專利名稱：噪聲抵消方法和設備的制作方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及一種噪聲抵消方法及其一種設備，更具體地說，涉及用來忠實地取出埋在噪聲中的信號的一種噪聲抵消方法及其一種設備。
這樣一種噪聲抵消方法及其一種設備在如下描述的各種工業(yè)領域中已經(jīng)變得顯著必要。
●電力線載波調(diào)制解調(diào)器領域，試圖在具有多種噪聲的環(huán)境下，如在電力線載波中，以高速實現(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸；●CATV調(diào)制解調(diào)器、ADSL調(diào)制解調(diào)器、VDSL調(diào)制解調(diào)器、2.4G無線LAN、無線傳輸領域、光學傳輸領域等；●磁盤或光盤，通過取出埋在由于加速的傳輸速率的噪聲中的這樣一個信號，實現(xiàn)高記錄密度；●加速多值傳輸技術(shù)的半導體；●在噪聲環(huán)境下的聲音識別、圖象壓縮、條碼掃描器的解調(diào)等。
此后，通過把一個電力線載波調(diào)制解調(diào)器作為一個例子描述這樣一種噪聲的存在，同時同樣適用于上述其他領域。
在圖20中表示的電力系統(tǒng)中，在配電分站100中的電力首先經(jīng)一根6.6KV高壓配電線102供給到一個桿上變壓器103，并且進一步經(jīng)一根100V/200V低壓配電線104供給到家庭105。
在進行一種電力線載波通信時，一根光學纖維(未表示)與在配電分站100中的一個接入節(jié)點101與建立在桿上變壓器中的一個調(diào)制解調(diào)器之間的高壓配電線102平行地建立。通過光學纖維，經(jīng)100V/200V低壓配電線104進行在桿上變壓器103中的調(diào)制解調(diào)器與插入在連接到家庭105中的內(nèi)部配電線106上的方便出口中的調(diào)制解調(diào)器之間的通信。
在這種情況下，如圖21A-21C中所示，對于圖21A中所示的傳輸信號TX的頻譜，低壓配電線104看起來象一個1μH/m的電感器，如圖21B中所示，并且如果線長度假定是150m，則看起來象一個150μH的電感器。
而且，連接到低壓配電線104上的一根服務導線107看起來象一個75pF/m的電容器，而如果假定50m服務導線連接到家庭105上，則看起來象0.1125μF的電容器。不僅服務導線、而且在家庭105中的各種家用電器看起來象電容性負載(見圖21B)，因為用來抵消噪聲的電容器連接到交流100V上。
因此，在其中放置桿上變壓器103的多用電桿與在家庭中的方便出口之間的部分看起來象一個低通濾波器(LPF)，如圖21B中所示，并且接收信號RX在高頻帶中大大地衰減，如圖21C中所示。因此，當?shù)竭_終端側(cè)時，在最壞情況下高頻帶信號埋在噪聲N中。
另一方面，盡管在低頻帶中的損失與高頻帶相比不太大，但來自諸如變換器電器之類的家用電器的隨機噪聲(白噪聲)極大。因此，低頻帶信號也埋在噪聲N中，如圖21C中所示，并且高速數(shù)據(jù)通信不投入實用，從而長時間需要解決方案。
下文，對于三代將描述已經(jīng)提出的這樣的解決方案的先有技術(shù)。
<第一代>
據(jù)說抵抗噪聲的FM調(diào)制方法、FSK調(diào)制方法、PSK調(diào)制方法等用作電力線載波調(diào)制解調(diào)器的一種調(diào)制方法。然而，由于實際電力線的噪聲級較高，所以其實際使用限于低速、等于或小于1200bps的用途。
<第二代>
引入頻譜擴展系統(tǒng)。因為頻譜擴展系統(tǒng)抵抗噪聲，所以大大地期望它用于電力載波的實際使用。
然而，根據(jù)香農(nóng)理論極限，當S/N值小于零或是負的(見圖21C)經(jīng)受白噪聲時，傳輸能力迅速減小，并且在理論上不可能實現(xiàn)高速傳輸。因而，不能超過香農(nóng)極限，從而能進行最大100bps的通信，或者在最壞情況下使通信失效。
<第三代>
OFDM(正交頻分多路復用)方法已經(jīng)出現(xiàn)。OFDM方法采用多重載波調(diào)制方法，并且是一種避免具有多種噪聲的載波帶寬而不使用它的技術(shù)。因此，能避免較大噪聲，導致實現(xiàn)提高速度的前景。
然而，形成主要噪聲源的家用電器的變換器裝入速率正在不斷增大，并且與電容負載伴隨的高頻帶減小也在不斷增大。結(jié)果，盡管有可能進行依據(jù)在先有技術(shù)中的環(huán)境的低速通信，但不可能實現(xiàn)幾個Mbps的更高速通信。
