專利名稱：放大器、放大方法以及濾波器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種放大器、放大方法以及濾波器。
背景技術：
近年來，在將RF(Radio Frequency:射頻)電^各和數(shù)字電^各 集成在一個CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor: 互補金屬氧化物半導體)芯片中的無線通信用SoC(System On Chip:片上系統(tǒng))中，使用高速時鐘下的電流模式采樣、開關/ 電容電路等模擬離散時間信號處理技術，開發(fā)了使RF電路微細 化以及低功耗化的技術。
作為使用由MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field effect transistor:金屬氧化物場效應晶體管)構成的離散時間參 量放大器(MOSFET參量放大器)實現(xiàn)RF電路的微細化以及低功 耗化的技術，例如可舉出專利文獻l。
專利文獻l:美國專利申請公開2005/275026號說明書

發(fā)明內容
發(fā)明所要解決的問題
然而，上述的現(xiàn)有MOSFET參量放大器將輸入到MOSFET 參量放大器的偏置電壓和電壓信號以疊加的狀態(tài)一起放大。因 此，MOSFET參量放大器的輸出信號會高到需要程度以上，接 受該輸出信號的后級結構要素必須具備較高耐壓性等，該輸出 信號的處理會變得困難。另外，當MOSFET參量放大器的輸出 信號高到需要程度以上時，變得不適合電路的微細化、低功耗 化。并且，當MOSFET參量放大器的輸出信號變得比電源電壓
還大時，MOSFET的電容下降，該輸出信號的信號波形將產(chǎn)生失真。
因此，本發(fā)明是鑒于上述問題而完成的，本發(fā)明的目的在 于提供一種新的、改良后的放大器、放大方法、以及濾波器， 能夠將輸入到放大器的偏置電壓和電壓信號中的該電壓信號進 行放大。
用于解決問題的方案
為了達到上述目的，根據(jù)本發(fā)明的第l觀點，提供一種放 大器，其具備第l可變靜電電容元件，其靜電電容可變；第2 可變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述第l可變靜電電容 元件電氣連接，相對于上述第l可變靜電電容元件為逆導電型； 以及第l輸入部，其對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變 靜電電容元件選擇性地輸入偏置電壓和電壓信號，其中，在對 上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件中輸入 上述偏置電壓和上述電壓信號的情況下，將上述第l可變靜電電 容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為第l值，將 上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電 電容設為小于上述第l值的第2值，對上述電壓信號進行放大。
上述放大器具備第l可變靜電電容元件、第2可變靜電電容 元件、以及第l輸入部。第l可變靜電電容元件的靜電電容可變。 另外，第2可變靜電電容元件相對于第l可變靜電電容元件為逆 導電型，其靜電電容可變。第l輸入部對l可變靜電電容元件和 第2可變靜電電容元件選擇性地輸入偏置電壓和電壓信號。第l 可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件在輸入上述偏置電 壓和上述電壓信號的情況下，將靜電電容設為第l值來蓄積電 荷。然后，第l可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件使靜 電電容減小到小于上述第l值的第2值，從而輸出將上述電壓信
號放大上述第l值相對上述第2值的倍數(shù)而得到的輸出電壓信 號。此外，抵消與上述偏置電壓在第l可變靜電電容元件和第2 可變靜電電容元件中的放大量相當?shù)碾姾桑虼松鲜銎秒妷?實質上沒有被放大。
另外，也可以對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變 靜電電容元件施加用于抵消上述偏置電壓放大量的電壓。
對上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件例如施加電源電壓，由此能夠抵消與放大后的上述偏置電壓 的放大量相當?shù)碾姾伞?br> 另外，上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容 元件也可以例如是MOS可變電抗器，上述第l輸入部例如具備 第l開關，上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的柵極端子分別與上述第l開關連接，上述第l可變靜電電容 元件的源極端子和漏極端子例如通過第2開關連接到輸出電源 電壓的電源、或者接地，上述第2可變靜電電容元件的源極端子 和漏極端子例如通過第3開關連接到上述電源、或者接地，在上 述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3開關被接地，將 上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電 電容設為上述第l值，在上述第2開關被接地的情況下，上述第3 開關連接到上述電源，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2 可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第2值。
上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 例如是MOS可變電抗器，分別具有互相相反的導電性。另外， 第l輸入部例如具備第l開關，根據(jù)第l開關的開閉選擇性地將上 述偏置電壓和上述電壓信號輸入到上述第l可變靜電電容元件 和上述第2可變靜電電容元件。第l可變靜電電容元件和上述第2 可變靜電電容元件的柵極端子分別與上述第l開關連接。另夕卜， 上述第l可變靜電電容元件的源極端子和漏才及端子例如通過第2 開關連接到輸出電源電壓的電源、或者接地，上述第2可變靜電
電容元件的源極端子和漏極端子例如通過第3開關連接到上述
電源、或者接地。
在此，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3 開關被接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電 電容元件的靜電電容設為上述第l值。另外，在上述第2開關被 接地的情況下，上述第3開關連接到上述電源，將上述第l可變 靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為上 述第2值。使上述第2開關和上述第3開關的連接端相互不同來進 行動作，由此互為逆導電型的上述第l可變靜電電容元件和上述 第2可變靜電電容元件的靜電電容增減變得相同。
另外，上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容 元件也可以例如是MOS可變電抗器，上述第l輸入部具備第l開 關，上述第l可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子、以及上 述第2可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子分別與上述第1 開關連接，上述第2可變靜電電容元件的柵極端子通過第2開關 連接到輸出電源電壓的電源、或者接地，上述第l可變靜電電容 元件的柵極端子通過第3開關連接到上述電源、或者接地，在上 述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3開關被接地，將 上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電 電容設為上述第l值，在上述第2開關被接地的情況下，上述第3 開關連接到上述電源，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2 可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第2值。
上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 例如是MOS可變電抗器，分別具有相互相反的導電性。另外， 第l輸入部例如具備第l開關，能夠根據(jù)第l開關的開閉選擇性地
對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件輸入 上述偏置電壓和上述電壓信號。上述第1可變靜電電容元件的源 極端子和漏極端子、以及上述第2可變靜電電容元件的源極端子 和漏極端子分別與上述第l開關連接。另外，上述第2可變靜電
電容元件的柵極端子例如通過第2開關連接到輸出電源電壓的
電源、或者接地，上述第l可變靜電電容元件的柵極端子例如通
過第3開關連接到上述電源、或者接地。
在此，在上述第2開關連接到上述電源上的情況下，上述 第3開關被接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜 電電容元件的靜電電容設為上述第l值。另外，在上述第2開關 被接地的情況下，上述第3開關連接到上述電源，將上述第l可 變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為 上述第2值。使上述第2開關和上述第3開關的連接端相互不同來 進行動作，由此能夠使互為逆導電型的上述第l可變靜電電容元 件和上述第2可變靜電電容元件中的靜電電容增減變得相同。通 過這種結構能夠在維持偏置電壓的情況下放大信號電壓。
另外，也可以具備至少一個以上調整用可變靜電電容元 件，其與上述第l可變靜電電容元件、或者上述第2可變靜電電 容元件為相同導電型，柵極寬度小于上述第l可變靜電電容元 件、以及上述第2可變靜電電容元件；以及例如至少一個以上調 整用開關，將上述至少一個以上調整用可變靜電電容元件的源 極端子以及漏極端子分別連接到上述電源、或者接地，上述至 少 一 個以上調整用可變靜電電容元件的柵極端子分別與上述第 l開關連接，與上述第l可變靜電電容元件、或者上述第2可變靜 電電容元件并聯(lián)連接到上述第l輸入部。
上述放大器例如具備至少一個以上調整用可變靜電電容 元件、以及至少一個以上調整用開關。上述調整用可變靜電電 容元件分別與上述第l可變靜電電容元件、或者上述第2可變靜 電電容元件為相同導電型，是柵極寬度小于上述第l可變靜電電 容元件和上述第2可變靜電電容元件的可變靜電電容元件。調整
用可變靜電電容元件的柵極(Gate)端子分別與上述第l開關連 接，源極(Source)端子和漏極(Drain)端子分別連接到與調整用 可變靜電電容元件對應的上述調整用開關。通過使上述調整用 開關的連接狀態(tài)與上述第2開關(在調整用可變靜電電容元件與 上述第l可變靜電電容元件為相同導電型的情況下)、或者上述 第3開關(在調整用可變靜電電容元件與上述第2可變靜電電容 元件為相同導電型的情況下)一致，能夠間接地調整上述第l可 變靜電電容元件的柵極端子面積、或者上述第2可變靜電電容元 件的柵極端子面積。
另夕卜，也可以還具備第3可變靜電電容元件，其靜電電 容可變；以及第4可變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述 第3可變靜電電容元件電氣連接，相對于上述第3可變靜電電容 元件為逆導電型，上迷第3可變靜電電容元件和上述第4可變靜 電電容元件例如是MOS可變電抗器，上述第3可變靜電電容元 件的源極端子和漏極端子、以及上述第4可變靜電電容元件的源 極端子和漏極端子分別與上述第l開關連接，上述第4可變靜電 電容元件的柵極端子通過上述第2開關連接到輸出電源電壓的 電源、或者接地，上述第3可變靜電電容元件的柵極端子通過上 述第3開關連接到輸出電源電壓的電源、或者接地，在上述第2 開關連接到上述電源上的情況下，上述第3開關被接地，將上述 第3可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容 設為上述第l值，在上述第2開關被接地的情況下，上述第3開關 連接到上述電源，將上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變 靜電電容元件的靜電電容設為上述第2值。
上述放大器能夠還具備第3可變靜電電容元件和第4可變
靜電電容元件。第3可變靜電電容元件和第4可變靜電電容元件 例如是MOS可變電抗器，分別具有相互相反的導電性。第3可 變靜電電容元件和第4可變靜電電容元件的源極端子和漏極端 子例如分別與上述第l開關連接。另外，第4可變靜電電容元件 的柵極端子例如通過上述第2開關連接到輸出電源電壓的電源、 或者接地，第3可變靜電電容元件的柵極端子例如通過上述第3 開關連接到上述電源、或者接地。
在此，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3 開關被接地，將第3可變靜電電容元件和第4可變靜電電容元件 的靜電電容設為第l值。另外，在上述第2開關被接地的情況下， 上述第3開關連接到上述電源，將第3可變靜電電容元件和第4 可變靜電電容元件的靜電電容設為第2值。通過使上述第2開關 和上述第3開關的連接端相互不同來進行動作，能夠使互為逆導 電型的第3可變靜電電容元件和第4可變靜電電容元件的靜電電 容增減變得相同。通過這種結構，能夠在維持偏置電壓的情況 下放大信號電壓。
另外，也可以是上迷第l輸入部選擇性地輸入上述偏置電 壓、和構成作為上述電壓信號的差動信號的正相電壓信號，上 述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件將靜電電 容設為小于上述第l值的第2值來對上述正相電壓信號進行放 大，該放大器還具備第3可變靜電電容元件，其靜電電容可變； 第4可變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述第3可變靜電 電容元件電氣連接，相對于上述第3可變靜電電容元件為逆導電 型；以及第2輸入部，其對上述第3可變靜電電容元件和上述第4 可變靜電電容元件選擇性地輸入上述偏置電壓、和相位與上述 正相電壓信號反相的反相電壓信號，在對上述第3可變靜電電容
元件和上述第4可變靜電電容元件輸入上述偏置電壓和上述反 相電壓信號的情況下，將上述第3可變靜電電容元件和上述第4
可變靜電電容元件的靜電電容設為第3值，并將上述第3可變靜 電電容元件和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容設為小于 上述第3值的第4值，從而對上述反相電壓信號進行放大。
上述放大器還具備第3可變靜電電容元件、第4可變靜電電 容元件、以及第2輸入部。上述第3可變靜電電容元件和上述第4 可變靜電電容元件具有相互相反的導電性，與上述第l可變靜電 電容元件和上述第2可變靜電電容元件對應。另外，上述第2輸 入部是與上述第l輸入部對應的結構要素。上述第l輸入部對上 述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件選擇性地 輸入上述偏置電壓、以及構成作為上述電壓信號的差動信號的 正相電壓信號。另外，上述第2輸入部對上述第3可變靜電電容 元件和上述第4可變靜電電容元件選擇性地輸入上述偏置電壓、
