立權(quán)利要求所述的、OFDM信號(hào)的幀同步和頻率同步方法，以及涉及發(fā)送OFDM信號(hào)的方法。
在世界聯(lián)合的范圍內(nèi)(DRM-全世界數(shù)字無(wú)線電)，給30MHz以下的頻率范圍開(kāi)發(fā)了一種新型的數(shù)字廣播傳輸標(biāo)準(zhǔn)。作為調(diào)制方法，此處應(yīng)該采用多載波方法OFDM(正交頻率多路復(fù)用)(準(zhǔn)確地說(shuō)是應(yīng)該采用相干的OFDM傳輸方法)。OFDM信號(hào)由OFDM符號(hào)組成，該OFDM符號(hào)又分別包含有子載波符號(hào)。在發(fā)射側(cè)預(yù)給定的子載波符號(hào)被構(gòu)造為導(dǎo)頻，使得接收側(cè)由此能夠?qū)崿F(xiàn)信道估測(cè)。在此，導(dǎo)頻沿著時(shí)間和頻率方向被分配到子載波上。
本發(fā)明優(yōu)點(diǎn)本發(fā)明具有如獨(dú)立權(quán)利要求所述的特征的OFDM信號(hào)的幀同步和頻率同步的方法以及OFDM信號(hào)的發(fā)送方法具有的優(yōu)點(diǎn)是，無(wú)論如何都存在的導(dǎo)頻此時(shí)還可以在接收側(cè)用于幀同步和頻率同步，其方式是，在發(fā)射側(cè)給導(dǎo)頻施加一個(gè)在幀內(nèi)為唯一的導(dǎo)頻相位分布(Pilotphasenprofil)。于是，通過(guò)其導(dǎo)頻相位分布可以區(qū)分一個(gè)幀的每個(gè)OFDM符號(hào)。從而把導(dǎo)頻用于另外的目的，而且無(wú)須為頻率同步和幀同步提供附加的傳輸容量。
此外，本發(fā)明幀同步和頻率同步的方法的特征還在于相對(duì)于不良的傳播和接收條件具有高的魯棒性。該魯棒性可以通過(guò)以下方式提高，即為幀同步和頻率同步而采用一個(gè)傳輸幀的多個(gè)(不同的)導(dǎo)頻相位分布。另外，根據(jù)本發(fā)明也已可以在一個(gè)傳輸幀內(nèi)執(zhí)行頻率同步和幀同步。也即，OFDM符號(hào)在DRM(全世界數(shù)字無(wú)線電)中被劃分成傳輸幀。
另外，有利的是，通過(guò)利用分布式的導(dǎo)頻可以為粗略的頻率估測(cè)實(shí)現(xiàn)大的捕獲范圍。利用導(dǎo)頻相位度量，可以明確地檢測(cè)大于半個(gè)信號(hào)帶寬的頻移。下面利用導(dǎo)頻相位度量來(lái)稱呼以下的計(jì)算規(guī)則，即該計(jì)算規(guī)則被用來(lái)在接收側(cè)將導(dǎo)頻相位分布與接收的子載波或子載波符號(hào)進(jìn)行比較。概念“子載波”和“子載波符號(hào)”在下面被用作為同義詞。
通過(guò)從屬權(quán)利要求所列舉的措施和改進(jìn)方案，可以有利地改善在獨(dú)立權(quán)利要求中所給出的OFDM信號(hào)的幀同步和頻率同步方法以及OFDM信號(hào)發(fā)送方法。
此外有利的是，只有在OFDM解調(diào)器(DFT單元)之后才將接收的子載波符號(hào)與存儲(chǔ)的導(dǎo)頻相位分布進(jìn)行比較，因?yàn)槔迷摲绞娇梢圆捎迷S多導(dǎo)頻子載波用于同步的目的，其中所述的導(dǎo)頻子載波的主要任務(wù)是信道估測(cè)。出于該原因，必須預(yù)先正確地布置OFDM解調(diào)窗口，也即執(zhí)行粗略的時(shí)間同步。為了達(dá)到粗略的時(shí)間同步，優(yōu)選地借助自相關(guān)搜尋所接收的OFDM信號(hào)內(nèi)的保護(hù)時(shí)間間隔。利用同樣的方法也可以實(shí)現(xiàn)估測(cè)精細(xì)的頻移。但為了正確地解調(diào)有用數(shù)據(jù)，也必須確定粗略的頻移、也即整數(shù)倍的子載波間隔和幀開(kāi)始。這是利用本發(fā)明方法實(shí)現(xiàn)的。