因而，在家用電器中建立變換器是一個大趨勢，從而由裝在家用電器中的變換器造成的噪聲以后具有越來越大的趨勢。而且，隨著噪聲的增大，電容性負載具有對于噪聲防止措施增大的趨勢。
在這樣的環(huán)境下，對于該趨勢象第三代解決方案的避免噪聲想法是不夠的。而是，對于第四代解決方案，肯定地面對噪聲以抵消噪聲、并且實現(xiàn)高速數(shù)據(jù)通信的償試是重要的。
如圖21C中所示，盡管噪聲在高頻帶中幾乎沒有，但接收信號大大地由電容性負載衰減，并且變得比噪聲級低。盡管接收信號的衰減在低頻帶中不大，但S/N值由于來自家用電器的噪聲仍小于零。
因而本發(fā)明的一個目的在于，提供通過抵消在其中即使在其中S/N值小于零的狀態(tài)下信號衰減也很小的低頻中的噪聲、和通過再生一個埋入接收信號，用來實現(xiàn)高速傳輸?shù)囊环N方法和一種設備。
盡管其中噪聲N的級較高的低頻帶(噪聲分量N1、信號分量S1)，如

圖1A中所示，切成僅通過使用一個高頻帶傳輸數(shù)據(jù)，S/N值也保持小于零。
另一方面，如果在圖21C和圖1A中認真觀察在電力線中的噪聲，則看到在低頻帶中有多種強化的噪聲，其中如果微觀地觀察，則他們是白噪聲，而如果宏觀地觀察(從整個頻帶寬度)，則他們是有色噪聲。即，如果在整個頻帶上的在任何窄帶度處觀察，則他們是相同的白噪聲。
因而，在本發(fā)明中，注意以這種方式宏觀地觀察有色噪聲，并且如圖1B中所示，肯定地抵消在低頻帶中占優(yōu)勢的噪聲分量N1以向正值移動S/N值，從而償試借助于較高電平提取埋入在低頻帶中的接收信號S。
因此，本發(fā)明實現(xiàn)一種噪聲抵消方法及其一種設備，用來根據(jù)一個其中規(guī)定時間、振幅、及相位并且包括在一個接收信號中的信號(下文，有時稱作規(guī)定信號)內(nèi)插噪聲分量，并且用來抵消來自接收信號的噪聲分量。
而且，本發(fā)明實現(xiàn)一種噪聲抵消方法及其一種設備，用來把一個零點周期性地插入到在傳輸側(cè)的一個信號中，用來通過使用在接收側(cè)的零點內(nèi)插一個噪聲分量，及用來從一個接收信號減去噪聲分量。
下文，參照附圖將描述根據(jù)本發(fā)明的一種噪聲抵消方法及其一種設備。
圖2A表示信號的先有技術(shù)傳輸/接收系統(tǒng)，其中來自一個傳輸信號發(fā)生器32的一個傳輸信號經(jīng)作為一根透過傳輸線的Nyquist傳輸線31發(fā)送到一個接收信號發(fā)生器33。
在本發(fā)明中，如圖2B中所示，在這樣一種傳輸/接收系統(tǒng)中，特定信號的一個插入器(插入部分)1或零點(下文，一般稱作零點)提供在傳輸信號發(fā)生器32與Nyquist傳輸線31之間，并且一個噪聲抵消器2提供在Nyquist傳輸線31與接收信號發(fā)生器33之間。要注意，噪聲抵消器2包括一個頻率移動部分3、一個抽取器(decimator)(DCM)(抽取(decimating)部分)4、一個內(nèi)插器(IPL)(內(nèi)插部分)5、一個頻率反向移動部分6、及一個減法器(減法部分)7，如以后描述的那樣。
首先，由傳輸信號發(fā)生器32產(chǎn)生的傳輸信號的符號速率假定是例如192kB，如圖3A中所示。如果把這樣一個傳輸信號提供到零點插入器1，則零點插入器1把零點，如圖3B中所示，插入到圖3A的傳輸信號中，以便傳輸?shù)絅yquist傳輸線31。如果信號S也以相同速率傳輸，則傳輸速率假定是384kB。
接收側(cè)，如圖3C中所示，接收接收信號S和其上分別放置傳輸線31的噪聲N的零點。
噪聲抵消器2抵消包括噪聲N(S+N)的信號S，并且僅把噪聲N留在零點處。然后，如圖3D中所示，在每個接收信號點處從在兩側(cè)的噪聲產(chǎn)生一個噪聲內(nèi)插信號N′。
噪聲抵消器2進一步把圖3D中所示的噪聲內(nèi)插信號N′從圖3C中所示的接收信號上減去，從而噪聲N恢復圖3E中所示的N-N′。因而，能再生基本上從其除去噪聲、僅包括信號分量S的信號(與傳輸信號相對應)。
現(xiàn)在參照圖4-6更詳細地描述噪聲抵消器2的操作。
上述傳輸信號首先以圖4A中所示的192kB的速率傳輸。在這種情況下的頻譜由標量表示，其中橫坐標指示頻率帶寬kHz，在圖4A的右側(cè)。
當把零點插入在這樣一種傳輸信號中時，零點插入圖4B中所示的信號點中，從而在插入之后的頻率帶寬恢復384kB。在這種情況下，能得到在+192kHz周圍拷貝的頻譜。
在當其中插入零點的這樣一種傳輸信號傳輸?shù)浇邮諅?cè)時的接收信號，恢復分別與信號S和零點重疊的噪聲分量N，如圖4C中所示。在這種情況下的頻譜與圖4B中所示的傳輸信號的相同。
在噪聲抵消器2中在由頻率移動部分3移動之后把接收信號發(fā)送到抽取器4時的操作表示在圖5A-5D中。