同步進行上述第l輸入部和上述第2輸入部中的上述正相電壓信 號、或者上述反相電壓信號的輸入。因此，上迷放大器從上述 第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件輸出對上述 正相電壓信號進行放大得到的輸出電壓信號，另外，從上述第3 可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元件輸出對上述反 相電壓信號進行放大得到的輸出電壓信號，由此輸出差動信號。 另外，也可以是上述第l可變靜電電容元件、上述第2可變 靜電電容元件、上迷第3可變靜電電容元件、以及上迷第4可變 靜電電容元件例如是MOS可變電抗器，上述第l輸入部例如具 備第1開關，上述第2輸入部例如具備第2開關，上述第l可變靜 電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的柵極端子與上述第1 開關連接，上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容 元件的柵極端子與上述第2開關連接，上述第l可變靜電電容元 件和上述第3可變靜電電容元件的源極端子以及/或者漏極端子 例如通過第3開關連接到輸出電源電壓的電源、或者接地，上述
第2可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元件的源極端子 以及/或者漏極端子例如通過第4開關連接到上述電源、或者接 地，在上述第3開關連接到上述電源的情況下，上述第4開關被 接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為上述第l值，并且將上述第3可變靜電電容元 件和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第3值，在 上述第3開關被接地的情況下，上述第4開關連接到上述電源， 將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜 電電容設為上述第2值，并且將上述第3可變靜電電容元件和上 述第4可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第4值。
上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 例如是MOS可變電抗器，分別具有相互相反的導電性。同樣地， 上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元件例如是 MOS可變電抗器，分別具有相互相反的導電性。另外，第l輸 入部例如具備第l開關，根據(jù)第l開關的開閉選擇性地對上述第1 可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件輸入上述偏置 電壓和上述正相電壓信號。同樣地，第2輸入部例如具備第2開 關，根據(jù)第2開關的開閉選擇性地對上述第3可變靜電電容元件 和上述第4可變靜電電容元件輸入上述偏置電壓和上述反相電 壓信號。第l可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件的柵極 端子分別與上述第l開關連接，第3可變靜電電容元件和上述第4 可變靜電電容元件的柵極端子分別與上述第2開關連接。在此， 上述第l可變靜電電容元件和上述第3可變靜電電容元件的源極 端子以及/或者漏極端子例如通過第3開關連接到輸出電源電壓 的電源、或者接地，另外，上述第2可變靜電電容元件和上述第 4可變靜電電容元件的源極端子以及/或者漏極端子例如通過第 4開關連接到上述上述電源、或者接地。
在此，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3 開關被接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電 電容元件的靜電電容設為上述第l值，將上述第3可變靜電電容 元件和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第3值。 另外，在上述第2開關被接地的情況下，上述第3開關連接到上 述電源，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容 元件的靜電電容設為上述第2值，將上述第3可變靜電電容元件 和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第4值。使上 述第2開關和上述第3開關的連接端相互不同來進行動作，由此 互為逆導電型的上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電 電容元件、以及互為逆導電型的上述第3可變靜電電容元件和上 述第4可變靜電電容元件的靜電電容增減變得相同。
另外，也可以是在使上述電壓信號衰減的情況下，將上述 第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容 設為大于上述第l值的第3值，該放大器還具備至少一個第3 可變靜電電容元件，其與上述第l可變靜電電容元件并聯(lián)連接到 上述第l輸入部，與上述第l可變靜電電容元件是相同導電型， 其靜電電容可變；以及至少一個第4可變靜電電容元件，其與上 述第2可變靜電電容元件并聯(lián)連接到上述第l輸入部，與上述第2 可變靜電電容元件是相同導電型，其靜電電容可變。
將上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為大于上述第l值的第3值，由此能夠使上述電 壓信號以上述第l值相對于上述第3值的倍數(shù)衰減。另外，上述 放大器還具備至少一個第3可變靜電電容元件、以及至少一個第
4可變靜電電容元件。上述第3可變靜電電容元件與上述第l可變 靜電電容元件為相同導電型，其靜電電容可變。另外，上述第4
可變靜電電容元件與上述第2可變靜電電容元件為相同導電型， 其靜電電容可變。在此，上述第3可變靜電電容元件和上述第4 可變靜電電容元件與上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變 靜電電容元件相同，通過將靜電電容減小到小于上述第l值的第 2值能夠放大上述第l值相對于上述第2值的倍數(shù)，另外，通過將 靜電電容設為大于上述第l值的第3值，能夠使上述電壓信號衰 減上述第l值相對于上述第3值的倍數(shù)。因此，通過獨立地改變 上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件中的靜 電電容的增減、以及上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變 靜電電容元件中的靜電電容的增減，能夠切換從上述放大器輸 出的輸出電壓信號的增益。
另外，也可以在上述第l輸入部的前級具備至少一個靜電 電容元件，該至少一個靜電電容元件具有規(guī)定的靜電電容，能 夠蓄積與上述少見定靜電電容相當?shù)碾姾桑鲜龅趌輸入部所輸入 的上述電壓信號是上述第l可變靜電電容元件、上述第2可變靜 電電容元件、以及上述至少一個靜電電容元件電荷共享的電壓 信號。
對上述放大器輸入由在上述第l輸入部前級所具備的至少 一個靜電電容元件、上述第l可變靜電電容元件、以及上述第2 可變靜電電容元件電荷共享的電壓信號，能夠對該電荷共享的 電壓信號進行放大。因此，上述放大器例如能夠用在由SINC濾 波器構成的電荷主濾波器(charged main filter)電路的最終級。
另外，上述MOS可變電抗器例如也可以是反型模式的MOS 可變電抗器。
另外，上述MOS可變電抗器例如也可以是蓄積模式的MOS
可變電抗器。
上述MOS可變電抗器例如可以設為反型才莫式的MOS可變 電抗器、或者蓄積模式的MOS可變電抗器。上述反型模式的 MOS可變電抗器和上述蓄積模式的MOS可變電抗器的靜電電 容的增減結構不同，但是兩者都能夠進行靜電電容的增減，因 此放大器能夠將輸入的偏置電壓和電壓信號中的該電壓信號放 大。
另外，為了達到上述目的，根據(jù)本發(fā)明的第2觀點，提供 一種放大器，具備第l可變靜電電容部，其靜電電容可變；第 2可變靜電電容部，其靜電電容可變，與上述第l可變靜電電容 部電氣連接；以及第l輸入部，其對上述第l可變靜電電容部和 上述第2可變靜電電容部選擇性地輸入偏置電壓和電壓信號，上 述第l可變靜電電容部以及上述第2可變靜電電容部例如分別由 相同結構要素的組合構成，在對上述第l可變靜電電容部和上述 第2可變靜電電容部輸入上述偏置電壓和上述電壓信號的情況 下，將上述第l可變靜電電容部和上述第2可變靜電電容部各自 的靜電電容分別設為相同的第l值，將上述第l可變靜電電容部 和上述第2可變靜電電容部各自的靜電電容分別設為小于上述 第l值的分別相同的第2值，從而對上述電壓信號進行放大。
通過這種結構，能夠將第l可變靜電電容部以及第2可變靜 電電容部各自的靜電電容分別設為相同，因此能夠將偏置電壓 維持原樣而對信號電壓進行放大。
另外，為了達到上述目的，根據(jù)本發(fā)明的第3觀點，提供 一種與放大器有關的放大方法，其中，該放大器具備第l可變靜 電電容元件，其靜電電容可變；以及第2可變靜電電容元件，其 靜電電容可變，相對于上述第l可變靜電電容元件為逆導電型， 該方法包括如下步驟向上述第l可變靜電電容元件和上述第2
可變靜電電容元件輸入偏置電壓和電壓信號，蓄積與第l靜電電 容對應的第l電荷；保持上述第l電荷、以及上述偏置電壓和與
上述電壓信號對應的電壓；以及將上述第l可變靜電電容元件和 上述第2可變靜電電容元件的靜電電容從第l靜電電容減少到小 于上述第1可變靜電電容的第2靜電電容，從而放大上述電壓信
驟使上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 的靜電電容從第l靜電電容減少到上述第2靜電電容；根據(jù)上述 第l靜電電容相對于上述第2靜電電容之比，對上述偏置電壓和 上述電壓信號進行放大；以及抵消與在上述第l可變靜電電容元 件和上述第2可變靜電電容元件中放大的偏置電壓的放大量相 當?shù)碾姾伞?br> 通過使用這種方法，能夠對輸入的偏置電壓和電壓信號中 的該電壓信號進行放大。
另外，為了達到上述目的，根據(jù)本發(fā)明的第4觀點，提供 一種濾波器，其具備放大部，其輸入偏置電壓和電壓信號， 對上述電壓信號進行放大并輸出；第l開關部，其將上述偏置電 壓和上述電壓信號選擇性地輸入到上述放大部中；以及第2開關
部，其選擇性地輸出從上述放大部輸出的電壓信號，上述放大
部具備第l可變靜電電容元件，其靜電電容可變；以及第2可 變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述第l可變靜電電容元 件電氣連接，相對于上述第l可變靜電電容元件為逆導電型，在 上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件中輸入 上述偏置電壓和上述電壓信號的情況下，將上述第l可變靜電電 容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為第H直，將 上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電
電容設為小于上述第l值的第2值，從而對上述電壓信號進行放大。
通過這種結構，能夠原樣維持輸入的偏置電壓而將信號電 壓》文大輸出。
另外，也可以還具備第3開關部，其將上述放大部設定為 輸入上述電壓信號之前的初始狀態(tài)。
通過這種結構，即使在重復輸入偏置電壓和電壓信號的情 況下，也能夠原樣維持輸入的偏置電壓而以保持信號電壓的放 大效率的狀態(tài)將信號電壓放大并輸出。
另外，為了達到上述目的，根據(jù)本發(fā)明的第5觀點，提供 一種濾波器，其具備放大部，其輸入偏置電壓和電壓信號， 對上述電壓信號進行放大并輸出；第l開關部，其將上述偏置電 壓和上述電壓信號選擇性地輸入到上述放大部中；以及第2開關 部，其選擇性地輸出從上述放大部輸出的電壓信號，上述放大 部具備第l可變靜電電容部，其靜電電容可變；以及第2可變 靜電電容部，其靜電電容可變，與上述第l可變靜電電容部電氣 連接，上述第l可變靜電電容部和上述第2可變靜電電容部分別 由相同結構要素的組合構成，在對上述第l可變靜電電容部和上 述第2可變靜電電容部輸入上述偏置電壓和上述電壓信號的情 況下，將上述第l可變靜電電容部以及上述第2可變靜電電容部 各自的靜電電容分別設為相同的第l值，將上述第l可變靜電電 容部以及上述第2可變靜電電容部各自的靜電電容分別設為小 于上述第1值的相同的第2值，從而對上述電壓信號進行放大。
通過這種結構，能夠原樣維持輸入的偏置電壓而將信號電 壓放大并輸出。
為了達到上述目的，根據(jù)本發(fā)明其它觀點，提供一種放大 器，其具備第l可變靜電電容元件，其靜電電容可變；第2可 變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述第l可變靜電電容元 件電氣連接，相對于上述第l可變靜電電容元件為逆導電型；以 及第l輸入部，其對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜 電電容元件選擇性地輸入偏置電壓和電壓信號，其中，在對上 述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件輸入上述 偏置電壓和上述電壓信號的情況下，將上述第l可變靜電電容元 件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為第l值，將上述 第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容
設為小于上述第l值的第2值，從而對上述電壓信號進行放大。 上述放大器具備第l可變靜電電容元件、第2可變靜電電容
元件、以及第l輸入部。第l可變靜電電容元件的靜電電容可變。
另外，第2可變靜電電容元件相對于第l可變靜電電容元件為逆
導電型，其靜電電容可變。第l輸入部對第l可變靜電電容元件
和第2可變靜電電容元件選擇性地輸入偏置電壓和電壓信號。在 輸入上述偏置電壓和上述電壓信號的情況下，將第l可變靜電電 容元件和第2可變靜電電容元件的靜電電容設為第l值從而蓄積 電荷。然后，使第1可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件 的靜電電容減小到小于上述第1值的第2值，由此輸出將上述電 壓信號放大到上述第l值相對于上述第2值的倍數(shù)的輸出電壓信 號。此外，抵消與上述偏置電壓在第1可變靜電電容元件和第2 可變靜電電容元件中的放大量相當?shù)碾姾?，因此上述偏置電?實質上沒有被放大。
另外，也可以將用于抵消上述偏置電壓的放大量的電壓施 加到上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 上。
例如通過對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜 電電容元件施加電源電壓，能夠抵消與被放大的上述偏置電壓
的放大量相當?shù)碾姾伞?br> 另外，也可以是上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變 靜電電容元件例如是MOS可變電抗器，上述第l輸入部例如具
備第l開關，上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容
元件的柵極端子分別與上述第l開關連接，上述第l可變靜電電
容元件的源極端子以及漏極端子例如通過第2開關連接到輸出 電源電壓的電源、或者接地，上述第2可變靜電電容元件的源極 端子和漏極端子例如通過第3開關連接到上述電源、或者接地， 在上述第2開關連接到上述電源上的情況下，上述第3開關被接 地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 的靜電電容設為上述第l值，在上述第2開關被接地的情況下， 上述第3開關連接到上述電源，將上述第l可變靜電電容元件和 上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第2值。