有利的是，通過(guò)互相關(guān)來(lái)執(zhí)行接收側(cè)被劃分的導(dǎo)頻相位分布與子載波符號(hào)的比較，并且計(jì)算該互相關(guān)的結(jié)果以確定幀同步和頻率同步。該計(jì)算譬如可以通過(guò)主瓣-旁瓣最大值比或通過(guò)質(zhì)量因數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)。
另外有利的是，通過(guò)偽隨機(jī)序列或通過(guò)確定性的函數(shù)來(lái)確定所述幀同步和頻率同步所需要的導(dǎo)頻相位分布。于是，該函數(shù)象偽隨機(jī)序列一樣在接收側(cè)和發(fā)射側(cè)也是已知的。
另外有利的是，所述的導(dǎo)頻被均勻地分布在OFDM符號(hào)內(nèi)，以便達(dá)到高的魯棒性和為信道估測(cè)實(shí)現(xiàn)導(dǎo)頻的最佳布置。
另外一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于，所述的幀同步和頻率同步方法相對(duì)于噪聲干擾具有高的魯棒性。通過(guò)采用許多導(dǎo)頻子載波在計(jì)算導(dǎo)頻相位度量時(shí)實(shí)現(xiàn)該魯棒性。
最后還優(yōu)選地提供了用于執(zhí)行本發(fā)明方法的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)。
附圖本發(fā)明的實(shí)施例在附圖中給出，并在以下的說(shuō)明中詳細(xì)講述它。其中

圖1示出了整個(gè)傳輸系統(tǒng)的框圖；圖2示出了用于導(dǎo)頻相位度量的框圖；圖3示出了用于發(fā)送OFDM信號(hào)的本發(fā)明方法的流程圖；圖4示出了導(dǎo)頻在OFDM符號(hào)內(nèi)的分布；圖5示出了用于不同OFDM符號(hào)的導(dǎo)頻相位度量；以及圖6示出了用于多個(gè)DRM幀的主瓣-旁瓣最大值比。
說(shuō)明基于困難的波傳播條件，特別是在短波的情況下，對(duì)所采用的同步算法必須要求有高的魯棒性。測(cè)定和補(bǔ)償頻移以及找出幀的開(kāi)始都是必要的條件，以便保證數(shù)字廣播節(jié)目的接收。由于小的信道帶寬以及由此所帶來(lái)的低數(shù)據(jù)速率，不能采用完全的OFDM導(dǎo)頻符號(hào)用于同步的目的。同樣，為了對(duì)有用數(shù)據(jù)正確地解調(diào)，必須對(duì)傳輸信道進(jìn)行最新的信道估測(cè)。
因此根據(jù)本發(fā)明在發(fā)射側(cè)施加了一個(gè)導(dǎo)頻相位分布，以至于在接收側(cè)能進(jìn)行幀同步和頻率同步。采用本發(fā)明的方法尤其對(duì)數(shù)字調(diào)幅(AM廣播傳輸)是有意義的，因?yàn)樵谠搼?yīng)用中凈比特率較小。
圖1示出了整個(gè)傳輸系統(tǒng)的框圖。作為數(shù)據(jù)源有音頻編碼器1、附加數(shù)據(jù)2以及控制數(shù)據(jù)3。它們分別通過(guò)編碼器4、5和6進(jìn)行編碼。如此被編碼的音頻數(shù)據(jù)和附加數(shù)據(jù)隨后在框8和7內(nèi)進(jìn)行時(shí)間上的加擾(交織)。然后，多路復(fù)用器9把音頻數(shù)據(jù)、附加數(shù)據(jù)和控制數(shù)據(jù)組合成一個(gè)數(shù)據(jù)流，該數(shù)據(jù)流在框10內(nèi)進(jìn)行頻率交織，以及在框11內(nèi)進(jìn)行離散的傅立葉逆變換。由此實(shí)現(xiàn)OFDM調(diào)制?？?1由此也被稱為OFDM調(diào)制器。在OFDM調(diào)制器11內(nèi)，從存儲(chǔ)器30中給數(shù)據(jù)流添加所述的具有導(dǎo)頻相位分布的導(dǎo)頻。然后在框12內(nèi)把如此形成的OFDM信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)。在框13內(nèi)進(jìn)行發(fā)射放大，并利用天線把廣播信號(hào)輻射出去。