即，接收信號S(n)的樣本值和頻譜表示在圖5A中，并且信號S(n)的Z變換A由如下公式表示A＝S(z)＝∑S(n)z-n…公式(1)要注意，在圖5A右邊的頻譜表示噪聲分布在0-fs/2(fs是樣本頻率)，因為噪聲由傳輸線31添加。
接收信號S(n)的反相信號的Z變換B由如下公式表示B＝Z[(-1)nS(n)]＝S(-z)…公式(2)在這種情況下的倒相信號具有一個系數(shù)(-1)n，因為僅對在信號點處的信號分量進行倒相。
在把倒相信號(-1)n*S(n)添加到圖5A中所示的接收信號S(n)上之后得到的一個信號t(n)的Z變換C由如下公式給出C＝Z[t(n)]＝T(z)＝(1/2)*[S(z)+S(-z)]…公式(3)即，在信號點處的振幅成為零，從而不僅除去信號分量S，而且也除去與信號S重疊的噪聲分量N。在其中t(1)，t(3)，，，＝0的信號t(n)由如下公式表示T(z)＝∑t(2n)*Z-2n…公式(4)抽取如圖5C中所示以這種方式得到的信號t(n)的信號點之后的一個信號D由如下公式表示
D＝u(n)＝T(z1/2) …公式(5)由于傳輸速率在這種情況下降到192 kB，如圖5D中所示混淆或重疊頻譜。
最后信號E＝U(z)由如下公式給出E＝[S(z1/2)+S(-z1/2)]/2 …公式(6)提供到圖2B中所示內(nèi)插器5的如此得到的抽取信號u(n)呈現(xiàn)表示在圖6A和6B中的操作。
即，來自抽取器4的信號u(n)僅包括具有圖6A中所示樣本值和頻譜的噪聲分量。帶有插入到噪聲分量中的零點的信號t(n)具有如圖6B中所示的樣本值和頻譜，并且Z變換由如下公式表示A＝(z)＝∑t(n)z-n…公式(7)因為t(1)，t(3)，，，＝0，所以A＝∑t(2n)z-n＝u(n)-2n…公式(8)然后，得到如下公式T(z)＝U(z2)…公式(9)如果零點借助于在其兩側(cè)的噪聲分量N內(nèi)插在信號T(z)中，則信號具有與圖5A中表示的接收信號S(n)相同的傳輸速率，并且只有噪聲分量。
因而，通過從接收信號S(n)減去內(nèi)插信號，能得到其中如圖4B中所示插入零點的傳輸信號。
要注意，為了得到表示在圖4A中的傳輸信號，零點僅必須抽取。
盡管在以上描述中，已經(jīng)敘述了在接收側(cè)如何再生傳輸信號，但圖7表示如何通過僅注意噪聲分量抵消噪聲分量。
即，當傳輸信號具有192kB(±96kB)的傳輸帶寬，并且向其插入零點時，帶寬加倍，從而產(chǎn)生拷貝分量，以送到Nyquist傳輸線31。
在噪聲抵消器2處，如一種噪聲分布特性①中所示，噪聲分布首先在±192kHz上延伸。噪聲電平較高特別是在-192-0kHz的頻率帶寬的左半部中，如圖1A和1B中所示，而在0-+192kHz的頻率帶寬中較低。
當頻率移動部分3在這種狀態(tài)下移動頻率+96kHz時，對于噪聲特性①噪聲分量A+B將移動+96kHz，如噪聲特性②中所示。借助于這種移動，在噪聲特性①中的噪聲分量D將混淆到-192kHz--96kHz。因而，對其希望進行內(nèi)插(內(nèi)插預測)的噪聲帶寬移動到內(nèi)插帶寬，由此更有效地抵消噪聲。
要注意，+96kHz的移動量僅是為方便描述的一個例子。
如果在這種狀態(tài)下由抽取器5進行抽取操作，則頻率成為一半。因此，噪聲分量A混淆在+96-+192kHz中，噪聲分量B混淆到-192--96kHz，噪聲分量C混淆到-96-0kHz，及噪聲分量D混淆到0-+96kHz。這里選擇其中混淆分量成為最小的帶寬。
如果內(nèi)插器5內(nèi)插零點，并且在兩側(cè)進行噪聲分量A+C和B+D的濾波器抵消，則僅在-96-+96kHz之間的噪聲分量A+C和B+D保持，如在噪聲特性④中所示。
如果內(nèi)插噪聲分量在反方向移動到上述頻率移動，即移動-96kHz，，則僅在-192-0kHz之間的噪聲分量A+C和B+D保持，如在噪聲特性⑤中所示。
因而，減法器7從特性①中表示的整個噪聲分量減去這樣的噪聲分量，由此完全抵消在-192-0kHz之間的噪聲分量A和B，如特性⑥中所示。要注意，盡管噪聲分量C和D保持，但其噪聲級較低，如圖1B中所示，從而S/N值影響不大。
基本上對應于傳輸信號再生由其以該方式抵消噪聲的接收信號。
要注意，如上述那樣進行頻率移動的原因，是因為把內(nèi)插帶寬設置到例如其中最多噪聲存在的帶寬(在該例子中在低頻帶中)，以便為混淆頻率帶寬選擇具有較小噪聲的高頻帶。
盡管在上述圖3和4中，已經(jīng)敘述了其中一個零點插入在信號點之間的情形，但圖8A-8E表示零點插入的各種圖案。
即，圖8A表示其中零點插入每第4個信號S中的情形，由此內(nèi)插噪聲帶寬假定是96kHz。
圖8B表示其中零點插入每第3個信號S中的情形，由此內(nèi)插噪聲帶寬假定是128kHz。