上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 例如是MOS可變電抗器，分別具有相互相反的導電性。另外， 第l輸入部例如具備第l開關，根據(jù)第l開關的開閉選擇性地將上 述偏置電壓和上述電壓信號輸入到上述第1可變靜電電容元件 和上述第2可變靜電電容元件。第l可變靜電電容元件和上述第2 可變靜電電容元件的柵極端子分別與上述第1開關連接。另夕卜， 上述第l可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子例如通過第2 開關連接到輸出電源電壓的電源、或者接地，上述第2可變靜電 電容元件的源極端子和漏極端子例如通過第3開關連接到上述 電源、或者接地。
在此，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3 開關被接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電 電容元件的靜電電容設為上述第l值。另外，在上述第2開關被 接地的情況下，上述第3開關連接到上述電源，將上述第l可變
靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為上
述第2值。使上述第2開關和上述第3開關的連接端相互不同來進
行動作，能夠使互為逆導電型的上述第l可變靜電電容元件和上
述第2可變靜電電容元件的靜電電容增減變得相同。
另外，也可以具備至少一個以上調整用可變靜電電容元 件，該至少一個以上調整用可變靜電電容元件與上述第l可變靜 電電容元件、或者上述第2可變靜電電容元件為相同導電型，#冊 極寬度小于上述第l可變靜電電容元件、以及上述第2可變靜電 電容元件；以及至少一個以上調整用開關，該至少一個以上調 整用開關例如將上述至少一個以上調整用可變靜電電容元件的 源極端子、以及漏極端子分別連接到上述電源、或者接地，上 述至少一個以上調整用可變靜電電容元件的柵極端子分別與上 述第l開關連接，與上述第l可變靜電電容元件、或者上述第2 可變靜電電容元件并聯(lián)連接到上述第l輸入部。
上述放大器例如具備至少一個以上調整用可變靜電電容 元件、以及至少一個以上調整用開關。上述調整用可變靜電電 容元件分別與上述第l可變靜電電容元件、或者上述第2可變靜 電電容元件為相同導電型，是柵極寬度小于上述第l可變靜電電 容元件和上述第2可變靜電電容元件的可變靜電電容元件。調整 用可變靜電電容元件的柵極(Gate)端子分別與上述第l開關連 接，源極(Source)端子和漏極(Drain)端子分別連接到與調整用 可變靜電電容元件對應的上述調整用開關上。通過使上述調整 用開關的連接狀態(tài)與上述第2開關(在調整用可變靜電電容元件 與上述第l可變靜電電容元件為相同導電型的情況下)、或者上 述第3開關(在調整用可變靜電電容元件與上述第2可變靜電電 容元件為相同導電型的情況下) 一 致，能夠間接地調整上述第1 可變靜電電容元件的柵極端子面積、或者上述第2可變靜電電容
元件的柵極端子面積。
另外，也可以是上述第l輸入部選^^性地輸入上述偏置電 壓、和構成作為上述電壓信號的差動信號的正相電壓信號，將 上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電 電容設為小于上述第l值的第2值，對上述正相電壓信號進行放
大，該放大器還具備第3可變靜電電容元件，其靜電電容可變； 第4可變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述第3可變靜電 電容元件電氣連接，相對于上述第3可變靜電電容元件為逆導電 型；以及第2輸入部，其對上述第3可變靜電電容元件和上述第4 可變靜電電容元件選擇性地輸入上述偏置電壓、和相位與上述 正相電壓信號反轉的反相電壓信號，在對上述第3可變靜電電容 元件和上述第4可變靜電電容元件輸入上述偏置電壓和上述反 相電壓信號的情況下，將上述第3可變靜電電容元件和上述第4 可變靜電電容元件的靜電電容設為第3值，將上述第3可變靜電 電容元件和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容設為小于上 述第3值的第4值，從而對上述反相電壓信號進行放大。
上述放大器還具備第3可變靜電電容元件、第4可變靜電電 容元件、以及第2輸入部。上述第3可變靜電電容元件和上述第4 可變靜電電容元件具有相互相反的導電性，與上述第l可變靜電 電容元件和上述第2可變靜電電容元件對應。另外，上述第2輸 入部是與上述第l輸入部對應的結構要素。上述第l輸入部對上 述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件選擇性地 輸入上述偏置電壓、和構成作為上述電壓信號的差動信號的正 相電壓信號。另外，上述第2輸入部對上述第3可變靜電電容元 件和上述第4可變靜電電容元件選擇性地輸入上述偏置電壓、和
述第l輸入部和上述第2輸入部中的上述正相電壓信號、或者上
述反相電壓信號的輸入是同步進行的。因此，上述放大器從上 述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件輸出對上 述正相電壓信號進行放大得到的輸出電壓信號，另外從上述第3 可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元件輸出對上述反 相電壓信號進行放大得到的輸出電壓信號，從而輸出差動信號。 另外，也可以是上述第l可變靜電電容元件、上述第2可變
靜電電容元件、上述第3可變靜電電容元件、以及上述第4可變 靜電電容元件例如是MOS可變電抗器，上述第l輸入部例如具 備第1開關，上述第2輸入部例如具備第2開關，上述第l可變靜 電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的柵極端子與上述第1 開關連接，上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容 元件的柵極端子與上述第2開關連接，上述第l可變靜電電容元 件和上述第3可變靜電電容元件的源極端子、以及/或者漏極端 子例如通過第3開關連接到輸出電源電壓的電源、或者接地，上 述第2可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元件的源極端 子、以及/或者漏極端子例如通過第4開關連接到上述電源、或 者接地，在上述第3開關連接到上述電源的情況下，上述第4開 關被接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電 容元件的靜電電容設為上述第l值，并且將上述第3可變靜電電 容元件和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第3 值，在上述第3開關被接地的情況下，上述第4開關連接到上述 電源，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為上述第2值，并且將上述第3可變靜電電容元 件和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第4值。
上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 例如是MOS可變電抗器，分別具有相互相反的導電性。同樣地， 上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元件例如是MOS可變電抗器，分別具有相互相反的導電性。另外，第l輸 入部例如具備第l開關，根據(jù)第l開關的開閉選擇性地對上述第1 可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件輸入上述偏置
電壓和上述正相電壓信號。同樣地，第2輸入部例如具備第2開 關，根據(jù)第2開關的開閉選擇性地對上述第3可變靜電電容元件 和上述第4可變靜電電容元件輸入上述偏置電壓和上述反相電 壓信號。第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的 柵極端子分別與上述第l開關連接，第3可變靜電電容元件和上 述第4可變靜電電容元件的柵極端子分別與上述第2開關連接。 在此，上述第l可變靜電電容元件和上述第3可變靜電電容元件 的源極端子、以及/或者漏極端子例如通過第3開關連接到輸出 電源電壓的電源、或者接地，另外，上述第2可變靜電電容元件 和上述第4可變靜電電容元件的源極端子、以及/或者漏極端子 例如通過第4開關連接到上述電源、或者接地。
在此，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3 開關被接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電 電容元件的靜電電容設為上述第l值，將上述第3可變靜電電容 元件和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第3值。 另外，在上述第2開關被接地的情況下，上述第3開關連接到上 述電源，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容 元件的靜電電容設為上述第2值，將上述第3可變靜電電容元件 和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第4值。使上 述第2開關和上述第3開關的連接端相互不同來進行動作，由此 互為逆導電型的上述第l可變靜電電容元件和上迷第2可變靜電 電容元件、以及互為逆導電型的上述第3可變靜電電容元件和上 述第4可變靜電電容元件的靜電電容增減變得相同。
另外，也可以在使上述電壓信號衰減的情況下將上述第1 可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設
為大于上述第l值的第3值，該放大器還具備至少一個第3可變 靜電電容元件，該至少一個第3可變靜電電容元件與上述第l可 變靜電電容元件并聯(lián)連接到上述第l輸入部，與上述第l可變靜 電電容元件為相同導電型，其靜電電容可變；以及至少一個第4 可變靜電電容元件，該至少 一個第4可變靜電電容元件與上述第 2可變靜電電容元件并聯(lián)連接到上述第l輸入部，與上述第2可變 靜電電容元件為相同導電型，其靜電電容可變。
將上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為大于上述第l值的第3值，由此能夠使上述電 壓信號衰減到上述第l值相對于上述第3值的倍數(shù)。另外，上述 放大器還具備至少一個第3可變靜電電容元件、以及至少一個第 4可變靜電電容元件。上述第3可變靜電電容元件與上述第l可變 靜電電容元件為相同導電型，其靜電電容可變。另外，上述第4 可變靜電電容元件與上述第2可變靜電電容元件為相同導電型， 其靜電電容可變。在此，上述第3可變靜電電容元件和上述第4 可變靜電電容元件與上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變 靜電電容元件相同，通過將靜電電容減少到小于上述第l值的第 2值，能夠放大到上述第l值相對于上述第2值的倍數(shù)，另外，通 過將靜電電容設為大于上述第l值的第3值，能夠使上述電壓信 號衰減到上述第l值相對于上述第3值的倍數(shù)。因此，通過獨立 地改變上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 中的靜電電容增減、以及上述第3可變靜電電容元件和上述第4 可變靜電電容元件中的靜電電容增減，能夠切換從上述放大器 輸出的輸出電壓信號的增益。
另外，也可以在上述第l輸入部的前級具備至少一個靜電 電容元件，該至少一個靜電電容元件具有規(guī)定的靜電電容，能
夠蓄積與上述規(guī)定靜電電容相當?shù)碾姾?，上述第l輸入部輸入的 上述電壓信號是上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電 電容元件、以及上述至少一個靜電電容元件電荷共享的電壓信
對上述放大器輸入由在上述第l輸入部的前級具備的至少
一個靜電電容元件、上述第l可變靜電電容元件、以及上述第2 可變靜電電容元件電荷共享的電壓信號，能夠對該電荷共享的 電壓信號進行放大。因此，上述放大器例如能夠使用在由SINC 濾波器構成的電荷主濾波電路的最終級。
另外，上述MOS可變電抗器例如也可以是反型模式的MOS
可變電抗器。
另外，上述MOS可變電抗器例如也可以是蓄積模式的MOS
可變電抗器。
上述MOS可變電抗器例如能夠設為反型模式的MOS可變 電抗器、或者蓄積模式的MOS可變電抗器。上述反型模式的 MOS可變電抗器和上述蓄積模式的MOS可變電抗器的靜電電 容的增減結構不同，但是兩者都能夠進行靜電電容的增減，因 此放大器能夠對輸入的偏置電壓和電壓信號中的該電壓信號進 行放大。
另外，為了達到上述目的，根據(jù)本發(fā)明的其它觀點，提供 一種與放大器有關的放大方法，其中，該放大器具備第l可變靜 電電容元件，其靜電電容可變；以及第2可變靜電電容元件，其 靜電電容可變，相對于上述第l可變靜電電容元件為逆導電型， 該方法包括如下步驟對上述第l可變靜電電容元件和上述第2 可變靜電電容元件輸入偏置電壓和電壓信號，蓄積與第1靜電電 容對應的第l電荷；保持上述第l電荷、上述偏置電壓以及與上 述電壓信號對應的電壓；以及使上述第l可變靜電電容元件和上
述第2可變靜電電容元件的靜電電容從第l靜電電容減少到小于 上述第l靜電電容的第2靜電電容，從而對上述電壓信號進行放大。
另外，對上述放大信號進行放大的步驟也可以還具有如下
步驟使上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容從上述第l靜電電容減少到第2靜電電容；根據(jù)上 述第l靜電電容相對于上述第2靜電電容之比，對上述偏置電壓 和上述電壓信號進行放大；以及抵消與在上述第1可變靜電電容 元件和上述第2可變靜電電容元件中放大的偏置電壓的放大量 相當?shù)碾姾伞?br> 通過使用這種方法，能夠對輸入的偏置電壓和電壓信號中 的該電壓信號進行放大。
另外，為了達到上述目的，根據(jù)本發(fā)明的其它觀點，提供 一種放大器，其具備第l可變靜電電容元件，其靜電電容可變； 第2可變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述第l可變靜電 電容元件電氣連接；以及第l輸入部，其對上述第l可變靜電電 容元件和上述第2可變靜電電容元件選擇性地輸入偏置電壓和 電壓信號，在對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電
電容元件輸入上述偏置電壓和上述電壓信號的情況下，將上述 第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容 設為第l值，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電 容元件的靜電電容設為小于上述第1值的第2值，從而對上述電
壓信號進行放大。
上述放大器可以具備第l可變靜電電容元件、第2可變靜電 電容元件、以及第l輸入部。第l可變靜電電容元件的靜電電容 可變。另外，第2可變靜電電容元件與第1可變靜電電容元件電 氣連接，與第l可變靜電電容元件同樣地靜電電容可變。第l輸
入部能夠對第l可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件選擇 性地輸入偏置電壓和電壓信號。在輸入上述偏置電壓和上述電 壓信號的情況下，能夠將第l可變靜電電容元件和第2可變靜電 電容元件的靜電電容設為第l值來蓄積電荷。然后，分別將第l 可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件的靜電電容減少為