然后，OFDM信號(hào)通過(guò)無(wú)線信道14到達(dá)接收機(jī)，也即到達(dá)框15內(nèi)，在該框15內(nèi)具有天線和高頻接收機(jī)。所接收的信號(hào)隨后在模數(shù)變換器16內(nèi)進(jìn)行數(shù)字化。如此獲得的采樣值此時(shí)在框17內(nèi)進(jìn)行快速傅立葉變換(OFDM解調(diào))。在此，本發(fā)明的同步也通過(guò)框18實(shí)現(xiàn)。在框19內(nèi)對(duì)數(shù)據(jù)中所含的控制信息進(jìn)行解碼，并同時(shí)在框20內(nèi)對(duì)音頻數(shù)據(jù)和附加數(shù)據(jù)進(jìn)行解擾，也即解交織。在此還從數(shù)據(jù)流中選擇節(jié)目，也即例如由用戶調(diào)定哪一個(gè)廣播節(jié)目。通過(guò)塊21隨后對(duì)所選擇的數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼，以便在框22中進(jìn)行音頻解碼，從而接著在音頻解碼器22的輸出端提供音頻數(shù)據(jù)，該數(shù)據(jù)可以借助揚(yáng)聲器和音頻放大器播出。
需傳輸?shù)臄?shù)據(jù)在OFDM調(diào)制器11內(nèi)被添加導(dǎo)頻。這些導(dǎo)頻被用于傳輸信道14的信道估測(cè)。另外，在此還給該導(dǎo)頻施加一個(gè)相位分布。這在下文被稱為導(dǎo)頻相位分布。該導(dǎo)頻相位分布隨后在接收側(cè)于框18內(nèi)被用于幀同步和頻率同步。
圖4示出了導(dǎo)頻符號(hào)在頻率和時(shí)間方向上的分布，其中導(dǎo)頻用0表示。在采用相干的OFDM系統(tǒng)情況下(正如在DRM中所使用的一樣)，有必要借助導(dǎo)頻子載波符號(hào)進(jìn)行信道估測(cè)，因?yàn)楸仨殘?zhí)行校正和正確的解調(diào)。通過(guò)在時(shí)間和頻率方向上均勻地分布導(dǎo)頻子載波，將實(shí)現(xiàn)良好的信道估測(cè)。數(shù)據(jù)子載波在圖4中用點(diǎn)示出。通常就可靠的信道估測(cè)而言，不必在每個(gè)子載波上都發(fā)送一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)，因?yàn)閭鬏斝诺?4只以有限的速度變化。由此借助內(nèi)插對(duì)位于兩個(gè)導(dǎo)頻之間的子載波實(shí)施信道估測(cè)。
對(duì)于信道估測(cè)的品質(zhì)而言，哪些相位具有導(dǎo)頻符號(hào)是無(wú)關(guān)緊要的。只須注意的是，通過(guò)導(dǎo)頻符號(hào)產(chǎn)生的多音信號(hào)的峰值因數(shù)應(yīng)是小的。為了使多音信號(hào)的峰值因數(shù)保持較小，可以采用下面的簡(jiǎn)單的相位定律(公式1)。由此，對(duì)于第1個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的第k個(gè)導(dǎo)頻子載波，可以描述為Pl,p(l,k)=2·W~p(l,k)=2·ejπ·p(l,k)2N0]]>公式1其中p(l，k)為幀的第1個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的導(dǎo)頻子載波的指數(shù)，N0為整數(shù)。
需要注意的是，導(dǎo)頻子載波的相位只取決于公式1中的子載波指數(shù)p(l，k)。如果加入一個(gè)與子載波指數(shù)和OFDM符號(hào)號(hào)碼有關(guān)的附加相位旋 轉(zhuǎn)RND(l，k)，則得到公式2公式2所述的相位RND(l，k)在此是一個(gè)偽隨機(jī)的附加相位旋轉(zhuǎn)。該附加相位旋轉(zhuǎn)的值取決于子載波指數(shù)k和OFDM符號(hào)號(hào)碼l。所述的附加相位旋轉(zhuǎn)可以存儲(chǔ)在一個(gè)相位矩陣中。