圖8C表示以與上述例子相同的方式每隔一個插入信號中的情形，由此內(nèi)插噪聲帶寬假定是192kHz。
圖8D表示其中在信號S之間插入兩個零點的一個例子，由此內(nèi)插噪聲帶寬假定是256kHz。
此外，圖8E表示其中在信號S之間插下三個零點的一個例子，由此內(nèi)插噪聲帶寬假定是288 kHz。
通過如圖8D和8E中所示增大零點的數(shù)量，使得在較寬帶寬上的噪聲抵消是可能的。盡管數(shù)據(jù)傳輸速率在某些情況下可以減小以換取防噪聲的增強，但有可能承受最壞的環(huán)境。
由于例如在通過窄帶寬時符號間干擾增大，所以在部分抵消信號本身的同時抵消噪聲。在這樣一種情況下，可以優(yōu)化系統(tǒng)參數(shù)，以便有效地抵消噪聲而不減小整個速率和衰減信號。要不然，在噪聲抵消器的前級處可以插入一個均衡器。
而且，如果在接收側(cè)判斷信號質(zhì)量，則根據(jù)決定結(jié)果確定零點的插入數(shù)量，并且把該數(shù)量通知傳輸側(cè)，變得有可能自適應地改變零點插入數(shù)量。
況且，通過使用例如PN(偽隨機)系統(tǒng)在傳輸側(cè)可以進行零點插入。因而，接收側(cè)能通過PN系統(tǒng)內(nèi)插隨機噪聲。
作為PN系統(tǒng)的一個例子，能給出如下●15個碼片1111010110010000●31個碼片111100110100100001010111011000在這種情況下，借助于象MUSE系統(tǒng)移動的時間軸，如由圖象壓縮方法進行的那樣，也有可能順序插入零點。
有各種其他的零點插入方法。根據(jù)系統(tǒng)特性可以進行優(yōu)化。
圖2B中表示的內(nèi)插5通過使用各種濾波器特性能進行內(nèi)插操作，如圖9A-9C中所示。
即，在圖9A中表示的低通濾波器中，使內(nèi)插帶寬是傳輸帶寬。在這種情況下在內(nèi)插帶寬外沒有混淆波形。然而，由橫向濾波器等組成，濾波器具有抽頭數(shù)量較大而抵消范圍較小的特性。
況且，在圖9B中表示的余弦平方濾波器的情況下，使內(nèi)插帶寬是Nyquist帶寬，并且濾波器具有抽頭數(shù)量較小、抵消范圍較大、但混淆波形發(fā)生在內(nèi)插帶寬外的特性。
此外，在圖9C中表示的cos濾波器的情況下，也使內(nèi)插帶寬是Nyquist帶寬，并且濾波器具有抽頭數(shù)量較大、計算量較大、及混淆波形發(fā)生在內(nèi)插帶寬外的特性。
況且，在本發(fā)明中，通過探測其中接收信號的噪聲頻率分量較大的頻率帶寬對于頻率帶寬可以自動確定上述頻率移動量。
此外，可以進行一個用來在噪聲抵消的前或后級處除去符號間干擾的自動均衡過程。
圖1A和1B是曲線圖，用來表明根據(jù)本發(fā)明的一種噪聲抵消方法及其一種設備的基本原理；圖2A和2B是方塊圖，把本發(fā)明的基本布置與先有技術(shù)例子相比較；圖3A-3E表示本發(fā)明的示意操作；圖4A-4C詳細表示在本發(fā)明傳輸側(cè)的操作；圖5A-SD表明本發(fā)明的一種抽取操作；圖6A-6B表示本發(fā)明的內(nèi)插操作；圖7表示本發(fā)明的噪聲分量的抵消過程；圖8A-8E表示本發(fā)明的零點插入的各種狀態(tài)；圖9A-9C表示在本發(fā)明中使用的內(nèi)插濾波器例子；圖10A和10B是方塊圖，表示其中本發(fā)明應用于一個調(diào)制解調(diào)器的實施例；圖11是方塊圖，表示在本發(fā)明中使用的噪聲抵消器的一個實施例；圖12是方塊圖，表示在本發(fā)明中使用的內(nèi)插器的一個實施例；圖13是方塊圖，表示在本發(fā)明中使用的定時提取器和VDXO型PLL電路的一個實施例；圖14是借助于本發(fā)明的定時提取器的波形圖；圖15是方塊圖，表示本發(fā)明的一個零點控制系統(tǒng)的例子；圖16是方塊圖，表示本發(fā)明的一種自動頻率移動的布置；圖17表示本發(fā)明由頻率移動量減小的噪聲的例子；
圖18A-18C是頻率帶寬，表示本發(fā)明對于希望抵消的噪聲帶寬用來得到頻率移動量的一個例子；圖19是示意圖，用來表明本發(fā)明的適用領域；圖20是示意圖，用來表明本發(fā)明的適用領域；及圖21A-21C用來表明先有技術(shù)問題。
在所有圖中，類似的標號指示類似或?qū)脑?br> 圖10A和10B表示使用本發(fā)明的一種噪聲抵消方法及其一種設備的一個調(diào)制解調(diào)器的實施例。