小于上述第l值的第2值，由此能夠輸出將上述電壓信號放大到 上述第l值相對于上述第2值的倍數(shù)的輸出電壓信號。此外，抵 消與上述偏置電壓在第l可變靜電電容元件和第2可變靜電電容 元件中的放大量相當?shù)碾姾桑虼松鲜銎秒妷簩嵸|上沒有被 放大。通過這種結構，能夠原樣維持偏置電壓而對信號電壓進 行放大。
另外，也可以將用于抵消上述偏置電壓》文大量的電壓施加 到上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件上。
通過對上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電 容元件例如施加電源電壓，能夠抵消與被放大的上述偏置電壓 的放大量相當?shù)碾姾伞?br> 另外，上述第l可變靜電電容元件以及上述第2可變靜電電 容元件也可以為相同導電型。
在這種結構中，也在第l可變靜電電容元件和第2可變靜電 電容元件中抵消與上述偏置電壓的放大量相當?shù)碾姾?，因此?夠原樣維持偏置電壓而對信號電壓進行放大。
另外，上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容 元件例如也可以是n溝道型MOS可變電抗器，上述第l輸入部具 備第l開關，上述第l可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子、 以及上述第2可變靜電電容元件的柵極端子分別與上述第l開關 連接，上述第l可變靜電電容元件的柵極端子通過第2開關連接 到輸出電源電壓的電源、或者接地，上述第2可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子通過第3開關連接到上述電源、或者接 地，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3開關被 接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元
件的靜電電容設為上述第l值，在上述第2開關被接地的情況下， 上述第3開關連接到上述電源，將上述第l可變靜電電容元件和 上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第2值。
上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 例如是n溝道型MOS可變電抗器，是相互相同導電型的可變靜 電電容元件。另外，第l輸入部例如具備第l開關，能夠根據(jù)第l 開關的開閉選擇性地對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可 變靜電電容元件輸入上述偏置電壓和上述電壓信號。上述第l 可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子、以及上述第2可變靜 電電容元件的柵極端子分別與上述第l開關連接。另外，上述第 l可變靜電電容元件的柵極端子例如通過第2開關連接到輸出電 源電壓的電源、或者接地，另外，上述第2可變靜電電容元件的 源極端子以及漏極端子端子例如通過第3開關連接到上述電源、 或者接地。
在此，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3 開關被接地，能夠將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變 靜電電容元件的靜電電容設為上述第l值。另外，在上述第2開 關被接地的情況下，上述第3開關連接到上述電源，能夠將上述 第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容 設為上述第2值。使上述第2開關和上述第3開關的連接端相互不 同來進行動作，由此能夠使相互相同導電型的上述第l可變靜電 電容元件和上述第2可變靜電電容元件中的靜電電容的增減相 同。通過這種結構，能夠原樣維持偏置電壓而對信號電壓進行 放大。
另外，上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容 元件例如也可以是p溝道型MOS可變電抗器，上述第l輸入部具
備第1開關，上述第l可變靜電電容元件的柵極端子、上述第2
可變靜電電容元件的源極端子以及漏極端子分別與上述第l開 關連接，上述第l可變靜電電容元件的源^l端子和漏極端子通過
第2開關連接到輸出電源電壓的電源、或者接地，上述第2可變 靜電電容元件的柵極端子通過第3開關連接到上述電源、或者接 地，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3開關被 接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為上述第1值，在上述第2開關被接地的情況下， 上述第3開關連接到上述電源，將上述第l可變靜電電容元件和 上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第2值。
上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 例如是p溝道型MOS可變電抗器，是相互相同導電型的可變靜 電電容元件。另外，第l輸入部例如具備第l開關，能夠根據(jù)第l 開關的開閉選擇性地對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可 變靜電電容元件輸入上述偏置電壓和上述電壓信號。上述第l 可變靜電電容元件的柵極端子、以及上述第2可變靜電電容元件
的源極端子和漏極端子分別與上述第l開關連接。另外，上述第 l可變靜電電容元件的源極端子以及漏極端子例如通過第2開關 連接到輸出電源電壓的電源、或者接地，另外上述第2可變靜電 電容元件的柵極端子例如通過第3開關連接到上述電源、或者接地。
在此，在上迷第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3 開關被接地，能夠將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變 靜電電容元件的靜電電容設為上述第l值。另外，在上述第2開 關被接地的情況下，上述第3開關連接到上述電源，能夠將上述
第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容
設為上述第2值。使上述第2開關和上述第3開關的連接端相互不
同來進行動作，由此能夠將相互相同導電型的上述第l可變靜電
電容元件和上述第2可變靜電電容元件中的靜電電容的增減設
為相同。通過這種結構，能夠原樣維持保持偏置電壓而對信號 電壓進行放大。
另外，為了達到上述目的，根據(jù)本發(fā)明的其它觀點，提供
一種濾波器，其具備放大部，其輸入偏置電壓和電壓信號， 對上述電壓信號進行放大并輸出；第l開關部，其將上述偏置電 壓和上述電壓信號選擇性地輸入到上述放大部中；以及第2開關 部，其選擇性地輸出從上述放大部輸出的電壓信號，上述放大 部具備第l可變靜電電容元件，其靜電電容可變；以及第2可 變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述第l可變靜電電容元 件電氣連接，在對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜 電電容元件輸入上述偏置電壓和上述電壓信號的情況下，將上 述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電 容設為第l值，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電 電容元件的靜電電容設為小于上述第l值的第2值，從而對上述 電壓信號進行放大。
通過這種結構，能夠原樣維持輸入的偏置電壓而對信號電 壓進行放大并輸出。
另外，也可以還具備第3開關部，其將上述放大部設定為 輸入上述電壓信號之前的初始狀態(tài)。
通過這種結構，即使在重復輸入偏置電壓和電壓信號的情 況下，也能夠原樣維持輸入的偏置電壓而以保持信號電壓放大 效率的狀態(tài)對信號電壓進行放大并輸出。
發(fā)明的效果 根據(jù)本發(fā)明，能夠對輸入到放大器中的偏置電壓和電壓信 號中的該電壓信號進行放大。另外，根據(jù)本發(fā)明，能夠對輸入 到濾波器中的偏置電壓和電壓信號中的該電壓信號進行放大。


圖1 A是表示離散時間參量放大器放大電壓信號的原理的
說明圖。
圖1B是表示離散時間參量放大器放大電壓信號的原理的
說明圖。
圖1C是表示離散時間參量放大器放大電壓信號的原理的
說明圖。
圖2A是表示現(xiàn)有MOSFET參量放大器中的n-MOSFET的結
構的說明圖。
圖2B是表示現(xiàn)有MOSFET參量放大器中的n-MOSFET的結 構的說明圖。
圖3A是表示現(xiàn)有MOSFET參量放大器的說明圖。
圖3B是表示現(xiàn)有MOSFET參量放大器的說明圖。
圖4是表示圖3A以及圖3B所示的現(xiàn)有MOSFET參量放大器 所涉及的信號波形的說明圖。
圖5A是表示現(xiàn)有MOSFET參量放大器中的輸出電壓信號 的失真原因的說明圖。
圖5B是表示現(xiàn)有MOSFET參量放大器中的輸出電壓信號的 失真原因的說明圖。
圖6A是表示與本發(fā)明實施方式有關的放大器的跟蹤(track) 狀態(tài)和保持(hold)狀態(tài)的說明圖。
圖6B是表示與本發(fā)明實施方式有關的放大器的跟蹤狀態(tài) 和保持狀態(tài)的說明圖。
圖7A是表示與本發(fā)明實施方式有關的》文大器的力文大(boost)
狀態(tài)中的電荷移動的說明圖。
圖7B是表示與本發(fā)明實施方式有關的放大器的放大狀態(tài)
中的電荷移動的說明圖。
圖7C是表示與本發(fā)明實施方式有關的放大器的放大狀態(tài) 中的電荷移動的說明圖。
圖8是表示使用了與本發(fā)明有關的放大原理的放大方法的
流程圖。
圖9A是表示與本發(fā)明的第1實施方式有關的力文大器的說明圖。
圖9B是表示與本發(fā)明的第1實施方式有關的放大器的說明圖。
圖IO是表示與圖9A以及圖9B所示的本發(fā)明的第l實施方式 有關的信號波形的說明圖。
圖11是表示與本發(fā)明的第2實施方式有關的放大器的說明圖。
圖12是表示與本發(fā)明的第3實施方式有關的放大器的說明圖。圖13是表示與圖12所示的本發(fā)明的第3實施方式有關的信 號波形的說明圖。
圖14是表示與本發(fā)明的第4實施方式有關的放大器的說明圖。
圖15是表示與本發(fā)明的第5實施方式有關的放大器的說明圖。
圖16是概要表示具備與本發(fā)明的實施方式有關的放大器的 電荷主濾波電路的說明圖。
圖17是概要表示具備與本發(fā)明第6實施方式有關的放大器
的電荷主濾波電^"的說明圖。
圖18是表示與圖17所示的本發(fā)明第6實施方式有關的信號
波形的說明圖。
圖19是表示與本發(fā)明的第7實施方式有關的放大器的跟蹤 狀態(tài)的說明圖。
圖20是表示與本發(fā)明的第7實施方式有關的放大器的放大 狀態(tài)的說明圖。
圖21是表示與圖19、圖20所示的本發(fā)明第7實施方式有關的 信號波形的說明圖。
圖22A是表示與圖19、圖20所示本發(fā)明第7實施方式有關的 放大器所具有的p-MOS可變電抗器P1的概要圖。
圖22B是表示與圖19、圖20所示的本發(fā)明第7實施方式有關 的放大器所具有的p-MOS可變電抗器P1的概要圖。
圖23A是表示與圖19、圖20所示的本發(fā)明第7實施方式有關 的放大器所具有的n-MOS可變電抗器N2的概要圖。
圖23B是表示與圖19、圖20所示的本發(fā)明第7實施方式有關 的放大器所具有的n-MOS可變電抗器N2的概要圖。
圖24A是表示與圖19、圖20所示的本發(fā)明第7實施方式有關 的放大器所具有的n-MOS可變電抗器N1的概要圖。
圖24B是表示與圖19、圖20所示的本發(fā)明第7實施方式有關 的放大器所具有的n-MOS可變電抗器N1的概要圖。
圖25A是表示與圖19、圖20所示的本發(fā)明第7實施方式有關 的放大器所具有的p-MOS可變電抗器P2的概要圖。
圖25B是表示與圖19、圖20所示的本發(fā)明第7實施方式有關 的放大器所具有的p-M0S可變電抗器P2的概要圖。
圖26是表示具備與本發(fā)明第8實施方式有關的放大器的電 荷主濾波電路的說明圖。
圖27是表示具備與本發(fā)明第9實施方式有關的放大器的電 荷主濾波電路的說明圖。
圖28A是說明與本發(fā)明實施方式有關的放大器的放大原理
的說明圖。
圖28B是說明與本發(fā)明實施方式有關的放大器的放大原理
的說明圖。
圖28C是說明與本發(fā)明實施方式有關的放大器的放大原理
的說明圖。
圖29是表示與本發(fā)明的第11實施方式有關的放大器的跟蹤 狀態(tài)的說明圖。
圖30是表示與本發(fā)明的第11實施方式有關的》支大器的放大 狀態(tài)的說明圖。
圖31是表示與圖29、圖30所示的本發(fā)明第ll實施方式有關 的信號波形的說明圖。
圖32是表示與本發(fā)明的第12實施方式有關的放大器的跟蹤 狀態(tài)的說明圖。
圖33是表示與本發(fā)明的第12實施方式有關的》丈大器的放大 狀態(tài)的說明圖。
具體實施例方式
下面參照附圖詳細說明本發(fā)明的優(yōu)選實施方式。此外，在 本說明書以及附圖中，對于實質上具有相同功能結構的結構要 素附加相同附圖標記，省略重復說明。
(離散時間參量放大器的原理)
首先，參照圖1A至圖1C說明離散時間參量放大器放大電壓 信號的原理。此外，圖1A是表示離散時間參量放大器蓄積電荷 的跟蹤(Track)狀態(tài)的圖，圖1B是表示保持蓄積電荷的保持
(Hold)狀態(tài)的圖。另外，圖1C是表示對電壓進行放大的放大 (Boost)狀態(tài)的圖。
如圖1A至圖1C所示，該離散時間參量放大器由電源、可變 靜電電容元件、以及開關SW構成，其中，該電源輸出輸入電壓 Vi，該可變靜電電容元件的靜電電容可變，該開關SW控制輸入 電壓Vi對該可變靜電電容元件的輸入。
說明該參量放大器的概要動作如下。首先，在跟蹤狀態(tài)(圖 1A)中開關SW為接通(ON)狀態(tài)，因此輸入電壓Vi通過開關SW 被施加到靜電電容為Ci的可變靜電電容元件上。因此，在可變 靜電電容元件的兩端蓄積了作為輸入電壓Vi、和可變靜電電容 元件的電容Ci的乘積而得到的電荷Q(^Ci'Vi)。
在該狀態(tài)下，當開關SW變?yōu)榍袛?、參量放大器遷移為保持 狀態(tài)(圖1B)時，在可變靜電電容元件中保持在跟蹤狀態(tài)下蓄積 的電荷Q,其結杲，該可變靜電電容元件兩電極間的電位差保 持開關S W切斷前的輸入電壓V i 。
如圖1C所示，在該狀態(tài)中，在可變靜電電容元件的靜電電 容從Ci變化為Co的情況下，在可變靜電電容元件的兩電極間產(chǎn) 生的電位差如下變化。
<formula>formula see original document page 44</formula> …(式1)
由此，電容變化后的電極間電位差與(Ci/Co)成正比。因此， 根據(jù)這種關系，能夠通過將可變靜電電容元件的電容設為Co〈 Ci來使可變靜電電容元件兩電極間產(chǎn)生的電位差放大(Boost)為 "k"倍(其中，在Ci〈Co的情況下電極間電位差衰減)。此外，式l 中的"k，，被稱作電容變化比。
(現(xiàn)有MOSFET參量放大中的問題)
下面，參照圖2A 圖5B說明利用上述離散時間參量放大器
原理的現(xiàn)有MOSFET參量放大器的問題。 [第l問題〗
