應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及一種應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構，屬于電路結構【技術領域】。該電路結構中，流過N1和N2的電流I由參考電壓Vx和電阻R1的值確定而和輸入信號的幅度無關，消除了由于P2的溝道長度調(diào)制效應導致的信號失真，當輸出信號在合理范圍內(nèi)波動時，流過P3的電流不變，保證輸出信號良好的線性度；同時，由于P2由多個P型MOS場效應管并聯(lián)構成，每個P型MOS場效應管的跨導gm2很小，并且由于反饋的引入，P2的特性接近于理想電流源，所以P2所產(chǎn)生的噪聲大為減小，從而使本發(fā)明的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構滿足對于低噪聲和良好線性度的要求，且其結構簡單，成本較為低廉。
【專利說明】應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構
【技術領域】
[0001]本發(fā)明涉及電路結構【技術領域】，特別涉及放大器輸入級電路結構領域，具體是指一種應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構。
【背景技術】
[0002]在CMOS集成電路工藝中源跟隨器由于其本身具有極高的輸入阻抗所以很適合用作電壓緩沖級使得整個放大器獲得更高的電壓增益。但是源跟隨器本身會引入顯著的噪聲，由于體效應或者溝道長度調(diào)制效應導致的非線性，由于電平移動導致輸出電壓擺幅的減小等等這些缺點限制了其在放大器中的使用。
[0003]所以目前在放大器中源跟隨器最普遍的應用是作為緩沖級完成電平位移的功能，特別是在放大器的輸入級。因為在很多實際的應用場合音頻放大器的輸入端被要求偏置在地電平或者和地電平接近的較低的電壓水平，這就要求在音頻放大器的輸入端和音頻放大器之間加入一個源跟隨器來先將輸入信號的電平抬高。但是如前所述，由于源跟隨器本身會引入顯著的噪聲和非線性所以限制了其在很多領域中的應用。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004]本發(fā)明的目的是克服了上述現(xiàn)有技術中的缺點，提供一種基于CMOS集成電路工藝，采用源跟隨器實現(xiàn)音頻信號的電平位移，同時滿足放大器對于低噪聲和良好線性度的要求，且結構簡單，成本低廉的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構。
[0005]為了實現(xiàn)上述的目的，本發(fā)明的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構具有如下構成:
[0006]該電路結構包括參考電流源、第一 N型MOS場效應管(NI)、第二 N型MOS場效應管(N2)、第一 P型MOS場效應管(P1)、第二 P型MOS場效應管(P2)電路模塊、第三P型MOS場效應管(P3)、電阻(Rl)和運算放大器；所述的第一 N型MOS場效應管(NI)的柵極和漏極短接并連接到所述的參考電流源的一端，所述的參考電流源的另一端連接電源；所述的第一N型MOS場效應管(NI)的源極和襯底接地；所述的第二 N型MOS場效應管(N2)的柵極連接所述的第一 N型MOS場效應管(NI)的柵極；所述的第二 N型MOS場效應管(N2)的漏極連接所述的第一 P型MOS場效應管(Pl)的相互短接的柵極和漏極；所述的第二 N型MOS場效應管(N2)的源極和襯底接地；所述的第一 P型MOS場效應管(Pl)的源極和襯底連接所述的電源；所述的第二 P型MOS場效應管(P2)的柵極連接所述的第一 P型MOS場效應管(Pl)的柵極；所述的第二 P型MOS場效應管(P2)的源極和襯底連接所述的電源；所述的第二 P型MOS場效應管(P2)的漏極連接所述的第三P型MOS場效應管(P3)的源極和襯底，并為該電路結構的輸出節(jié)點(Vout);所述的第三P型MOS場效應管(P3)的柵極為該電路結構的輸入節(jié)點(Vin);所述的第三P型MOS場效應管(P3)的漏極連接所述的運算放大器的反向輸入端，并通過所述的電阻(Rl)接地；所述的運算放大器的正向輸入端連接外部參考電壓(Vx);所述的運算放大器的輸出端連接所述的第一 N型MOS場效應管(NI)和第二 N型MOS場效應管(N2)的柵極。
[0007]該應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構中，所述的第一 N型MOS場效應管(NI)與所述的第二 N型MOS場效應管(N2)的溝道寬長比相同。
[0008]該應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構中，所述的第一 P型MOS場效應管(Pl)與所述的第二 P型MOS場效應管(P2)電路模塊的溝道寬長比相同。