即，對于傳輸信號SD通過一個量化器(SCR)11進行一個量化過程，并且把一個串行信號轉(zhuǎn)換成一個并行信號。由一個向量和電路12從把傳輸信號原始形成一個自然碼(N)的格雷碼(G)轉(zhuǎn)換并行信號。在與用來探測在接收側(cè)的相位的一個向量差電路28相對應地進行向量和計算之后，一個信號發(fā)生器13傳輸圖3A和4A中所示的傳輸信號。
根據(jù)本發(fā)明零點由零點插入器1插入到傳輸信號中，并且波形由一個滾降濾波器(ROF)14成形。
滾降濾波器14的輸出信號由一個調(diào)制電(MOD)15調(diào)制，并且進一步由一個D/A轉(zhuǎn)換電路16從數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號。然后，一個低通濾波器(LPF)17提取僅在包括要傳輸?shù)絺鬏斁€的功率載波的一個頻率帶寬(10kHz-450kHz)的低頻帶寬中的信號。
當經(jīng)接收線接收來自傳輸線的傳輸信號時，只有一個預定頻率帶寬分量(對于一個功率載波調(diào)制解調(diào)器為10-450kHz)首先由一個帶通濾波器(BPF)19提取，并且然后由一個A/D轉(zhuǎn)換電路20把模擬信號恢復成數(shù)字信號。
以數(shù)字形式表示的模擬信號由一個解調(diào)電路(DEM)21解調(diào)成基帶信號，從而波形由一個滾降濾波器22成形。
滾降濾波器22的輸出送到一個定時提取器23和一個VCXO型PLL電路24，由此提取零點信號的相位，并且把一個抽樣計時信號提供到A/D轉(zhuǎn)換器20。
根據(jù)本發(fā)明從滾降濾波器22的輸出信號由噪聲抵消器2抵消傳輸線的噪聲分量，符號間干擾由一個均衡器(EQL)25除去，并且相位調(diào)節(jié)由一個載波自動相位控制器(CAPC)26進行，從而一個決定電路(DEC)27進一步輸出一個從其除去噪聲的信號分量。
與向量和電路12相對的自然碼的向量差(誤差)計算由向量差電路28進行，并且把自然碼恢復到格雷碼，從而并行格雷碼由一個用于去量化過程的去量化器(DSCR)29轉(zhuǎn)換成一個串行信號，以便作為一個接收信號RD輸出。
另外，一個傳輸時鐘發(fā)生電路(TX-CLK)18把一個傳輸時鐘提供到零點插入器1和D/A轉(zhuǎn)換器16，并且把其分配到其他部分。而且，在接收側(cè)，一個接收時鐘發(fā)生電路(RX-CLK)30提取接收時鐘，以提供到噪聲抵消器2和接收器的部分。
要注意，接收時鐘發(fā)生電路30僅通過從PLL電路24提取的零點信號。而且，零點信號在先有技術(shù)中只是一個符號計時信號。
而且，圖10A的陰影部分與作為一條透明傳輸線的Nyquist傳輸線31相對應。Nyquist傳輸線，如圖1B中所示，傳輸信號，使傳輸信號點的間隔是Nyquist間隔(384kB)。
圖11表示圖10A中表示的一個噪聲抵消器2的一個實施例，這與圖2B中表示的噪聲抵消器2相對應。
即，接收信號A(384kB)作為一個信號C輸出，其頻率由頻率移動部分3移動一個希望轉(zhuǎn)動向量信號B。
把信號C發(fā)送到抽取器4，其中根據(jù)從圖10A中表示的PLL電路24提取的零點信號(192kB)，把該信號轉(zhuǎn)換成僅具有圖5D中表示的噪聲分量的信號D(192kB)。
信號D發(fā)送到內(nèi)插器5，以作為由濾波器過程內(nèi)插的信號E(384kB)輸出。由于把信號E發(fā)送到頻率反向移動部分6，并且向反向移動到由頻率移動部分3使用的轉(zhuǎn)動向量信號B，所以該信號在反向轉(zhuǎn)動一個包括與信號B的共軛復數(shù)的信號F，以作為一個信號G輸出。要注意，延遲電路8提供在路線上，以便把信號F調(diào)節(jié)到內(nèi)插器5的輸出信號的計時。
由減法器7把頻率反向移動部分6的輸出信號G從接收信號上減去，以恢復輸出信號K。要注意，延遲電路9也提供到接收信號A，以便在這種情況下把計時調(diào)節(jié)到內(nèi)插器5的輸出信號。
因而，輸出是從其抵消噪聲分量的接收信號A的信號K。
圖12表示圖11中表示的內(nèi)插器5的一個實施例，內(nèi)插器5包括一個零點插入器51和一個內(nèi)插濾波器52。
即，零點插入器51關于僅包括從抽取器4輸出的噪聲分量的信號D(192kB)把零點插入在噪聲之間，如圖6B中所示，以便提供到內(nèi)插濾波器52作為384 kB傳輸帶寬的信號。
內(nèi)插濾波器52能包括一個橫向濾波器，它能包括圖9A-9C中表示的各種濾波器，帶有一個延遲電路521和乘法電路522的濾波器系數(shù)C1-Cn。從其輸出的內(nèi)插信號E作為一個具有一定振幅的信號輸出，其中在圖3D中表示的信號處的零點的兩側(cè)由噪聲分量N插入在每個零點處的噪聲分量N′。