圖2A以及圖2B是表示現(xiàn)有MOSFET參量放大器中的 n(負)-MOSFET結構的說明圖。此外，在圖2A中表示跟蹤狀態(tài)， 在圖2B中表示力文大狀態(tài)。
如圖2A以及圖2B所示，在現(xiàn)有MOSFET參量放大器中，偏 置電壓源通過開關SW1_1連接到n-MOSFET的柵極(Gate)端子 上，根據(jù)該開關SWl一l的連接狀態(tài)(接通/切斷狀態(tài))對柵極端子 施加偏置電壓Vbias。另夕卜，源極(Source)端子、以及漏極(Drain) 端子通過開關SW2—l連接到輸出電源電壓Vdd的電源(以下稱作 "電源電壓源"。)或者接地，能夠響應于開關SW2一1的連接狀態(tài) 而切換施加到源極端子以及漏極端子的電壓。此外，體(Bulk) 端子4妾；也。
上述MOSFET參量放大器在跟蹤狀態(tài)下，成為開關SW1一1 接通、開關SW2一1被接地的狀態(tài)(圖2A)。其結果，對柵極端子 施加偏置電壓Vbias,并且將源極端子和漏極端子維持為接地電 壓。在此，在將偏置電壓Vbias設定為比n-MOSFET的閾值電壓 Vt高的情況下，n-MOSFET成為較強的反型狀態(tài)，在氧化膜A 和P襯底(P-substrate)之間的界面上形成反型層B ，蓄積電子 (Electrons)。作為其結果，n-MOSFET的靜電電容增大。
接著，如圖2B所示，當開關SW1 —l切斷、開關SW2—l連接 到電源電壓源側時，變化為對源極端子和漏極端子施加電源電 壓Vdd、并且不施加偏置電壓Vbias的狀態(tài)。在該狀態(tài)下，由施 加在源極端子和漏極端子上的電源電壓Vdd導致在圖2A中氧化 膜A和P襯底(P-substrate)之間的界面上生成的反型層B消失，負 離子(Negative Ions)增加，從而n-MOSFET的靜電電容減少。另
外，此時柵極端子處于保持電荷的狀態(tài)，因此如圖2B所示，當 開關連接狀態(tài)變化從而產(chǎn)生靜電電容變化時，柵極端子的電壓
變化為對偏置電壓Vbias以電容變化倍數(shù)放大(Boost)后的值(參 照式l)。此外，在圖2A以及圖2B中表示了 n-MOSFET,而在 p(positive)-MOSFET中，導電性相反，還存在體端子連接到輸 出電源電壓Vdd的電源電壓源側這樣的區(qū)別，但是柵極端子的 電壓放大原理相同。下面使用n-MOSFET進行現(xiàn)有MOSFET參 量放大器的說明。
此外，如上所述，柵極端子的電壓變化(》文大)由以反型層B 的變化而產(chǎn)生。在此，在MOSFET的情況下，必須注意柵極端 子-源極端子間、或者柵極端子-漏極端子間(圖2B中的C)的電位 差、即施加到柵-才及端子上的電壓大小，/人而決定元件的耐壓性。 因此，當通過靜電電容的變化而將柵極端子的電壓放大時，不 僅要考慮放大了 4冊極端子電壓的MOSFET(即實際上進行》文大 的MOSFET)的耐壓性，還必須考慮輸入該;故大的電壓的后級 MOSFET的耐壓性。因此，在具備現(xiàn)有MOSFET參量放大器的 電路中，從MOSFET參量放大器輸出的輸出信號的處理變得困
接著，參照圖3A、圖3B、圖4A、以及圖4B說明上述現(xiàn)有 M()SFET參量放大器中的第2問題。此外，圖3A以及圖3B是將 上述圖2A以及圖2B的示意圖變成電路圖而成的圖，在圖3A中 表示跟蹤狀態(tài)，在圖3B中表示放大狀態(tài)。
另外，圖4是表示與圖3A以及圖3B所示的現(xiàn)有MOSFET參 量放大器10有關的信號波形的說明圖，圖4(a)中表示控制圖3A 以及圖3 B所具備的開關的控制時鐘信號，圖4 (b)中表示輸入到 現(xiàn)有MOSFET參量放大器10的輸入電壓信號Vinputl —1,另外，
圖4(c)中表示從現(xiàn)有MOSFET參量放大器10輸出的輸出電壓信 號Voutputl —1 。
在此，假定在現(xiàn)有的MOSFET參量i^大器10中以下關系成
立的情況。
(1) 開關SWl一l與圖4(a)所示的時鐘信號小1 —l同步動作，時 鐘信號(M —l為高(high)時"接通"，為低(low)時"切斷"。
(2) 開關SW2—l與圖4(a)所示時鐘信號(()2—l同步動作，時鐘 信號小2—l為高(high)時"連接到電源電壓源側"，為低(low)時"連 接到接地側"。
此外，如圖4(b)所示，輸入到現(xiàn)有MOSFET參量放大器IO 的輸入電壓信號Vinput 1 — 1是將偏置電壓Vbias和電壓信號Vin
疊加后的信號。
在該示例中，在時鐘信號小1 —1變成"高"的期間，開關SW1 —1 變成"接通"，另外，此時，相對于時鐘信號(M一1反轉的時鐘信 號小2—l變成"低，，，開關SW2—l被接地。其結果，現(xiàn)有MOSFET 參量放大器10變成跟蹤狀態(tài)(圖3A),在柵極氧化膜的P襯底側形 成反型層，柵極端子的電壓追蹤輸入電壓信號Vinputl一l而進行 變化，在n-MOSFET上蓄積電荷。
接著，當時鐘信號小1 —l變化為"低"時，開關SW1 —l變成"切 斷"。另外，此時，時鐘信號(^2—1追蹤時鐘信號(M —l而變成"高"， 開關SW2—l被連接到電源電壓源(實際上兩信號的反轉時機存 在偏差，對于這點在后面說明)。其結果，現(xiàn)有MOSFET參量放 大器10遷移到放大狀態(tài)，n-MOSFET的靜電電容減少。此時， n-MOSFET的柵1及端子保持電荷，因此如式l所示，響應于靜電 電容的變化，輸入電壓信號Vinput1—l變成以電容變化倍數(shù)放大 后的值。此外，雖然在圖3A以及圖3B中沒有表示，但是如圖4(a) 所示，時鐘信號())1一1下降后時鐘信號())2—l上升(即，在兩信號的
反轉時機中存在時間差)，由此從圖3A所示的跟蹤狀態(tài)經(jīng)由保 持狀態(tài)而遷移到圖3B所示的放大狀態(tài)。
在此，考慮該現(xiàn)有MOSFET參量》文大器10遷移到放大狀態(tài) 時的n-MOSFET的柵極端子電壓(放大電壓)，即MOSFET參量放 大器10的輸出電壓Voutput1 —1。此時，如圖4(c)所示，輸出電壓 Voutput1 —1變成對輸入電壓Vinputl —1(=偏置電壓Vbias+電壓信 號Vin)以電容變化倍數(shù)(k倍)進行放大后的值。即，不僅是本來 應放大的電壓信號Vin，偏置電壓Vbias也隨之一起以電容變化 倍數(shù)被放大。因此，在具備現(xiàn)有MOSFET參量放大器10的電路 中，輸出電壓VoutputlJ變成需要程度以上，不適合電路的微 細化、低功^^化。此外，在圖4(c)中，i文大后的電壓信號Vin變 成一部分k，(0〈k，〈k)倍放大程度等，在輸出電壓Voutput1 —l中產(chǎn) 生失真，接下來說明該問題。
在上述現(xiàn)有MOSFET參量放大器10中的第2問題中，說明了 輸出電壓Voutput1 —1大到需要程度以上的情況，而參照圖4(c) 時可知在輸出電壓Voutput1 —l中產(chǎn)生上述失真。因此，下面作 為現(xiàn)有MOSFET參量放大器10中的第3問題而舉出在輸出電壓 Voutput1 —l中產(chǎn)生失真的問題。
圖5A以及圖5B是表示現(xiàn)有MOSFET參量放大器10中的輸 出電壓信號Voutput的失真原因的說明圖。圖5A是表示將圖4(c) 的輸出電壓信號VoutputlJ作為連續(xù)時間波形而提取出的頻率 5MHz波形的說明圖。另外，圖5B是表示圖5A的頻譜的說明圖。
參照圖5B, 除了5MHz的基波之外，還存在-60[dB]的 DC(direct current:直流)成分和頻率大于5MHz的高頻成分，這 些DC成分和高頻成分使輸出電壓Voutput1 —l失真。上述失真是 在輸出電壓Voutput 1 — 1大于電源電壓Vdd時n-MOSFET的靜電
電容下降而引起的。因此，在圖4(C)中，具有電容變化比越大、 輸出電壓Voutput1 —l中產(chǎn)生的失真越大的關系。
即，在具備現(xiàn)有MOSFET參量放大器10的電路中，當從 MOSFET參量放大器輸出的輸出電壓Voutput1 —l進行放大時， 在輸出電壓Voutputl —1中產(chǎn)生失真，因此4妾受輸出電壓 Voutput 1 — 1的結構要素必須適當進行輸出電壓Voutput 1 — 1的校 正。
如上所述，現(xiàn)有MOSFET參量放大器IO將輸入到MOSFET 參量放大器的偏置電壓和電壓信號在疊加的情況下 一 起放大， 因此至少產(chǎn)生上述三個問題。因此，在與本實施方式有關的放 大器中，大致采用通過以下方法來解決上述問題的方法。
(與本發(fā)明有關的放大器中的放大原理)
首先，參照圖6A至圖7C說明與本發(fā)明有關的放大器的放大 原理。此外，圖6A以及圖6B是表示與本發(fā)明實施方式有關的》文 大器的跟蹤狀態(tài)和保持狀態(tài)的說明圖，圖6A表示跟蹤狀態(tài)，圖 6B表示保持狀態(tài)。
另外，圖7A至圖7C是表示與本發(fā)明實施方式有關的放大器 的放大狀態(tài)中的電荷移動的說明圖，圖7 A 圖7 C分別隨著時間 表示放大狀態(tài)中的電荷移動。
參照圖6A至圖7C,與本發(fā)明實施方式有關的放大器具有(l) 靜電電容可變的第l可變靜電電容元件P、以及(2)相對于第l可 變靜電電容元件為逆導電型的第2可變靜電電容元件N,響應于 開關SW1的連接狀態(tài)而對第l可變靜電電容元件P和逆導電型的 第2可變靜電電容元件N輸入偏置電壓Vdd/2和電壓信號Vin 。另 外，第1可變靜電電容元件P與電源電壓源連接，第2可變靜電 電容元件N被接地。此外，在圖6A至圖7C中將偏置電壓設為 Vdd/2,但是當然并不僅限于此。
首先，如圖6A所示，當開關SW1為"接通"狀態(tài)時，通過開
關SWl輸入偏置電壓Vdd/2和電壓信號Vin,由此對第l可變"f爭電 電容元件P的兩端施加Vpl^^Vdd/2-Vin，另夕卜，對第2可變l爭電 電容元件N的兩端施加Vnl二Vdd/2+Vin。其結果，在第l可變l爭 電電容元件P和第2可變,爭電電容元件N中蓄積電荷。
在該狀態(tài)中，當打開開關SW1從而變成沒有輸入偏置電壓 Vdd/2和電壓信號Vin的狀態(tài)(保持狀態(tài))時，在放大器中以下關 系成立。
(1) 在第l可變靜電電容元件P的柵極端子(與圖6B中的開關SW1 連接的 一 側端子)中保持打開開關SW1緊前的電荷Qpl =-C 1. Vp 1 =_C 1 (Vdd/2-Vin)。
(2) 在第2可變靜電電容元件N的柵極端子(與圖6B中的開關SW1 連接的 一 側端子)中保持打開開關SW1緊前的電荷Qnl -C1. Vn 1 =C 1 (Vdd/2+Vin)。
在此，第l可變靜電電容元件P的柵極端子和第2可變靜電 電容元件N的4冊才及端子中的電荷的差分，成為與電壓信號Vin成 正比的量。
接著參照圖7A至圖7C說明放大狀態(tài)。圖7A與圖6B同樣是 表示保持狀態(tài)的圖，但是為了說明放大狀態(tài)中的電荷移動，表 示為還設置有圖6B中沒有的開關SW0的結構。在此，如圖7A至 圖7C所示，開關SWO是控制第1可變靜電電容元件P和電源電壓 源之間的連接的開關，但是是為了便于說明而虛構的開關。也 就是說，圖6B和圖7A實質上相同。
參照圖7A，開關SWO打開，因此與圖6B同樣，第l可變靜 電電容元件P的柵極端子的電荷為Qpl=-Cl'Vpl =-Cl(Vdd/2-Vin),另外第2可變靜電電容元件N的柵極端子的 電荷為Qnl二Cl.Vnl二Cl(Vdd/2+Vin)。此外，其它狀態(tài)與圖6B相同。
在該狀態(tài)下，假設使第l可變靜電電容元件P的靜電電容和
第2可變靜電電容元件N的靜電電容減少到"l/k"倍(即變化后的 靜電電容C2二Cl/k)的情況(圖7B)。此時，第l可變靜電電容元件 P的柵極端子的電荷可以表示為Qpl=-Cl 'Vpl^-Cl(Vdd/2-Vin) 二-kC2(Vdd/2-Vin)，同樣地，第2可變靜電電容元件N的柵極端 子的電荷可以表示為Qnl=Cl.Vnl=Cl(Vdd/2+Vin)= kC2(Vdd/2+Vin)。
另外，施加到第l可變靜電電容元件P兩端的電壓Vp^成為 Vp2，=k(Vdd/2—Vin), 一皮》文大到電容變化比ld咅。同才羊地，施力口 到第2可變靜電電容元件N兩端的電壓Vn2，成為Vn2， =k(Vdd/2+Vin), 一皮放大到電容變化比k倍。此外，上述電壓放 大原理與上述式l所示離散時間參量放大器的原理相同。
接著，如圖7C所示，從圖7B的狀態(tài)關閉開關SW0時，第l 可變靜電電容元件P連接到電源電壓源。此時，對第l可變靜電 電容元件P和第2可變I爭電電容元件N施加電源電壓Vdd，電荷 Q，=(k-1)C2.Vdd/2從第l可變靜電電容元件P向電源電壓源側移 動。另外，與電荷Q，的移動同時，在第l可變l爭電電容元件P的 柵極端子和第2可變靜電電容元件N的柵極端子中，減少與電荷 Q，相當量的電荷。即，第l可變靜電電容元件P的柵極端子的電 荷變成Qp2二-C2(Vdd/2-kVin),另外，第2可變靜電電容元件N 的柵極端子的電荷變成Qn2=C2(Vdd/2+kVin)。
在此，保持第l可變靜電電容元件P的柵極端子和第2可變 靜電電容元件N的柵極端子中的電荷的差分，因此施加到第1可
第2可變靜電電容元件N兩端上的電壓VW用式3表示。 [式2]
印2 = ,72) 4 F/w =腸s — H .(式2) [式3]
&2 = (,/2) + ^ =版針W"…(式3)
因此，與將偏置電壓和電壓信號疊加的情況下 一 起放大的
現(xiàn)有MOSFET參量放大器10不同，與本發(fā)明的實施方式有關的
放大器將電壓信號Vin放大k(電容變化比)倍，而不放大偏置電
壓Vdd/2二Vbias。因此，與本發(fā)明實施方式有關的放大器不會像
現(xiàn)有MOSFET參量放大器IO那樣使輸出電壓變大到需要以上， 陽妙妞4" U. A ,l、 A P ;夫柳古iv/rno:T7T7T表音；^:大秀1 O中的
三個問題的可能性，能夠有助于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化。 此外，在上述說明中，關于第l可變靜電電容元件p以及第
2可變靜電電容元件N,將與圖6A至圖7C中的開關SW1連接的一 側端子分別作為第1可變靜電電容元件P的柵極端子、第2可變 靜電電容元件N的^f冊極端子來進行說明。然而，與本發(fā)明有關 的放大器中的放大原理并不限于上述情況，例如將與圖6A至圖 7C中的開關SW1連接的一側端子分別設為第l可變靜電電容元 件P的源極端子和漏極端子、第2可變靜電電容元件N的源極端 子和漏極端子的情況下也能夠應用。
在此，在將與圖6A至圖7C中的開關SW1連接的一側端子分 別設為第l可變靜電電容元件P的源極端子和漏極端子、第2可 變靜電電容元件N的源極端子以及漏極端子的情況下，例如在 圖6A至圖7C中替換第l可變靜電電容元件P和第2可變靜電電容 元件N即可。與本發(fā)明實施方式有關的放大器例如釆用如上所 述的結構，由此能夠極大地減小產(chǎn)生上述現(xiàn)有MOSFET參量放 大器10中的三個問題的可能性，能有助于實現(xiàn)電路微細化以及 低功耗化。此外，與本發(fā)明有關的放大器當然并不限于具備柵 極端子、源極端子、以及漏極端子的結構。
另夕卜，下面將與開關SW1連接的一側端子分別作為第l可變
靜電電容元件P的柵極端子、第2可變靜電電容元件N的柵極端
子來進4亍i兌明。
(使用了與本發(fā)明有關的放大原理的放大方法)
參照圖8說明基于以上原理的本實施方式所涉及的放大方
法。圖8是表示使用了與本發(fā)明有關的放大原理的放大方法的流程圖。
對第l可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件輸入偏 置電壓和電壓信號，蓄積與第l靜電電容對應的第1電荷(S100)。