其中NFRAME為一個(gè)幀內(nèi)的OFDM符號(hào)數(shù)量，NCARRIERS為OFDM子載波的數(shù)量。
在此，各個(gè)元素RND(l，k)在理想情況下可以源自于一個(gè)偽噪聲序列。因此在不同OFDM符號(hào)的導(dǎo)頻相位之間達(dá)到最大可能的變化?？梢栽O(shè)想采用如公式3所示的較簡(jiǎn)單的相位定律。
公式3另一種替代方案在于采用如公式4所示的相位定律。
+2π·i2(1+l)P0]]>公式4在公式4中，x表示頻率-子-采樣-因數(shù)，y表示時(shí)間-子-采樣-因數(shù)，TG表示保護(hù)時(shí)間間隔，TU表示可用的符號(hào)時(shí)延，TS表示OFDM符號(hào)時(shí)延，TS＝TG+TU，kl表示在第1個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的第一個(gè)導(dǎo)頻子載波的指數(shù)，p(l，k)表示在一個(gè)幀的第1個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的導(dǎo)頻子載波的指數(shù)，P0表示恒量，i表示指數(shù)，arg{Z(l，k1)}表示第1個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的第一個(gè)導(dǎo)頻子載波的相位(＝用于確定性地計(jì)算其余的導(dǎo)頻子載波相位的起始相位)。
相位值arg{Z(l，k1)}被選擇作為一個(gè)偽噪聲序列的元素。
重要的是，通過(guò)添加附加的相位旋轉(zhuǎn)而產(chǎn)生一個(gè)在傳輸幀內(nèi)為明確的導(dǎo)頻相位分布。用于求取導(dǎo)頻相位分布的精確計(jì)算規(guī)則對(duì)于該建議的同步算法只具有次要的意義。如果想利用下述算法執(zhí)行幀同步，則RND(l，k)必須是l和k的實(shí)函數(shù)。相反，若選擇RND(l，k)＝f(l)或RND(l，k)＝f(l)+f(s)，則利用下述算法只能求出粗略頻移。對(duì)于由分布式的導(dǎo)頻布置所構(gòu)成的幀同步，不同OFDM符號(hào)的導(dǎo)頻相位必須充分地不相同，或者說(shuō)，用數(shù)學(xué)式表達(dá)的RND(l，k)＝f(l，k)必須是子載波k和OFDM符號(hào)號(hào)碼l的實(shí)函數(shù)。另外重要的是要成立RND(l，k)＝RND(l+NFRAME，k)。一般地，選擇導(dǎo)頻相位的“隨機(jī)性”越強(qiáng)，對(duì)于同步算法所設(shè)的可能性就越多。
下面來(lái)說(shuō)明如何能把一個(gè)明確的導(dǎo)頻相位分布既用于幀同步也用于在相干的OFDM系統(tǒng)中求出粗略頻移。幀同步的附加冗余通過(guò)該方法被避免。
在所建議的同步算法能被應(yīng)用之前，必須執(zhí)行粗略的時(shí)間同步以布置DTF(解調(diào))窗口。粗略的時(shí)間同步可以通過(guò)計(jì)算保護(hù)時(shí)間間隔的各部分與可用OFDM符號(hào)的末端處的相應(yīng)段的相關(guān)性來(lái)實(shí)現(xiàn)。已知的是，利用相同的方法同樣可以估測(cè)出細(xì)的頻移(±0.5 1/TU)。不知道、但對(duì)正確地解調(diào)有用數(shù)據(jù)必不可少的是，現(xiàn)在還要檢測(cè)粗略頻移(子載波間隔1/TU的整數(shù)倍)。這可以利用下述方法來(lái)求出。
用于求取粗略頻移和幀的開(kāi)始的出發(fā)點(diǎn)在于利用導(dǎo)頻相位序列W(l，p(l，k))計(jì)算位于所接收的子載波符號(hào)R(l，k)之間的互相關(guān)性。公式5所示的計(jì)算規(guī)則在下面被稱為導(dǎo)頻相位度量。采用導(dǎo)頻相位度量的前提是，OFDM解調(diào)窗口的開(kāi)始位于保護(hù)時(shí)間間隔的無(wú)符號(hào)間干擾(無(wú)ISI)的區(qū)域。