圖13表示圖10A中表示的定時提取器23和VCXO型PLL電路24的實施例。定時提取器23包括功率計算電路(PWR)231、一個帶通濾波器232、及一個向量化電路233。PLL電路24包括一個比較器241、一個低通濾波器242、一個次級PLL電路243、一個D/A轉(zhuǎn)換電路244、一個VCXO(電壓控制晶體振蕩器)電路245、及一個分頻器246。
即，從滾降濾波器22輸出的向量信號由功率計算電路231平方以計算功率。在這時的頻譜表示在圖14中，其中在照片中心中的線頻譜指示192kHz的零點信號。即，因為在傳輸側(cè)周期地傳輸零點，所以用于該段的能量是零，而變得有可能根據(jù)零點的插入程度提取功率譜。
使如此得到的功率值通過帶通濾波器232。因為在該例子中使用具有192kHz的中心頻率的帶通濾波器，所以把希望零點信號3輸出到向量化電路233。
向量化電路233通過把輸入信號與其相位相差90度的信號合成而向量化輸入信號，并且把其提供給PLL電路24作為計算相位信息。
在PLL電路24中，來自向量化電路233的計時相位信息首先與在比較器241處預先知道的基準點的相位相比較。由低通濾波器242濾波相位差以便僅包括較低分量，從而VCXO 245的受控電壓由包括兩個積分器的次級PLL電路243和D/A轉(zhuǎn)換電路244控制。
在頻分器246處進行頻分之后，把相位信息反饋到比較器241以便與基準點處的相位相比較。因而，在來自向量化電路233的計時相位信息與基準點之間的相位差壓縮或零化，由此實現(xiàn)建立其合成的零點信號的提取。而且，至A/D轉(zhuǎn)換器16的樣本計時信號從VCXO電路245輸出，并且最后反饋到比較器241以組成一個鎖相環(huán)。
關于插入到傳輸信號中的零點，在以上實施例中能考慮圖8A-8E中表示的各種實施例。即，不必固定該零點間隔，但有可能控制零點間隔，如圖15中所示。
即，在其中兩個發(fā)射機34和38跨過全雙工傳輸線31a和31b分別連接到接收機35和39上的傳輸輸/接收系統(tǒng)中，提供一個用來通過來自接收機35的輸出信號決定信號質(zhì)量的決定部分36。如果把決定結(jié)果提供到零點插入數(shù)量設置/通知部分37，后者確定零點插入數(shù)量，并且把信息經(jīng)傳輸線31b通知一個零點插入數(shù)量設置/通知部分41，以設置發(fā)射機34的零點數(shù)量。
類似地，一個以與信號質(zhì)量決定部分36相同的方式提供的信號質(zhì)量決定部分40，根據(jù)由接收機39從發(fā)射機38經(jīng)傳輸線31b接收的信號，決定信號質(zhì)量。如果零點插入數(shù)量設置/通知部分41根據(jù)決定結(jié)果確定零點插入數(shù)量，并且把其通知發(fā)射機38，則該發(fā)射機38也以與發(fā)射機34相同的方式進行零點插入控制。
因而，根據(jù)傳輸線的信號質(zhì)量，能自適應地改變圖8A-8E中所示的零點間隔。
上述頻率移動部分3，如圖11中所示，提供固定轉(zhuǎn)動向量信號B。然而，也有可能自動地改變該向量信號。
圖16表示這樣一種自動頻率移動，其中乘法器42和43、抽取器44和45、FFT計算器(操作單元)46和47、及一個移動量確定部分48另外提供在圖11中的噪聲抵消器2中。
在操作中，其中來自滾降濾波器22的輸出的頻率由乘法器42和43分別相互移動90度的載波信號Δf1和Δf2相乘，并且分別抽取以在抽取器44和45處得到速率192kB的信號。然后，信號由FFT計算器46和47轉(zhuǎn)換成頻率信號，并且在頻率移動量確定部分48處確定哪個頻率帶寬具有最大噪聲帶寬，從而把確定頻率移動量提供到頻率移動部分3。
要注意，用來使用兩個FFT計算器的原因是因為輸入信號的頻率帶寬是192kB，整個帶寬的一半。
圖17表示在其中不同移動頻率移動量的情況下一種噪聲減小狀態(tài)。在這種情況下，發(fā)現(xiàn)減小效應在128kHz-224kHz的范圍上最大。
現(xiàn)在參照圖18A-18C將描述對于一個希望噪聲抵消范圍確定什么種類的頻率移動。
首先在功率線載波通信的例子中，對于一種特定載波AM調(diào)制方法規(guī)定165.2kHz(165kHz+0.24kHz＝165.24kHz)。對于一種特定載波PM調(diào)制方法規(guī)定162kHz(132kHz+30kHz＝162kHz)。因此，在噪聲抵消器2的內(nèi)插濾波器52(見圖12)使用如圖9B中所示具有滾降速率14.5％的余弦平方濾波器的情況下，通過考慮這種滾降速率能應用等于或小于174kHz并且等于或大于10kHz(10kHz-174kHz)的噪聲抵消范圍，從而兩種方法能順利地共存。