停止上述偏置電壓和上述電壓信號的輸入，保持在步驟 S100中蓄積的電荷(S102)。此時，在第l可變靜電電容元件和第 2可變靜電電容元件中施加有與上述偏置電壓和上述電壓信號 相當?shù)碾妷骸?br> 保持在步驟S102中保持的電荷，使第l可變靜電電容元件 和第2可變靜電電容元件的靜電電容從第l靜電電容減少到小于 第l靜電電容的第2靜電電容(S104)。
響應于根據(jù)在步驟S104中變化后的靜電電容的電容變化 比(第l靜電電容/第2靜電電容)，放大施加到第l可變靜電電容元 件和第2可變靜電電容元件上的偏置電壓和電壓信號(S106)。
抵消與在步驟S106中由第l可變靜電電容元件和第2可變 靜電電容元件放大的偏置電壓的放大量相當?shù)碾姾?S108)。在 此，與上述偏置電壓放大量相當?shù)碾姾傻牡窒峭ㄟ^將電源電 壓Vdd施加到第l可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件所 產(chǎn)生的。
通過以上的步驟S100 步驟S108,使用了與本發(fā)明有關的 放大原理的放大方法對輸入到放大器中的偏置電壓和電壓信號 中的該電壓信號進行放大。
此外，在步驟S104中，使第l可變靜電電容元件和第2可變 靜電電容元件的靜電電容從第l靜電電容減少到小于第l靜電電
容的第2靜電電容，但是不限于此，也可以使第l可變靜電電容 元件和第2可變靜電電容元件的靜電電容從第l靜電電容增加到 大于第l靜電電容的第3靜電電容。在這種情況下，在步驟S106 中施加到第l可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件的偏置 電壓和電壓信號將會衰減。 (第l實施方式)
下面參照圖9A至圖IO說明使用了上述與本發(fā)明有關的放 大原理的本發(fā)明所涉及的放大器的實施方式。圖9A以及圖9B 是表示本發(fā)明第1實施方式所涉及的放大器100的說明圖，圖9A 中表示放大器100的跟蹤狀態(tài)，圖9B中表示放大器100的放大狀
另外，圖10(a)是表示控制圖9A以及圖9B所具備的開關的 控制時鐘信號的圖，圖10(b)是表示輸入到本發(fā)明的第l實施方 式所涉及的放大器100中的輸入電壓信號Vinput的圖，圖10(c) 是表示從本發(fā)明第1實施方式所涉及的放大器100輸出的輸出電 壓信號Voutput的圖。
參照圖9A以及圖9B ，本發(fā)明的第1實施方式所涉及的放大 器100由具有p-MOS可變電抗器P1 、以及n-MOS可變電抗器N1 的CMOS構成。在此，p-M0S可變電抗器P1、以及n-MOS可變 電抗器N1與圖2A以及圖2B所示MOSFET相同，隨著反型層的有 無而改變靜電電容。
響應于開關SW1的連接狀態(tài)而對p-MOS可變電抗器P1 、和 n-MOS可變電抗器N1的柵極端子輸入偏置電壓Vbias和電壓信 號Vin。另外，p-M0S可變電抗器P1的源極端子和漏極端子響 應于開關SW2的連接狀態(tài)而連接到電源電壓源或接地，n-MOS
可變電抗器N1的源極端子和漏極端子響應于開關SW3的連接
狀態(tài)而連接到電源電壓源或接地。在此，p-MOS可變電抗器Pl 和n-MOS可變電抗器Nl具有逆導電性，因此為了使p-MOS可變 電抗器Pl和n-MOS可變電抗器N1的靜電電容的增減變化一致， 在開關SW2連接到電源電壓源上的情況下，開關SW3被接地， 另外，在開關SW2被接地的情況下，開關SW3連接到電源電壓 源。
在此，開關SW1與圖10(a)所示的時鐘信號(M同步，當時鐘 信號())l為高時閉合，對p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可變電抗 器Nl的柵極端子輸入偏置電壓Vbias和電壓信號Vin。另外，開 關SW1在時鐘信號小l為低時打開，從而控制對p-MOS可變電抗 器Pl和n-MOS可變電抗器N1的柵極端子的偏置電壓Vbias和電 壓信號Vin的輸入。此外，時鐘信號小l和開關SWl的關系不限于 上述情況，例如也可以是當時鐘信號(()1為低時開關SW1閉合。 另外，以下說明了與本發(fā)明有關的各種實施方式，但是與上述 時鐘信號小1和開關SW1的關系同樣，并不限定時鐘信號和開關 之間的關系。
開關SW2與圖10(a)所示的時鐘信號())2同步，當時鐘信號小2 為高時接地，當時鐘信號小2為低時連接到電源電壓源。另外， 開關SW3與時鐘信號小2同步，當時鐘信號小2為高時連接到電源 電壓源，當時鐘信號小2為低時接地。在此，如圖10(a)所示，使 相位不重合地輸入時鐘信號(M和時鐘信號())2。通過使時鐘信號 小l和時鐘信號(t)2的相位關系不重合，在與本發(fā)明第l實施方式 有關的放大器100中產(chǎn)生跟蹤狀態(tài)、保持狀態(tài)、以及放大狀態(tài)。
另外，如圖10(b)所示，輸入到與本發(fā)明第l實施方式有關 的放大器100中的輸入電壓信號Vi叩ut是偏置電壓Vbias和電壓 信號Vin疊加而成的信號。
參照圖9A，在跟蹤狀態(tài)中，開關SW1與時鐘信號小l同步而
閉合，由此對p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可變電抗器N1的柵 極端子輸入輸入電壓信號Vinput。另外，開關SW2與時鐘信號 小2同步地連接到電源電壓源，開關SW3與時鐘信號小2同步地4妄 地，由此p-MOS可變電抗器Pl、和n-MOS可變電抗器N1的靜電 電容增加。因此，p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可變電抗器Nl 的柵極端子的電壓追蹤輸入電壓信號Vinput而變化，與輸入電 壓信號Vinput相應的電荷 一皮蓄積在p-MOS可變電抗器Pl和 n-MOS可變電抗器Nl中。
接著參照圖9B,在放大狀態(tài)中，開關SW1與時鐘信號小l同 步地打開，由此不對p-MOS可變電抗器P1和n-MOS可變電抗器 Nl的柵極端子輸入輸入電壓信號Vinput,另外，開關SW2與時 鐘信號(j)2同步地接地，開關SW3與時鐘信號小2同步地連接到電 源電壓源，由此p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可變電抗器N1 的靜電電容減少。此時，p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可變電 抗器N1的柵極端子保持電荷，因此如式2、 3所示，隨著靜電電 容的變化，原樣保持偏置電壓Vbias大小而以電容變化倍數(shù)對電 壓信號進行放大。因此，如圖10(c)所示，相對于輸入電壓信號 Vinput，與本發(fā)明第1實施方式有關的放大器100的輸出電壓 Voutput成為原樣保持偏置電壓Vbias大小而將電壓信號Vin放大 電容變化倍數(shù)而得到的波形。在此，輸出電壓Voutput小于電源 電壓Vdd，因此不會像現(xiàn)有MOSFET參量放大器10 —樣在輸出 電壓中產(chǎn)生失真。此外，雖然在圖9A以及圖9B沒有表示，但是 如圖10(a)所示，時鐘信號(M下降之后時鐘信號())2上升，由此從 圖9A所示的跟蹤狀態(tài)經(jīng)由保持狀態(tài)而遷移到圖9B所示的放大 狀態(tài)。
因此，與本發(fā)明第1實施方式有關的放大器100能夠輸出相對于輸入電壓信號原樣保持偏置電壓大小而將電壓信號放大電 容變化倍數(shù)而得到的輸出電壓信號，因此輸出電壓信號不會大 到需要程度以上。因此，在具備本發(fā)明的第l實施方式所涉及的 放大器的電路中，不需要對本發(fā)明的第l實施方式所涉及的放大 器的輸出電壓信號采取特別對策，因此該輸出電壓信號的處理 變得容易，并且能夠有助于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化。另
外，能夠極大地減小輸出電壓信號的大小大于電源電壓Vdd的
可能性，因此在輸出電壓信號中不產(chǎn)生失真而能夠得到期望的 輸出電壓信號。
i:第i實施方式的變形例]
在圖9A以及圖9B所示的本發(fā)明第1實施方式所涉及的放大 器100中，示出了如下結構p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可 變電抗器N1的柵極端子連接到開關SW1, p-MOS可變電抗器P1 的源極端子以及漏極端子分別連接到開關S W 2 ，并且n - M O S可 變電抗器N1的源極端子以及漏極端子分別連接到開關SW3 。然 而，本發(fā)明第l實施方式所涉及的放大器的結構并不限于上述情 況。例如，本發(fā)明第l實施方式所涉及的放大器也可以是p-MOS 可變電抗器P1的源極端子和漏極端子、以及n-MOS可變電抗器 Nl的源極端子和漏極端子分別連接到開關SW1, n-MOS可變電 抗器N1的柵極端子連接到開關SW2, p-MOS可變電抗器P1的柵 極端子連接到開關SW3。
在此，p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可變電抗器N1分別具 有逆導電性。因此，為了使靜電電容的增減變化一致，與放大 器100同樣地，
(1) 在開關SW2連接到電源電壓源的情況下，開關SW3被接地，
另外，
(2) 在開關S W2被接地的情況下，開關S W3連接到電源電壓源。
在上述結構中，也能夠產(chǎn)生與放大器100相同的跟蹤狀態(tài)、
保持狀態(tài)、以及放大狀態(tài)，因此如式2、 3所示，能夠通過靜電 電容的變化來原樣保持偏置電壓Vbias大小而將電壓信號Vin放 大電容變化倍數(shù)。
由此，本發(fā)明的第1實施方式所涉及的上述放大器能夠輸 出相對于輸入電壓信號原樣保持偏置電壓大小而將電壓信號放 大電容變化倍數(shù)得到的輸出電壓信號，因此輸出電壓信號不會 變大到大于所需程度。因此，在具備與本發(fā)明的第l實施方式有 關的上述放大器的電路中，與具備本發(fā)明的第1實施方式所涉及 的放大器10 0的電路同樣,不需要對放大器的輸出電壓信號采取 特別對策，因此該輸出電壓信號的處理變得容易，并且能夠有 助于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化。另外，能夠極大地減少輸 出電壓信號大小大于電源電壓Vdd的可能性，因此在輸出電壓
信號中不產(chǎn)生失真，能夠得到期望的輸出電壓信號。 (第2實施方式)
如在本發(fā)明的實施方式所涉及的放大器中的放大原理中所 述，本發(fā)明的實施方式所涉及的放大器在第l可變靜電電容元件 P的柵極端子和第2可變靜電電容元件N的柵極端子中消滅相同 量的電荷，由此原樣保持偏置電壓大小而將電壓信號放大電容 變化倍數(shù)。因此，希望第l可變靜電電容元件P的柵極端子和第 2可變靜電電容元件N的柵極端子面積相同。然而，在實際的制 造工序中，由于各元件制造的偏差等，也存在第l可變靜電電容 元件P的柵極端子面積和第2可變靜電電容元件N的柵極端子面 積不一致的情況。因此，接著說明能夠調整第l可變靜電電容元 件P的柵極端子面積和第2可變靜電電容元件N的柵極端子面積 的面積比的第2實施方式。圖ll是表示本發(fā)明的第2實施方式所 涉及的放大器200的說明圖。 如圖ll所示，本發(fā)明的第2實施方式所涉及的放大器200的 基本結構與第1實施方式所涉及的放大器100相同，還相對于 p-MOS可變電抗器Pl并聯(lián)設置具有極小柵極寬度的多個調整 用p-MOS可變電抗器P，1 P'4。 p-MOS可變電抗器P1的柵極寬 度是W^a, n-MOS可變電抗器N1的柵極寬度是W二(3。另外，調 整用p-M0S可變電抗器P，l的柵極寬度W二4[(am]，同樣地，調整 用p-MOS可變電抗器P，2 P，4的斥冊才及寬度分別是W=8[(im]、 16[pm]、 32[[im]。在此，為了便于說明，假定p-MOS可變電抗 器P1、 n-M0S可變電抗器N1、以及調整用p-MOS可變電抗器 P，l P'4的柵極長度是l[(im]。
另夕卜，調整用p-MOS可變電抗器P，1 P，4的柵極端子與開關 SW1連4妄，響應于開關SW1的連4妄狀態(tài)而^T入偏置電壓Vbias 和電壓信號Vin。并且，各可變電容P，1 P，4的連接狀態(tài)具有以 下關系。
(1) 調整用p-MOS可變電抗器P' 1的源極端子和漏才及端子響應于 開關SW， 1的連4妻狀態(tài)而連4矣到電源電壓源和4妻地，同樣地，
(2) 調整用p-MOS可變電抗器P，2 P，4的源4^端子和漏極端子分 別響應于開關SW，2 SW'4的連接狀態(tài)而連4妻到電源電壓源和接地。
在將開關SW，1 SW，4分別設為與p-MOS可變電抗器P1相 同的極性、即設與開關SW2的連接端相同的情況下，p-MOS可 變電抗器P1的柵極端子面積變大。例如，如圖ll所示，在將開 關SW2和開關SW， 1 SW，4連接到電源電壓源的情況下，p-MOS 可變電抗器Pl的柵極端子，面積Sp從Sp二a變成Sp，=a+ (4+8+16+32)=a+60[nm2]，達到最大。另外，在將開關SW2和開 關SW， 1 SW，3連接到電源電壓源、開關SW，4被接地的情況下， p-MOS可變電抗器Pl的柵極端子面積Sp變成Sp'=a+
(4+8+16)=a+28[(im2]。如上所述，本發(fā)明的第2實施方式所涉及 的放大器200通過分別獨立地適當切換開關SW'1 SW，4的連 接，能夠間接改變p-MOS可變電抗器Pl的柵片及端子面積Sp。因 此，能夠正確地、或者近似地將第l可變靜電電容元件P的柵極 端子面積Sp和第2可變靜電電容元件N的棚—及端子面積Si^卩之 間的面積比Sn/Sp的值調整為1。
在此，在圖ll中調整用p-MOS可變電抗器P，1 P，4的柵極寬 度是2的冪加權，其理由是為了對第l可變靜電電容元件P的柵 極端子面積Sp進行比特(bit)控制。例如，在采用了圖U的結構 的情況下，能夠進行4比特的控制，即第1可變靜電電容元件P 的柵極端子面積Wp能夠進行16種變化。此外，第l可變靜電電 容元件P的柵極端子面積Wp的控制不限于上述情況，當然能夠 任意設定調整用p-MOS可變電抗器P，1 P，4的柵極寬度。
另外，在圖11中，通過在連接了調整用p-MOS可變電抗器 P， 1 P，4的柵極端子的狀態(tài)下改變施加到調整用p-MOS可變電 抗器P， 1 P，4的源極端子和漏極端子的電壓才及性，從而間接改變 第l可變靜電電容元件P的柵極端子面積Sp。但是，通過在調整 用p-MOS可變電抗器P， 1 P，4的柵極端子側設置開關也能夠間 接地改變第l可變靜電電容元件P的柵極端子面積Sp。
因此，本發(fā)明的第2實施方式所涉及的放大器200能夠調整 第l可變靜電電容元件P的柵極端子面積和第2可變靜電電容元 件N的柵極端子面積之間的面積比。因此，第l可變靜電電容元 件P的柵極端子面積和第2可變靜電電容元件N的柵極端子面積 例如在由于元件的偏差而不同的情況下，也能夠維持輸入電壓 信號中所包含的偏置電壓的大小。
另外，本發(fā)明的第2實施方式所涉及的放大器200與本發(fā)明 的第1實施方式所涉及的放大器100同樣，能夠輸出相對于輸入
電壓信號原樣保持偏置電壓大小而將電壓信號放大電容變化倍 數(shù)而得到的輸出電壓信號，因此輸出電壓信號不會變大到比所 需程度還大。因此，在具備與本發(fā)明第2實施方式有關的上述放 大器的電路中，不需要對與本發(fā)明第2實施方式有關的放大器
200的輸出電壓信號采取特別對策，因此該輸出電壓信號的處理 變得容易，并且能夠有助于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化。另 外，能夠極大地減少輸出電壓信號大小變得大于電源電壓Vdd 的可能性，因此在輸出電壓信號中不產(chǎn)生失真，能夠得到期望 的輸出電壓信號。
此外，在圖ll中示出了調整第l可變靜電電容元件P的柵極 端子面積的結構，但是并不限于此，例如也可以具備調整第2 可變靜電電容元件N的柵極端子面積的、柵極寬度極小的多個 調整用n-MOS可變電抗器，還能夠采用調整第l可變靜電電容 元件P的柵極端子面積和第2可變靜電電容元件N的柵極端子面 積兩者的結構。
(第3實施方式)