Λ(l,p(l,k),s,i)=ABS[ΣkW*(l,p(l,k))·W(l,p(l,k+1))·R(s,p(l,k)+i)·R*(s,p(l,k+1)+i)]]]>公式5在公式5中，l表示一個(gè)幀內(nèi)的OFDM符號(hào)號(hào)碼，p(l，k)表示一個(gè)幀內(nèi)第1個(gè)OFDM符號(hào)的導(dǎo)頻子載波的指數(shù)，i表示用于求取粗略頻移的試驗(yàn)位置(指數(shù)i沿著頻率方向變化)，s表示用于求取幀開(kāi)始符號(hào)的試驗(yàn)位置(指數(shù)i沿著時(shí)間方向變化)，ABS表示絕對(duì)值，R(l，k)表示在第1個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的第k個(gè)子載波符號(hào)。
當(dāng)導(dǎo)頻相位序列W(l，p(l，k))與所接收的子載波序列R(s，p(l，k)+i)相一致時(shí)，公式5將提供一個(gè)最大值。在所有其它情況下，所述的導(dǎo)頻相位度量在采用偽噪聲相位分布時(shí)按照相位序列的偽噪聲字符而采取一個(gè)小的值。圖5示出了這種狀況。為了求取粗略的頻移，需要對(duì)多個(gè)試驗(yàn)位置i計(jì)算公式5。
相反，如果采用如公式3或4所示的確定性的導(dǎo)頻相位分布，則所述的導(dǎo)頻相位度量將隨著導(dǎo)頻間隔變成周期性的。在該情形下，利用公式5只能求出幀的開(kāi)始。用于求取粗略頻移的捕獲范圍通過(guò)導(dǎo)頻子載波的間隔xy進(jìn)行限制。
如果甚至知道了精確的時(shí)間同步，則可以不求出粗略的頻移和幀的開(kāi)始，而采用公式6。與公式5相比，此處直接計(jì)算位于導(dǎo)頻相位序列W(l，p(l，k))和所接收的子載波符號(hào)之間的互相關(guān)。
Λ(l,p(l,k),s,i)=ABS[ΣkW*(l,p(l,k))·R(s,p(l,k)+i)]]]>公式6利用公式6，可以明確地求出具有偽噪聲相位分布或如公式3或4所示的確定性的相位分布的粗略頻移。
為了實(shí)現(xiàn)幀同步，一方面可以使所接收的子載波符號(hào)與一個(gè)幀的所有可能的導(dǎo)頻相位序列相關(guān)，另一方面可以使一個(gè)導(dǎo)頻相位序列與所有接收的子載波符號(hào)相關(guān)。
為了改善估測(cè)結(jié)果，不僅可以尋求一個(gè)確定的導(dǎo)頻相位分布W(l，p(l，k))，而且可以尋求多個(gè)這種導(dǎo)頻相位分布；因?yàn)楦鶕?jù)公式3，所述的導(dǎo)頻相位分布對(duì)一個(gè)幀的每個(gè)OFDM符號(hào)是唯一的。在數(shù)學(xué)上這意味著對(duì)公式5的度量結(jié)果Λ(l，p(l，k)，s，i)求平均Λ‾(s,i)=Σl=1nbΛ(l,p(l,k),s,i)]]>公式7其中nb表示在其上求平均的OFDM符號(hào)的數(shù)量(1..NFRAME)。
為了評(píng)估矩陣元素 可以定義不同的相關(guān)質(zhì)量標(biāo)準(zhǔn)，例如HNV，該HNV給出了在導(dǎo)頻相位度量的位置 處的主瓣最大值 與量值最大的旁瓣之間的比值。需要對(duì)幀開(kāi)始的所有可能位置計(jì)算該HNV(也即總共NFRAME次)。
HNV(s,i^s)=Λ‾(s,i^s)maxi{Λ‾(s,i)}|i≠i^s]]>公式8圖6示出了4個(gè)DRM幀的HNV值。需要每次明顯地識(shí)別幀開(kāi)始符號(hào)。HNV的最大值檢測(cè)提供了HNVmax(smax,imax)=maxs{HNV(s,i^s)}]]>公式9最大HNV在公式9中的指數(shù)smax和imax給出了幀開(kāi)始符號(hào)的位置或粗略的頻移。類(lèi)似于HNV，也可以采用質(zhì)量因數(shù)(MF)作為相關(guān)質(zhì)量標(biāo)準(zhǔn)。該質(zhì)量因數(shù)描述了導(dǎo)頻相位度量 的主值的能量與旁值所含有的所有能量之比。