[0009]該應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構中，所述的第二 P型MOS場效應管(P2)電路模塊由多個相同的P型MOS場效應管相互并聯(lián)組成。
[0010]該應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構中，所述的多個相同的P型MOS場效應管的數(shù)量為20至50。
[0011]采用了該發(fā)明的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構，其流過NI和N2的電流I由參考電壓Vx和電阻Rl的值確定而和輸入信號的幅度無關，因而消除了由于P2的溝道長度調(diào)制效應導致的信號失真，當輸出信號在合理范圍內(nèi)波動時，流過P3的電流始終不變，充分保證輸出信號良好的線性度；同時，由于P2由多個P型MOS場效應管并聯(lián)構成，每個P型MOS場效應管的跨導gm2很小，并且由于反饋的引入，P2的特性接近于理想電流源，所以P2所產(chǎn)生的噪聲大大減小，由此提供一種同時滿足放大器對于低噪聲和良好線性度的要求，且結構簡單，成本低廉的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0012]圖1為本發(fā)明的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構的電路圖。
【具體實施方式】
[0013]為了能夠更清楚地理解本發(fā)明的技術頁面，特舉以下實施例詳細說明。
[0014]請參閱圖1所示，為本發(fā)明的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構的電路圖。
[0015]在一種實施方式中，該應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構包括參考電流源、第一 N型MOS場效應管(NI)、第二 N型MOS場效應管(N2)、第一 P型MOS場效應管(P1)、第二 P型MOS場效應管(P2)電路模塊、第三P型MOS場效應管(P3)、電阻(Rl)和運算放大器。
[0016]其中，所述的第一 N型MOS場效應管(NI)的柵極和漏極短接并連接到所述的參考電流源的一端，所述的參考電流源的另一端連接電源；所述的第一 N型MOS場效應管(NI)的源極和襯底接地；所述的第二 N型MOS場效應管(N2)的柵極連接所述的第一 N型MOS場效應管(NI)的柵極；所述的第二 N型MOS場效應管(N2)的漏極連接所述的第一 P型MOS場效應管(Pl)的相互短接的柵極和漏極；所述的第二 N型MOS場效應管(N2)的源極和襯底接地；所述的第一 P型MOS場效應管(Pl)的源極和襯底連接所述的電源；所述的第二 P型MOS場效應管(P2)的柵極連接所述的第一 P型MOS場效應管(Pl)的柵極；所述的第二P型MOS場效應管(P2)的源極和襯底連接所述的電源；所述的第二 P型MOS場效應管(P2)的漏極連接所述的第三P型MOS場效應管(P3)的源極和襯底，并為該電路結構的輸出節(jié)點(Vout);所述的第三P型MOS場效應管(P3)的柵極為該電路結構的輸入節(jié)點(Vin);所述的第三P型MOS場效應管(P3)的漏極連接所述的運算放大器的反向輸入端，并通過所述的電阻(Rl)接地；所述的運算放大器的正向輸入端連接外部參考電壓(Vx);所述的運算放大器的輸出端連接所述的第一 N型MOS場效應管(NI)和第二 N型MOS場效應管(N2)的柵極。
[0017]在一種較優(yōu)選的實施方式中，所述的第一 N型MOS場效應管(NI)與所述的第二 N型MOS場效應管(N2)的溝道寬長比相同。所述的第一 P型MOS場效應管(Pl)與所述的第
二P型MOS場效應管(P2)電路模塊的溝道寬長比也相同。
[0018]在一種更優(yōu)選的實施方式中，所述的第二P型MOS場效應管(P2)電路模塊由20至50個相同的P型MOS場效應管相互并聯(lián)組成。
[0019]在本發(fā)明的應用中，N型MOS場效應管NI和N2擁有相同的溝道寬長比，構成鏡像電流源，流過NI和N2的電流標記為I。P型MOS場效應管Pl和P2同樣擁有相同的溝道寬長比，但其中P2由n個相同的P型MOS場效應管并聯(lián)組成，所以Pl和P2構成比例鏡像電流源，流過P2的電流為I的n倍I X n，此電流I X n同樣流過P型MOS場效應管P3和電阻Rl。電流I Xn在電阻Rl上的壓降Vl輸入到放大器反相輸入端，當Vl高于參考電壓Vx時放大器輸出端電壓會降低，使得參考電流Ix更多的流到放大器的輸出端而流過NI和N2的電流I迅速變小。所以加入放大器的反饋之后Vl的值必定穩(wěn)定在參考電壓Vx處，通過設定合理的參考電壓Vx和電阻Rl的值可以確定電流I的大小，I=Vx/(R1 Xn)。
[0020]通常I設定為較小的值，例如幾十到幾百納安培的數(shù)量級，而參考電流Ix設定為較大的值，例如微安量級，多余的電流Ix-1流到放大器的輸出端。由Pl和P2構成的比例鏡像電流源的比例n通常設為2(T50之間，使得流過P3管的電流遠遠大于I。