接著作為本發(fā)明的第3實施方式說明使用了本發(fā)明所涉及 的放大原理的差動放大電路。圖12是表示與本發(fā)明第3實施方式 有關的放大器300的說明圖。
另外，圖13是表示圖12示出的本發(fā)明第3實施方式所涉及 的信號波形的說明圖。在此，圖13(a)是表示控制圖12所具備的 開關的控制時鐘信號的圖，圖13 (b)是表示輸入到與本發(fā)明第3 實施方式有關的放大器300的正相輸入電壓信號Vinputl的圖。 另外，圖13(c)是表示從與本發(fā)明第3實施方式有關的放大器300 輸出的正相輸出電壓信號Voutputl的圖，圖13(d)是表示從與本 發(fā)明第3實施方式有關的放大器300輸出的差動輸出電壓信號 Voutputl-VoutputlX的圖。在此，差動輸出電壓信號
Voutputl-VoutputlX中的VoutputlX是相位與正相輸出電壓信號 Voutputl反相得到的反相輸出電壓信號。
參照圖12,與本發(fā)明第3實施方式有關的放大器300具備 第l放大部302,其響應于開關SW1的連接狀態(tài)而輸入將偏置電 壓Vbias和正相電壓信號Vin/2疊加得到的正相輸入電壓信號 Vinputl;第2》文大部304,其響應于開關SW1X的連接狀態(tài)而輸 入將偏置電壓Vbias和反相電壓信號-Vin/2疊加得到的反相輸 入電壓信號VinputlX;以及開關部306，其將第li文大部302和第 2放大部304連4妻到電源電壓源或者4妻地。在此，反相輸入電壓 信號Vinput 1X是指相位從正相輸入電壓信號Vi叩ut 1反相得到 的信號。
第l放大部302和第2放大部304是與上述本發(fā)明第l實施方 式有關的放大器1 OO相同的結構。第1放大部具備p-MOS可變電 抗器Pl和n-MOS可變電抗器N1，響應于開關SW1的連接狀態(tài)而 對p-MOS可變電抗器P1和n-MOS可變電抗器N1的柵極端子輸 入正相輸入電壓信號Vinputl。另外，第2》文大部具備p-MOS可 變電抗器P2和n-MOS可變電抗器N2,響應于開關SW1 X的連接 狀態(tài)而對p-MOS可變電抗器P2和n-MOS可變電抗器N2的柵極 端子輸入反相輸入電壓信號VinputlX。
開關部306具備開關SW2、 SW3,開關SW2將n-MOS可變電 抗器N1和n-MOS可變電抗器N2連接到電源電壓源、或者接地， 開關SW3將p-MOS可變電抗器Pl和p-MOS可變電抗器P2連接 到電源電壓源、或者接地。在此，p-M0S可變電抗器P1、 P2、 和n-M0S可變電抗器N1、 N2具有逆導電性，因此為了使p-MOS 可變電抗器P1、 P2和n-M0S可變電抗器N1、 N2的靜電電容增 減變化一致，在開關SW2被接地的情況下，開關SW3連接到電 源電壓源，另外，在開關SW2連接到電源電壓源的情況下，開
關SW3被接地。
在此，開關SW1與圖13(a)所示的時鐘信號小l同步，當時鐘 信號小l為高時閉合，對p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可變電抗 器Nl的柵極端子輸入圖13(b)所示的正相輸入電壓信號 Vinputl。另夕卜，開關SW1在時鐘信號(M為低時打開，由此控制 對p-MOS可變電抗器P1和n-MOS可變電抗器N1的柵極端子的 正相輸入電壓信號Vinputl的輸入。
另外，開關SW1X與圖13(a)所示的時鐘信號(M同步，當時 鐘信號(M為高時閉合，對p-MOS可變電抗器P2和n-MOS可變電 抗器N2的柵極端子輸入反相輸入電壓信號VinputlX。另外，開 關SW1X在時鐘信號(j)l為低時打開，由此控制對p-MOS可變電 抗器P2和n-MOS可變電抗器N2的柵才及端子的反相輸入電壓信 號VinputlX的輸入。
另外，開關SW2與圖13(a)所示的時鐘信號小2同步，當時鐘 信號(j)2為低時將n-MOS可變電抗器Nl、 N2被接地，另外，當時 鐘信號小2為高時將n-MOS可變電抗器Nl、N2連接到電源電壓源 上。開關SW3與圖13(a)示出的時鐘信號小2同步，當時鐘信號小2 為低時將p-MOS可變電抗器Pl、 P2連接到電源電壓源，另外， 當時鐘信號小2為高時將p-MOS可變電抗器P1、 P2被接地。
第l放大部302與上述本發(fā)明第l實施方式所涉及的放大器 100同樣，根據(jù)圖13(a)所示的時鐘信號小l、小2,經(jīng)由跟蹤狀態(tài)、 保持狀態(tài)、放大狀態(tài)來輸出維持著偏置電壓Vbias而將正相電壓 信號Vin/2放大電容變化倍數(shù)而得到的、圖13(c)所示的正相輸出 電壓信號Voutputl 。
同樣地，第2放大部304根據(jù)圖13(a)所示的時鐘信號小l、小2, 經(jīng)由跟蹤狀態(tài)、保持狀態(tài)、放大狀態(tài)，輸出維持著偏置電壓Vbias 而將反相電壓信號-Vin/2放大電容變化倍數(shù)而得到的反相輸出電壓信號VoutputlX。
在此，正相輸出電壓信號Voutputl和反相輸出電壓信號 VoutputlX作為圖13(d)所示的差動輸出電壓信號Voutputl -VoutputlX而4吏用。
因此，具備與本發(fā)明第3實施方式有關的放大器300的電路 捕捉從本發(fā)明的第3實施方式所涉及的》文大器300輸出的正相輸 出電壓信號Voutputl和反相輸出電壓信號VoutputlX作為圖13(d) 所示的差動輸出電壓信號Voutput 1 -Voutput IX,由此能夠抵消 在正相輸出電壓信號Voutputl和反相輸出電壓信號VoutputlX 中產(chǎn)生的相同量的噪聲(distortion when even:偶數(shù)時失真)。
另外，與本發(fā)明第3實施方式有關的放大器300能夠輸出相 對于正相輸入電壓信號原樣保持偏置電壓大小而將正相電壓信 號放大電容變化倍數(shù)而得到的正相輸出電壓信號，因此正相輸 出電壓信號不會變大到比所需程度還大。同樣地，能夠輸出相 對于反相輸入電壓信號原樣保持偏置電壓大小而將反相電壓信 號放大電容變化倍數(shù)而得到的反相輸出電壓信號，因此反相輸 出電壓信號也不會變大到比所需程度還大。因此，在具備與本 發(fā)明第3實施方式有關的放大器300的電路中，不需要對與本發(fā) 明第3實施方式有關的放大器300的差動輸出電壓信號采取特別 對策，因此該差動輸出電壓信號的處理變得容易，并且能夠有 助于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化。另外，能夠極大地減少差 動輸出電壓信號大小變得大于電源電壓Vdd的可能性，因此在 差動輸出電壓信號中不產(chǎn)生失真，能夠得到期望的差動輸出電 壓信號。
(第4實施方式)
圖14是表示與本發(fā)明第4實施方式有關的放大器400的說明圖。
參照圖14,本發(fā)明的第4實施方式所涉及的放大器400采用 與本發(fā)明第3實施方式所涉及的放大器300基本相同的結構來構 成差動放大電^各。另外，當將本發(fā)明的第4實施方式所涉及的放 大器400與圖12所示的本發(fā)明第3實施方式所涉及的放大器300 進行比4支時，p-MOS可變電抗器Pl和p-MOS可變電抗器P2的漏 極端子相互連接，但是上述p-MOS可變電抗器各自的漏極端子 沒有與p-MOS可變電抗器Pl和p-MOS可變電抗器P2各自的源 ^!端子連^妄。另夕卜，n-MOS可變電抗器Nl和n-MOS可變電抗器 N2的漏極端子相互連接，但是上述n-MOS可變電抗器各自的漏 極端子沒有與n-MOS可變電抗器N1和n-MOS可變電抗器N2各 自的源極端子連接。在如上所述的結構中，通過對源極端子或 者漏極端子的一方施加電源電壓Vdd來使反型層變化，也能夠 使p-MOS可變電抗器Pl和p-MOS可變電抗器P2、 n-MOS可變電 抗器N1以及n-MOS可變電抗器N2的靜電電容可變。
因此，本發(fā)明的第4實施方式所涉及的放大器400與本發(fā)明 的第3實施方式所涉及的放大器300相比能夠簡化布線，另外如 圖14所示，由于開關SW2、 SW3僅連接到p-M0S可變電抗器P1、 P2和n-M0S可變電抗器N1、 N2的源才及端子，因此能夠減輕施 加到開關SW2、 SW3上的負荷。
另外，本發(fā)明的第4實施方式所涉及的放大器400與本發(fā)明 的第3實施方式所涉及的放大器300同樣地，能夠輸出相對于正 相輸入電壓信號原樣保持偏置電壓大小而將正相電壓信號放大 電容變化倍數(shù)而得到的正相輸出電壓信號，因此正相輸出電壓 信號不會變大到大于所需程度。同樣地，能夠輸出相對于反相 輸入電壓信號原樣保持偏置電壓大小而將反相電壓信號放大電 容變化倍數(shù)而得到的反相輸出電壓信號，因此反相輸出電壓信 號不會變大到大于所需程度。因此，在具備與本發(fā)明第4實施方
式有關的放大器400的電路中，不需要對與本發(fā)明第4實施方式 有關的放大器400的差動輸出電壓信號采取特別對策，因此該差 動輸出電壓信號的處理變得容易，并且能夠有助于實現(xiàn)電路微 細化以及低功耗化。另外，能夠極大地減少差動輸出電壓信號 大小變得大于電源電壓Vdd可能性，因此在差動輸出電壓信號 中不產(chǎn)生失真，能夠得到期望的差動輸出電壓信號。
此外，在圖14中表示了開關SW2、 SW3^f又連4姿到p-MOS可 變電抗器P1、 P2和n-M0S可變電抗器N1、 N2的源^^端子的結 構，但是并不限定于此，也可以釆用開關SW2、 SW3僅連接到 p-MOS可變電抗器Pl、 P2和n-M0S可變電抗器N1、 N2的漏^f及 端子的結構。
(第5實施方式)
如式1所示，離散時間參量放大器能夠通過電容變化比來使 信號放大或者衰減。因此，下面說明與本發(fā)明第5實施方式有關
程中，能夠通過將p-MOS可變電抗器和n-MOS可變電抗器的靜 電電容增加的情況和減少的情況進行組合來切換輸出電壓信號 的增益。圖15是表示與本發(fā)明第5實施方式有關的放大器500的 說明圖。在此，圖15表示跟蹤狀態(tài)。
參照圖15,與本發(fā)明第5實施方式有關的放大器500具備第 l放大部502和第2放大部504,該第l放大部502和第2放大部504 響應于開關SW1的連接狀態(tài)而輸入將偏置電壓Vbias和電壓信 號Vin疊加得到的輸入電壓信號Vinput。在此，第1放大部502和 第2放大部504串聯(lián)連接。
第l放大部502的結構與本發(fā)明的第l實施方式所涉及的放 大器100相同，其由p-MOS可變電抗器Pl以及n-MOS可變電抗 器N1構成，響應于開關SW1的連接狀態(tài)而對p-MOS可變電抗器
Pl和n-MOS可變電抗器Nl的極端子輸入輸入電壓信號 Vinput。另外，p-MOS可變電抗器P1的源極端子和漏極端子響 應于開關SW2的連接狀態(tài)而連接到電源電壓源和接地，n-MOS 可變電抗器N1的源極端子和漏極端子響應于開關SW3的連接 狀態(tài)而連3妻到電源電壓源和4妄地。在此，p-MOS可變電抗器Pl 相對于n-MOS可變電抗器Nl具有逆導電性。因此，為了使 p-MOS可變電抗器Pl與n-MOS可變電抗器N1的I爭電電容增減 一致，需要在開關SW2連接到電源電壓源的狀況下將開關SW3
源電壓源。
第2放大部504的結構與本發(fā)明的第1實施方式所涉及的放 大器100相同，其由p-MOS可變電抗器P2以及n-MOS可變電抗 器N2構成，響應于開關SW1的連接狀態(tài)而對p-MOS可變電抗器 P2和n-MOS可變電抗器N2的柵極端子輸入輸入電壓信號 Vinput。另外，p-MOS可變電抗器P2的源4及端子和漏才及端子響 應于開關SW4的連接狀態(tài)而連接到電源電壓源和接地，n-MOS 可變電抗器N 2的源極端子和漏極端子響應于開關S W 5的連接 狀態(tài)而連接到電源電壓源和接地。在此，p-MOS可變電抗器P2 相對于n-MOS可變電抗器N2具有逆導電性。因此，為了使 p-MOS可變電抗器P2與n-MOS可變電抗器N2的靜電電容增減 變化一致，需要在開關SW4連接到電源電壓源的狀況下將開關
接到電源電壓源。
與該第5實施方式有關的放大器500進行如下動作。 (1)從跟蹤狀態(tài)經(jīng)由保持狀態(tài)變化到放大狀態(tài)時，在放大器 500中根據(jù)時鐘信號(|)2來切換第1放大部502的開關SW2、 SW3 的接通/切斷，從而p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可變電抗器
Nl的靜電電容增加或者減少。
500根據(jù)時鐘信號())3切換第2放大部504的開關SW4 、 S W5的接通 /切斷，從而p-MOS可變電抗器P2和n-MOS可變電抗器N2的靜 電電容增加或者減少。
例如，(情況a)假設如下情況當從跟蹤狀態(tài)經(jīng)由保持狀態(tài) 變化為放大狀態(tài)時(即進行放大時)，(i)第1放大部的p-MOS可變 電抗器Pl和n-MOS可變電抗器N1的靜電電容減少；(ii)第2放大 部的p-MOS可變電抗器P2和n-MOS可變電抗器N2的靜電電容 增加。在這種情況下，在放大器500中作為電路整體的放大作用 被消除，輸出電壓信號Voutput的增益變成"l"，輸出電壓信號 Voutput成為與車#入電壓信號Vinput相同的信號。(情況b)另夕卜， 在放大時，在4吏第l放大部的p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可 變電抗器N1的l爭電電容、和第2放大部的p-MOS可變電抗器P2 和n-MOS可變電抗器N2的靜電電容這兩者減少的情況下，輸出 電壓信號Voutput的增益為k(電容變化比)，輸出電壓信號 Voutput成為將輸入電壓信號Vinput放大k倍的信號。(情況c)同 樣地，在》文大時，在使第lii大部的p-MOS可變電抗器Pl和 n-MOS可變電抗器N1的靜電電容、和第2放大部的p-MOS可變 電抗器P2和n-MOS可變電抗器N2的靜電電容這兩者增加的情 況下，輸出電壓信號Voutput的增益為1/k,輸出電壓信號Voutput 成為將輸入電壓信號Vi叩ut衰減1/k倍的信號。
即，如上述情況a、 b、 c所示，在圖15所示的本發(fā)明第5實 施方式所涉及的放大器500中，通過分別獨立地改變第l放大部 502和第2放大部504的靜電電容，能夠進行如下式的電容變化比 切換、即增益的切換。<formula>formula see original document page 69</formula> …(式4)
另外，與圖15所示本發(fā)明第5實施方式有關的放大器500具 備第l放大部502和第2放大部504兩個放大部，能夠進行如下式4 所示的3種增益切換，但是與本發(fā)明第5實施方式有關的放大器 500并不限于圖15的結構。例如可以通過進一步設置第3;改大部 (未圖示)來進行式5所示的增益的切換。
<formula>formula see original document page 69</formula>(式5)
如式5所示，與本發(fā)明第5實施方式有關的放大器500具備 第1 第3放大部三個放大部，由此通過將第1 第3放大部所具有 的p-MOS可變電抗器和n-MOS可變電抗器的靜電電容的增減 變化設為全部相同來使輸出電壓信號Voutput的增益成為k、或 者l/k。因此，與本發(fā)明第5實施方式有關的放大器500能夠使輸 入電壓信號Vinput放大k(電容變化比)倍或者衰減到1/k倍。另 外，通過使第l 第3放大部所具有的p-MOS可變電抗器和 n-MOS可變電抗器的靜電電容增減分別獨立地變化，輸出電壓 信號Voutput的增益變成(2k+l)/(k+2)、或者(k+2)/(2k+l)。因此， 與本發(fā)明第5實施方式有關的放大器500能夠輸出響應于增益而
i文大、衰減的l敘出電壓信號Voutput。
因此，與本發(fā)明第5實施方式有關的放大器500通過串聯(lián)連 接多個放大部、即將多個由p-MOS可變電抗器和n-MOS可變電 抗器構成的CMOS并聯(lián)組合，作為放大器整體來進行電容變化 比的切換，能夠輸出響應于該電容變化比而i文大的輸出電壓信