于是，用于幀同步和頻率同步的分析算法為MF(s,i^)=Λ‾2(s,i^s)Σii≠i^s|Λ‾(s,i)|2]]>公式10MF的最大值檢測(cè)提供了MFmax(smax,imax)=maxs{MF(s,i^s)}]]>公式11在此，最大MF的指數(shù)smax和imax也給出了幀開(kāi)始符號(hào)或粗略的頻移。導(dǎo)頻相位度量的最大捕獲范圍通過(guò)在所述分析區(qū)域內(nèi)存在的導(dǎo)頻子載波符號(hào)的數(shù)量來(lái)確定。在采用圖4所示的導(dǎo)頻布置時(shí)，捕獲范圍可以大于半個(gè)DFT長(zhǎng)度。
圖2在此用框圖示出了在接收機(jī)內(nèi)運(yùn)行的本發(fā)明方法。接收信號(hào)r的、通過(guò)模數(shù)變換器16已獲得的采樣值被輸入到時(shí)間同步單元27和OFDM解調(diào)器(＝DFT單元)28中。時(shí)間同步單元27借助接收信號(hào)中所包含的保護(hù)時(shí)間間隔執(zhí)行粗略的時(shí)間同步。準(zhǔn)確地說(shuō)是借助計(jì)算自相關(guān)找到該保護(hù)時(shí)間間隔的開(kāi)始，并由此找到一個(gè)OFDM符號(hào)的開(kāi)始。
利用OFDM解調(diào)器28被解調(diào)的數(shù)據(jù)R(l，k)隨后被輸入到處理器29中以進(jìn)行導(dǎo)頻相位度量的計(jì)算。如此生成的值Λ被輸入以在預(yù)定數(shù)量的OFDM符號(hào)上求平均值，以便針對(duì)Λ計(jì)算一個(gè)平均值。這也在處理器29內(nèi)進(jìn)行。然后，要么利用主瓣-旁瓣最大值比來(lái)計(jì)算該相關(guān)值Λ，要么如上所述利用質(zhì)量因數(shù)計(jì)算該相關(guān)值，其中這種計(jì)算也是在處理器29內(nèi)執(zhí)行的。
相關(guān)質(zhì)量標(biāo)準(zhǔn)的如此被計(jì)算出的最大值的指數(shù)給定了幀開(kāi)始符號(hào)的位置或粗略頻移。換句話說(shuō)，在處理器29的輸出端上，作為結(jié)果以子載波頻率間隔的整數(shù)倍的形式給出了頻移，而且在檢測(cè)最大值時(shí)已找到所述的幀開(kāi)始符號(hào)。于是，接收機(jī)利用所存儲(chǔ)的導(dǎo)頻相位分布為該值搜尋所接收的子載波符號(hào)。如果在所存儲(chǔ)的導(dǎo)頻相位分布和所接收的導(dǎo)頻相位分布之間達(dá)到最大可能的一致性，則已經(jīng)找到所述的幀開(kāi)始和檢測(cè)到所述的粗略頻移。
圖3以流程圖的形式示出了在發(fā)射機(jī)內(nèi)運(yùn)行的本發(fā)明方法。在第一個(gè)方法步驟23中，把導(dǎo)頻和需傳輸?shù)挠杏梅?hào)映射到一個(gè)OFDM符號(hào)上。同時(shí)給導(dǎo)頻施加明確的導(dǎo)頻相位分布(方法步驟24)。如此形成的OFDM符號(hào)隨后被輸入到OFDM調(diào)制器10和11(方法步驟25)，以便產(chǎn)生OFDM信號(hào)。另外還在OFDM信號(hào)中添加一個(gè)保護(hù)時(shí)間間隔。在框13內(nèi)發(fā)送該OFDM信號(hào)(方法步驟26)。
權(quán)利要求
1.OFDM(正交頻率多路復(fù)用)信號(hào)的幀同步和頻率同步的方法，其中利用OFDM信號(hào)接收分別含有子載波符號(hào)的OFDM符號(hào)，其特征在于被接收的子載波符號(hào)與至少一個(gè)存儲(chǔ)的導(dǎo)頻相位分布進(jìn)行比較，并且根據(jù)該比較執(zhí)行所述OFDM信號(hào)的幀同步和頻率同步。
2.發(fā)送OFDM信號(hào)的方法，其中利用OFDM信號(hào)發(fā)送OFDM符號(hào)，該OFDM符號(hào)分別被添加了一個(gè)保護(hù)時(shí)間間隔并分別具有子載波符號(hào)，而且預(yù)定的子載波符號(hào)作為導(dǎo)頻被發(fā)送，其特征在于在發(fā)送之前給所述的導(dǎo)頻分別施加一個(gè)相應(yīng)的相位，使得至少產(chǎn)生一個(gè)導(dǎo)頻相位分布。