[0021]如果輸入信號Vin的直流電平為地電平，需要正確設置Vx以保證P3處于飽和狀態(tài)，即Vx的值不能超過P3的開啟電壓的絕對值I Vth I。
[0022]采用了該發(fā)明的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構，與現(xiàn)有技術相比有以下兩個明顯的優(yōu)點:
[0023]首先由于跟隨器本身的偏置電流I由參考電壓Vx和電阻Rl的值確定而和輸入信號的幅度無關，所以消除了由于P2管的溝道長度調(diào)制效應導致的信號失真。特別是對于短溝道器件來說溝道長度調(diào)制效應將嚴重影響源跟隨器的輸出信號的線性度，而在本發(fā)明的源跟隨器結構中，當輸出信號在合理范圍內(nèi)波動時流過源跟隨器P3管的電流始終不變，充分保證輸出信號良好的線性度。
[0024]其次由于用作電流源偏置的P2管由多個P型MOS場效應管并聯(lián)構成，每個P型MOS場效應管的跨導gm2很小，并且由于反饋的引入P2管的特性接近于理想電流源，所以和普通的源跟隨器電路相比P2管所產(chǎn)生的噪聲大大減小。
[0025]和普通的源跟隨器電路相比，本發(fā)明的電路結構其輸出信號有更好的線性度和噪聲性能。一般而言，采用普通的源跟隨器電路輸出信號的失真度在39T5%之間，而采用本發(fā)明所述結構輸出信號的失真度可以達到1%以下。另外在噪聲性能方面，在相同的工藝和相近的器件尺寸情況下，采用專利所述結構的源跟隨器的輸出噪聲電平絕對值要比普通的源跟隨器小20%?40%。
[0026]且本發(fā)明的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構的結構相對簡單，成本也較為低廉。[0027]在此說明書中，本發(fā)明已參照其特定的實施例作了描述。但是，很顯然仍可以作出各種修改和變換而不背離本發(fā)明的精神和范圍。因此，說明書和附圖應被認為是說明性的而非限制性的。
【權利要求】
1.一種應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構，其特征在于，所述的電路結構包括參考電流源、第一 N型MOS場效應管(NI)、第二 N型MOS場效應管(N2)、第一 P型MOS場效應管(Pl )、第二 P型MOS場效應管(P2)電路模塊、第三P型MOS場效應管(P3)、電阻(Rl)和運算放大器；所述的第一 N型MOS場效應管(NI)的柵極和漏極短接并連接到所述的參考電流源的一端，所述的參考電流源的另一端連接電源；所述的第一 N型MOS場效應管(NI)的源極和襯底接地；所述的第二 N型MOS場效應管(N2)的柵極連接所述的第一N型MOS場效應管(NI)的柵極；所述的第二 N型MOS場效應管(N2)的漏極連接所述的第一 P型MOS場效應管(Pl)的相互短接的柵極和漏極；所述的第二 N型MOS場效應管(N2)的源極和襯底接地；所述的第一 P型MOS場效應管(Pl)的源極和襯底連接所述的電源；所述的第二 P型MOS場效應管(P2)的柵極連接所述的第一 P型MOS場效應管(Pl)的柵極；所述的第二 P型MOS場效應管(P2)的源極和襯底連接所述的電源；所述的第二 P型MOS場效應管(P2)的漏極連接所述的第三P型MOS場效應管(P3)的源極和襯底，并為該電路結構的輸出節(jié)點(Vout);所述的第三P型MOS場效應管(P3)的柵極為該電路結構的輸入節(jié)點(Vin);所述的第三P型MOS場效應管(P3)的漏極連接所述的運算放大器的反向輸入端，并通過所述的電阻(Rl)接地；所述的運算放大器的正向輸入端連接外部參考電壓(Vx);所述的運算放大器的輸出端連接所述的第一 N型MOS場效應管(NI)和第二 N型MOS場效應管(N2)的柵極。
2.根據(jù)權利要求1所述的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構，其特征在于，所述的第一 N型MOS場效應管(NI)與所述的第二 N型MOS場效應管(N2)的溝道寬長比相同。
3.根據(jù)權利要求2所述的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構，其特征在于，所述的第一 P型MOS場效應管(Pl)與所述的第二 P型MOS場效應管(P2)電路模塊的溝道寬長比相同。
4.根據(jù)權利要求3所述的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構，其特征在于，所述的第二 P型MOS場效應管(P2)電路模塊由多個相同的P型MOS場效應管相互并聯(lián)組成。
5.根據(jù)權利要求4所述的應用于音頻放大器輸入級的低失真電平位移緩沖電路結構，其特征在于，所述的多個相同的P型MOS場效應管的數(shù)量為20至50。
【文檔編號】H03F1/26GK103595352SQ201210287655
【公開日】2014年2月19日 申請日期:2012年8月13日 優(yōu)先權日:2012年8月13日
【發(fā)明者】周景暉 申請人:無錫華潤矽科微電子有限公司