這由圖18A中的傳輸帶寬表示。在允許傳輸帶寬10kHz-450kHz中，230kHz與中心頻率相對應，并且噪聲抵消范圍10kHz-174kHz與陰影部分相對應。
在這樣一種傳輸帶寬的信號從圖10A中表示的調(diào)制解調(diào)器的滾降濾波器22輸出時的基帶信號帶寬表示在圖18B中。在這種情況下，能得到0kHz附近±192kHz的帶寬。因而，在圖18中的10kHz-174kHz與圖18B中的-220kHz--56kHz相對應。
另一方面，由內(nèi)插濾波器52處理的頻率帶寬由抽取器4抽取到一半，即192kHz。因此，考慮余弦平方濾波器的滾降速率14.5％，能得到164kHz，從而基帶假定是164/2＝±82kHz。
因而，為了內(nèi)插濾波器52的上限頻率+82kHz與圖18B中表示的噪聲的上限頻率-56kHz相一致，必須僅進行56+82＝138kHz的移動。在圖7的例子中，僅為便于描述起見使用+96kHz。
要注意，在進行圖16中表示的自動頻率移動的情況下，圖18A的噪聲帶寬10kHz-174kHz本身移動。
而且，在圖10A中表示的實施例中，本發(fā)明的噪聲抵消器2按原樣輸入滾降濾波器22的輸出信號。然而，如果一個均衡器(EQL)33提供在一個解調(diào)器/滾降濾波器(DEM/ROF)21的輸出側(cè)(噪聲抵消器2的前級)(與圖10A中的濾波器22相對應)，如在圖19中表示的修改中那樣，并且預先除去符號間干擾，則變得有可能進行更有效的噪聲消除。
在這種情況下，劃分均衡過程，從而均衡器33可以進行例如時間均衡，并且均衡器25可以例如進行頻率均衡。
盡管對于在ADSL領域中的均衡器時間均衡和頻率均衡是已知的，但只通過時間軸均衡就能實現(xiàn)很大的效果。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的一種噪聲抵消方法及其一種設備這樣布置，從而一個其中規(guī)定一個時間軸、一個振幅、及一個相位的信號或一個零點信號插入在一個傳輸信號中，通過使用規(guī)定信號或零點信號內(nèi)插一個噪聲分量，及通過從一個接收信號減去噪聲分量再生一個原始傳輸信號。因此，變得有可能通過在低頻帶中具有較小信號衰減的有效噪聲抵消實現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸，即使在具有多種噪聲的環(huán)境中也是如此，特別是在其中S/N值小于零的狀態(tài)下，如在功率線載波中。
而且，根據(jù)本發(fā)明的一種噪聲抵消方法及其一種設備不僅能類似地應用于功率線載波調(diào)制解調(diào)器，而且也能應用于CATV調(diào)制解調(diào)器、ADSL調(diào)制解調(diào)器、VDSL調(diào)制解調(diào)器、2.4G無線LAN、無線傳輸領域、及光學傳輸領域。
此外，對于由于提高速度埋入在噪聲中的信號，如磁盤，通過準確取出信號能實現(xiàn)高記錄密度。
況且，根據(jù)本發(fā)明的一種噪聲抵消方法及其一種設備能應用于一種在半導體的多值傳輸技術(shù)中從噪聲取出信號的過程，并且能有助于半導體性能的速度提高。此外，使得有可能應用于由各種噪聲煩擾的領域，如在聲音識別、圖象壓縮、條碼掃描器的解調(diào)等中。
權(quán)利要求
1.一種噪聲抵消方法，包括步驟根據(jù)其中規(guī)定一個時間、一個振幅、及一個相位并且包括在接收信號中的信號，內(nèi)插一個噪聲分量，和從接收信號消去噪聲分量。
2.一種噪聲抵消方法，包括步驟周期地把一個零點插入到一個傳輸側(cè)的一個信號中，通過使用在接收側(cè)的零點，內(nèi)插一個噪聲分量，及從一個接收信號減去該噪聲分量。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的噪聲抵消方法，其中一個或多個零點插入在整數(shù)個樣本的間隔處。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的噪聲抵消方法，其中通過決定在接收側(cè)的信號質(zhì)量確定插入零點的數(shù)量，以通知傳輸側(cè)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至4任一項所述的噪聲抵消方法，其中接收信號的傳輸線包括一根透明傳輸線。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的噪聲抵消方法，其中透明傳輸線包括一根Nyquist傳輸線。