3.按權(quán)利要求1和2的方法，其特征在于在被接收的子載波符號(hào)與所存儲(chǔ)的導(dǎo)頻相位分布進(jìn)行比較之前，通過(guò)搜尋被接收的OFDM信號(hào)中的保護(hù)時(shí)間間隔執(zhí)行粗略的時(shí)間同步。
4.按權(quán)利要求1或3的方法，其特征在于所述的比較通過(guò)自相關(guān)來(lái)執(zhí)行，而且隨后計(jì)算該自相關(guān)以便確定幀同步和頻率同步。
5.按權(quán)利要求1或4的方法，其特征在于所述的比較根據(jù)以下公式來(lái)執(zhí)行Λ(l,p(l,k),s,i)=ABS[ΣkW*(l,p(l,k))·W(l,p(l,k+1))·R(s,p(l,k)+i)·R*(s,p(l,k+1)+i)].]]>
6.按權(quán)利要求2的方法，其特征在于所述的導(dǎo)頻相位分布通過(guò)一個(gè)公式或一個(gè)偽隨機(jī)序列來(lái)確定。
7.按權(quán)利要求6的方法，其特征在于所述的公式為
8.按權(quán)利要求6的方法，其特征在于所述的公式為 +2π·i2(1+l)P0]]>
9.按權(quán)利要求2的方法，其特征在于所述的導(dǎo)頻被均勻地分布在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)。
10.按權(quán)利要求4或5的方法，其特征在于為計(jì)算所述的自相關(guān)而采用主瓣-旁瓣比。
11.按權(quán)利要求4或5的方法，其特征在于采用一個(gè)質(zhì)量因數(shù)來(lái)計(jì)算所述的自相關(guān)。
12.用于執(zhí)行如權(quán)利要求2、3、6、7、8和9所述的方法的發(fā)射機(jī)，其特征在于所述的發(fā)射機(jī)具有一個(gè)存有導(dǎo)頻相位分布的存儲(chǔ)器(30)、一個(gè)OFDM調(diào)制器(10，11)、一個(gè)用于發(fā)送OFDM信號(hào)的天線(12)、以及一個(gè)用于給導(dǎo)頻施加所述導(dǎo)頻相位分布的裝置(11)。
13.用于執(zhí)行如權(quán)利要求1、3、4、5、10或11所述的方法的接收機(jī)，其特征在于所述的接收機(jī)具有一個(gè)用于粗略的時(shí)間同步的第一時(shí)間同步單元(18，27)、一個(gè)OFDM解調(diào)器(17，28)，以及具有一個(gè)含有存儲(chǔ)器的處理器(29)以用于在所接收的子載波符號(hào)和存儲(chǔ)的導(dǎo)頻相位分布之間執(zhí)行比較。
全文摘要
建議一種OFDM信號(hào)的幀同步和頻率同步的方法以及一種用于發(fā)送OFDM信號(hào)的方法，利用該方法給OFDM信號(hào)中已經(jīng)包含的、用于信道估測(cè)目的的導(dǎo)頻施加一個(gè)導(dǎo)頻相位分布，然后在接收側(cè)利用該導(dǎo)頻相位分布進(jìn)行幀同步和頻率同步。這樣所具有的優(yōu)點(diǎn)是，無(wú)須為同步采用附加的傳輸容量。通過(guò)設(shè)于前面的粗時(shí)間同步單元來(lái)開(kāi)始本發(fā)明的方法，由該粗時(shí)間同步單元搜尋OFDM信號(hào)中的保護(hù)時(shí)間間隔的開(kāi)始。借助互相關(guān)在存儲(chǔ)的導(dǎo)頻相位分布和接收的子載波符號(hào)之間進(jìn)行比較，其結(jié)果隨后被分析用于確定幀同步和頻率同步。
文檔編號(hào)H04J11/00GK1500333SQ02807448
公開(kāi)日2004年5月26日 申請(qǐng)日期2002年3月15日 優(yōu)先權(quán)日2001年3月28日
發(fā)明者W·謝菲, W 謝菲, C·漢森 申請(qǐng)人:羅伯特-博希股份公司