7.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的噪聲抵消方法，其中內(nèi)插步驟包括步驟進行接收信號到一個希望頻率帶寬的頻率移動、根據(jù)零點抽取、進行內(nèi)插，及最后在反方向進行頻率移動以便調(diào)節(jié)到原始信號，由此產(chǎn)生接收信號的噪聲分量。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的噪聲抵消方法，其中對于內(nèi)插步驟，把一個零點插入到抽取信號中，并且進一步進行用來使內(nèi)插帶寬成為傳輸帶寬的一個低通濾波過程。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的噪聲抵消方法，其中低通濾波過程包括一個余弦平方濾波過程，用來使內(nèi)插帶寬成為Nyquist帶寬。
10.根據(jù)權(quán)利要求8所述的噪聲抵消方法，其中低通濾波過程包括一個余弦濾波過程，用來使內(nèi)插帶寬成為Nyquist帶寬。
11.根據(jù)權(quán)利要求7所述的噪聲抵消方法，其中在接收信號中探測其中噪聲頻率分量較大的頻率帶寬，從而對于頻率帶寬自動確定頻率移動量。
12.根據(jù)權(quán)利要求1至11任一項所述的噪聲抵消方法，其中進一步進行一個自動均衡過程，以便在噪聲抵消的前或后級除去符號間干擾。
13.一種噪聲抵消設備，包括用來從包括其中規(guī)定一個時間、一個振幅、及一個相位的信號的接收信號內(nèi)插一個噪聲分量的裝置，和從接收信號消去噪聲分量的裝置。
14.一種噪聲抵消設備，包括步驟用來周期地把一個零點插入到一個傳輸側(cè)的一個信號中的裝置，用來通過使用在接收側(cè)的零點內(nèi)插一個噪聲分量的裝置，及用來從一個接收信號減去該噪聲分量的裝置。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的噪聲抵消設備，其中一個或多個零點插入在整數(shù)個樣本的間隔處。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的噪聲抵消設備，其中通過決定在接收側(cè)的信號質(zhì)量確定插入零點的數(shù)量，以通知傳輸側(cè)。
17.根據(jù)權(quán)利要求13至16任一項所述的噪聲抵消設備，其中接收信號的傳輸線包括一根透明傳輸線。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的噪聲抵消設備，其中透明傳輸線包括一根Nyquist傳輸線。
19.根據(jù)權(quán)利要求13或14所述的噪聲抵消設備，其中用于內(nèi)插的裝置包括用來進行接收信號到一個希望頻率帶寬的頻率移動的裝置、用來根據(jù)此后的零點進行抽取的裝置、用來進一步進行內(nèi)插的裝置，及用來在反方向進行頻率移動以便調(diào)節(jié)到原始信號的裝置，由此產(chǎn)生接收信號的噪聲分量。
20.根據(jù)權(quán)利要求19所述的噪聲抵消設備，其中內(nèi)插裝置包括一個用來把零點插入到抽取信號中的電路，并且進一步包括一個用來使內(nèi)插帶寬成為傳輸帶寬的低通濾波器。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的噪聲抵消設備，其中低通濾波器包括一個余弦平方濾波器，用來使內(nèi)插帶寬成為Nyquist帶寬。
22.根據(jù)權(quán)利要求20所述的噪聲抵消設備，其中低通濾波器包括一個余弦濾波器，用來使內(nèi)插帶寬成為Nyquist帶寬。
23.根據(jù)權(quán)利要求19所述的噪聲抵消設備，其中用來進行頻率移動的裝置包括用來在接收信號中探測其中噪聲頻率分量較大的頻率帶寬的裝置，從而對于頻率帶寬自動確定頻率移動量。
24.根據(jù)權(quán)利要求13至23任一項所述的噪聲抵消設備，其中進一步提供一個自動均衡器，用來在噪聲抵消的前或后級除去符號間干擾。
全文摘要
在注意宏觀看到的有色噪聲的一種噪聲抵消方法及其一種設備中,肯定地抵消在低頻帶中的支配噪聲分量,向正值移動S/N值,及能提取埋在低頻帶中和具有一個較高電平的接收信號,一個其中規(guī)定一個時間軸、一個振幅、及一個相位的信號或一個零點信號由一個插入器插入到傳輸信號中,一個噪聲分量通過使用規(guī)定信號或零點信號由一個噪聲抵消器內(nèi)插,并且通過從接收信號減去噪聲分量再生一個原始傳輸信號。
文檔編號H04J11/00GK1374762SQ0113947
公開日2002年10月16日 申請日期2001年11月27日 優(yōu)先權(quán)日2000年11月27日
發(fā)明者加來尚, 宮澤秀夫, 藏方隆宏, 村田博康 申請人:富士通株式會社