另外，本發(fā)明的第5實施方式所涉及的放大器500與本發(fā)明 的第1實施方式所涉及的放大器100同樣，能夠輸出相對于輸入
電壓信號原樣保持偏置電壓大小而將電壓信號放大電容變化倍 數(shù)而得到的輸出電壓信號，因此輸出電壓信號不會變大到大于
所需程度。因此，在具備與本發(fā)明第5實施方式有關的放大器500 的電路中，不需要對與本發(fā)明第5實施方式有關的放大器500的 輸出電壓信號采取特別對策，因此該輸出電壓信號的處理變得 容易，并且能夠有助于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化。另外， 能夠極大地減小輸出電壓信號的大小變得大于電源電壓V d d的
可能性，因此在輸出電壓信號中不產(chǎn)生失真，能夠得到期望的 輸出電壓信號。
(第6實施方式)
下面，作為與本發(fā)明有關的第6實施方式說明具備使用了與
本發(fā)明有關的放大原理的放大器的電荷主濾波電路。
首先，說明與本發(fā)明的實施方式有關的電荷主濾波電路的 基本動作。圖16是概要地表示具備與本發(fā)明實施方式有關的放 大器的電荷主濾波電路的說明圖。
與本發(fā)明實施方式有關的電荷主濾波電路是通過重復復 位(Reset)狀態(tài)、充電(Charge)狀態(tài)、以及清除(Dump)狀態(tài)的基 本動作進行電荷傳輸?shù)碾娐?。例如能夠通過如圖16所示的概略
的開關來實現(xiàn)上述復位狀態(tài)、充電狀態(tài)、以及清除狀態(tài)。
例如復位狀態(tài)是通過閉合復位開關、打開充電開關和清除 開關來實現(xiàn)的。在復位狀態(tài)中，通過復位開關對可變電容元件
Cl和C2施加偏置電壓Vdd/2,初始化為偏置電壓。在此，在復 位狀態(tài)下，能夠通過將可變電容元件C1以及C2的各個靜電電容 設為較小的狀態(tài)(即放大狀態(tài))來更高速地進行初始化。
另外，充電狀態(tài)是通過從復位狀態(tài)打開復位開關、閉合充 電開關來實現(xiàn)的。在充電狀態(tài)中，通過充電開關對可變電容元 件Cl和C2施加輸入電壓信號Vinput來蓄積電荷。在此，在充電 狀態(tài)下，使可變電容元件C1以及C2各自的靜電電容設為較大的 狀態(tài)(即跟蹤狀態(tài))。
另外，清除狀態(tài)是通過從充電狀態(tài)打開充電開關、閉合清 除開關來實現(xiàn)的。在清除狀態(tài)下，將蓄積在可變電容元件C1和 C2中的電荷傳輸?shù)胶蠹夒娐?。在此，在清除狀態(tài)下，能夠通過 將可變電容元件C1以及C2各自的靜電電容設為較小的狀態(tài)(即 放大狀態(tài))來維持偏置電壓，輸出放大了電壓信號的輸出電壓信 號Voutput。
與本發(fā)明實施方式有關的電荷主濾波電^各通過如上所述 的動作將電壓信號傳輸?shù)胶蠹夒娐分?。另外，如上所述，充?狀態(tài)與放大狀態(tài)成為排他性的關系。
圖17是表示具備與本發(fā)明第6實施方式有關的放大器的電 荷主濾波電路600的說明圖。另外，圖18是表示圖17所示的本發(fā) 明第6實施方式所涉及的信號波形的說明圖。在此，電荷主濾波 電路是指一種使用了能夠由一個RF(Radio Frequency:射頻)電 路接收不同頻帶無線信號的可重構RF技術的電路之一 。
參照圖17,與本發(fā)明第6實施方式有關的電荷主濾波電路600具備跨導器(transconductor) (gm)602、第一SINC濾波電路 604、第二SINC濾波電路606、以及對第二 SINC濾波電路的輸出 電壓信號進行變換的模擬-數(shù)字變換電路(Analog to Digital Converter: ADC)608。
跨導器602是將輸入的電壓信號變換為與該電壓信號成正 比的電流并輸出的電壓電流變換裝置。第一SINC濾波電^各604 具備具有規(guī)定靜電電容的電容器C1 C4以及開關SW1 SW12。 第二SINC濾波電^各606具備與本發(fā)明的第1實施方式所涉及的 p-MOS可變電抗器相當?shù)牡趌可變靜電電容元件Clp C4p、與本 發(fā)明的第1實施方式所涉及的n-MOS可變電抗器相當?shù)牡?可 變靜電電容元件Cln C4n、以及開關SW13 S W22 。即，在圖17 中，第二SINC濾波電路606具備與本發(fā)明的第l實施方式所涉及 的放大器100對應的四個放大部610 616。才莫擬-數(shù)字變換電路 608是將模擬信號變換為數(shù)字信號的電路。
首先，根據(jù)圖18所示的時鐘信號說明與本發(fā)明第6實施方 式有關的電荷主濾波電^各600的動作。在此，第一SINC濾波電 路604具備四個電容器C1 C4 ，第二 SINC濾波電路606具備四個 放大部610 616,但是為了便于說明，重點說明電容器C1、 C2 和i支大部610、 612。
首先，說明電荷從第一SINC濾波電路604到第二SINC濾波 電路606的輸入輸出。當時鐘信號(j)lr為高時，開關SW1閉合， 從而對電容器Cl施加偏置電壓Vbias，殘留在電容器C1中的電 荷被除電。另外，當時鐘信號小lr為低時，開關SW1打開，從而 停止施加偏置電壓Vbias。接著，當時鐘信號(M變成高時，閉合 開關SW2來輸入從跨導器602輸出的電流，電容器C1蓄積電荷。 同樣地，當時鐘信號(j)2r為高時，開關SW4閉合，從而對電容器 C2施加偏置電壓Vbias，殘留在電容器C2中的電荷被除電。接
著，當時鐘信號(|)2變成低時，閉合開關SW5來輸入從跨導器602 輸出的電流，電容器C2蓄積電荷。然后，當時鐘信號(H為高時， 閉合開關SW3、 SW6來將蓄積在電容器C1、 C2中的一部分電荷 輸出到第二SINC濾波電路606。此時，時鐘信號(M變成高，因 此開關SW14閉合，在放大部610中蓄積電荷來與保持在第一 SINC濾波電路604的電容器C1、 C2中的電荷保持平衡狀態(tài)。在 此，如上所述，共用電荷使得在多個電容器之間(在本發(fā)明的第 6實施方式中是電容器和放大部間)形成平衡狀態(tài)，這被稱作電 荷共享(charge sharing)。另夕卜，輸入到放大部610中的電荷是從 電容器C1、 C2輸出的電荷，因此采樣率以1/2進行降采樣 (Decimation)。
接著，關注第二SINC濾波電路606,在力文大部610中，當時 鐘信號小4為高時，第l可變靜電電容元件Clp和第2可變靜電電 容元件Cln與上述本發(fā)明第1實施方式的放大器100所具備的 p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可變電抗器N1同樣靜電電容增 加。接著，當時鐘信號())lr變成高時，閉合開關SW13從而對放 大部610施加偏置電壓Vbias,殘留在》文大部610中的電荷被除 電。然后，當時鐘信號小l為高時，開關SW14閉合，通過電荷共 享來蓄積電荷。當時鐘信號(()4再次為高時，第l可變靜電電容 元件Clp和第2可變靜電電容元件Cln與上述本發(fā)明第l實施方 式的放大器100所具備的p-MOS可變電抗器P1和n-MOS可變電 抗器N1同樣靜電電容減小，根據(jù)電容變化比的變化對輸出電壓 信號進行放大。此時，開關SW15也根據(jù)時鐘信號(H而閉合，因 此從放大部610輸出放大后的輸出電壓信號。此外，放大部612 與放大部610同樣地通過電荷共享來蓄積電荷，當時鐘信號c()4 為高時，與放大部610同樣地，從放大部612輸出輸出電壓信號， 對輸出電壓信號進行降采樣。
另外，第一SINC濾波電路604的電容器C3、 C4、以及第二 SINC濾波電路606的放大部614、 616,與上述的第一SINC濾波 電路604的電容器C1、 C2、以及第二SINC濾波電路606的放大 部610、 612相同，才艮據(jù)圖18所示的時4中信號(()lr (j)4r、 (f)l (j)4、 ())lr ())4r、 (j)l c))4進^"電荷共享和輸出電壓信號的降采樣。
模擬-數(shù)字變換電路608當時鐘信號())4為高時將由放大部 610、 612放大的輸出電壓信號變換為數(shù)字值，當時鐘信號小2為 高時，將由放大部614、 616放大的輸出電壓信號變換為數(shù)字值。
因此，與本發(fā)明第6實施方式有關的電荷主濾波電路600能 夠輸出對輸入到跨導器602的電壓信號進行放大、降采樣、進而 數(shù)字化后的輸出電壓信號。
另外，與本發(fā)明第6實施方式有關的電荷主濾波電路600所 具備的放大器與本發(fā)明的第1實施方式所涉及的放大器100同 樣，能夠輸出相對于電荷共享的輸入電壓信號原樣保持偏置電 壓大小而將電壓信號放大電容變化倍數(shù)而得到的輸出電壓信 號，因此輸出電壓信號不會變大到大于所需程度。因此，在具 備與本發(fā)明第6實施方式有關的放大器的電荷主濾波電路600 中，不需要對與本發(fā)明第6實施方式有關的放大器的輸出電壓信 號采取特別對策，因此該輸出電壓信號的處理變得容易，并且 能夠有助于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化。另外，能夠極大地 減小輸出電壓信號大小變得大于電源電壓Vdd的可能性，因此 在輸出電壓信號中不產(chǎn)生失真，能夠得到期望的輸出電壓信號。
(第7實施方式)
如在與本發(fā)明實施方式有關的放大器的放大原理中所述， 與本發(fā)明實施方式有關的放大器在第1可變靜電電容元件P的 一個端子、以及與該第l可變靜電電容元件P的一個端子電氣連 接的第2可變靜電電容元件N的 一 個端子中抵消相同量的電荷，
由此能夠原樣保持偏置電壓大小而將電壓信號放大電容變化倍 數(shù)。然而，當例如發(fā)生第l可變靜電電容元件P和第2可變靜電 電容元件N的制造偏差等沒有預見的情況、第l可變靜電電容元 件P的靜電電容與第2可變靜電電容元件N的靜電電容產(chǎn)生電容
差AC時，存在無法充分得到期望效果的可能性。參照圖6A至 圖7C如下簡單說明其理由。
例如，在第l可變靜電電容元件P的靜電電容、和第2可變 靜電電容元件N的靜電電容之間產(chǎn)生電容差AC的情況下，在圖 6B中，第l可變靜電電容元件P的柵極端子的電荷變成Qp卜-Cl (Vdd/2-Vin);另外在圖6B中，第2可變靜電電容元件N的柵極端 子的電荷變成Qn卜(Cl+AC)'(Vdd/2+Vin)。此時，在圖6B中， 第l可變靜電電容元件P的柵極端子的電荷以及第2可變靜電電 容元件N的柵極端子的電荷之和變成Qtotal=(2'Cl + AC)Vin +AC.(Vdd/2),電荷也依賴于偏置電壓Vdd/2。
因此，如式6所示，經(jīng)過圖7C示出的放大狀態(tài)從放大器輸 出的輸出電壓信號Voutput成為偏置電壓Vbias^Vdd/2也被放大 的電壓。
在此，電容差AC越小，式6所示的偏置電壓Vbias的放大量 越小，變得比上述現(xiàn)有MOSFET參量放大器10中放大的偏置電 壓放大量還小。然而，當如式6所示偏置電壓Vbias被放大時， 有可能就無法充分得到"能夠使輸出電壓信號的處理容易"、"能 夠有助于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化"、"能夠得到期望的輸
出電壓信號"的與本發(fā)明實施方式有關的放大器的效果。
為了應對上述問題，作為本發(fā)明第2實施方式而示出了能 夠調整第l可變靜電電容元件P的柵極端子面積和第2可變靜電
電容元件N的柵^及端子面積的面積比的結構。然而，應對上述 問題的結構并不限于本發(fā)明第2實施方式的結構。因此，下面參 照圖19 圖21說明應對上述問題的其它結構所涉及的第7實施方式。
圖19以及圖20是表示與本發(fā)明第7實施方式有關的放大器 700的說明圖，圖19表示跟蹤狀態(tài)，圖20表示放大狀態(tài)。
另外，圖21是表示與本發(fā)明第7實施方式有關的信號波形 的說明圖，在(a)中表示控制開關的控制時鐘信號，在(b)中表示 輸入電壓信號Vinput,在(c)中表示輸出電壓信號Voutput。此外， 在圖19 圖21中，將偏置電壓表示為Vbias二Vdd/2,但是偏置電 壓當然并不限定于此。
參照圖19、圖20,本發(fā)明的第7實施方式所涉及的放大器 700的基本結構與本發(fā)明的第1實施方式所涉及的放大器IOO相 同，但是還具備p-M0S可變電抗器P2和n-M0S可變電抗器N2。 p-MOS可變電抗器P2以及n-MOS可變電抗器N2與圖2所示的 MOSFET相同，通過反型層的有無來改變靜電電容。此外，優(yōu) 選為放大器700所具備的p-MOS可變電抗器P1、 P2、以及n-MOS 可變電抗器N1、 N2的柵極端子的寬度和長度都大致相同(即， 制造偏差程度是能夠允許的。)。
與第1實施方式所涉及的放大器100同樣，響應于開關SW1 的連接狀態(tài)而對p-MOS可變電抗器P1以及n-MOS可變電抗器 Nl的柵極端子輸入偏置電壓Vdd/2和電壓信號Vin。另外，與第 1實施方式所涉及的》文大器10 0同樣，p - M O S可變電抗器P1的源 極端子以及漏極端子響應于開關SW2的連接狀態(tài)而連接到電源
電壓源或接地，n-MOS可變電抗器N1的源極端子以及漏極端子 響應于開關SW3的連"t妻狀態(tài)而連接到電源電壓源或4妄地。
另外，響應于開關SW1的連接狀態(tài)而分別對(l)p-MOS可變 電抗器P2的源極端子和漏極端子、以及(2)n-MOS可變電抗器 N 2的源極端子和漏極端子輸入偏置電壓V d d / 2和電壓信號V i n 。 另外，n-MOS可變電抗器N2的柵極端子響應于開關SW2的連接 狀態(tài)而連接到電源電壓源和接地，p-MOS可變電抗器P2的柵極 端子響應于開關SW3的連接狀態(tài)而連接到電源電壓源和接地。
在此，p-MOS可變電抗器P1和n-MOS可變電抗器N1 、 p-MOS可變電抗器P2和n-MOS可變電抗器N2分別具有逆導電 性，因此需要使靜電電容的增減變化一致。因此，在與本發(fā)明 第7實施方式有關的il大器700中，在開關SW2連4妄到電源電壓 源的期間開關SW3被接地，另一方面，在開關SW2被接地的期 間，開關SW3連接到電源電壓源。
另外，開關SW1與圖21(a)所示的時鐘信號小l同步，當時鐘 信號(M為高時變成閉合狀態(tài)(即"接通")，分別對p-MOS可變電 抗器P1和n-MOS可變電抗器N1的柵極端子、以及p-MOS可變電 抗器P2和n-MOS可變電抗器N2的源極端子和漏極端子輸入偏 置電壓Vdd/2以及電壓信號Vin。
另外，當時鐘信號(M變化為低時，開關SW1變成打開狀態(tài) (即"切斷")，控制對(i)p-MOS可變電抗器P1以及n-MOS可變電 抗器N1的柵極端子、以及(ii) p-MOS可變電抗器P2以及n-MOS 可變電抗器N2的源極端子和漏極端子各自的偏置電壓Vdd/2和 電壓信號Vin的輸入。此外，時鐘信號小1和開關SW1的關系不限 于上述情況，例如也可以是當時鐘信號())l為低時開關SW1閉合。
另 一方面，開關SW2與圖21(a)所示時鐘信號(J)2同步來切換 連接端，當時鐘信號小2為高時接地，當時鐘信號())2為低時連接
到電源電壓源。與此相對，開關SW3與時鐘信號小2同步來切換
連接端，當時鐘信號())2為高時連接到電源電壓源，當時鐘信號 小2為低時接地。此外，如圖21(a)所示，時鐘信號小l和時鐘信號 (j)2與本發(fā)明的第1實施方式相同，使相位不重合地輸出時鐘信 號小1和時鐘信號(j) 2來產(chǎn)生跟蹤狀態(tài)。
參照圖19，在跟蹤狀態(tài)中，時鐘信號())l為高，由此開關SW1 閉合，對p-MOS可變電抗器P 1和n-MOS可變電抗器N1的柵極端 子輸入輸入電壓信號Vinput。同樣地，對p-MOS可變電抗器P2 的源極端子和漏極端子、以及n-MOS可變電抗器N2的源極端子 和漏極端子輸入輸入電壓信號Vinput。在此，如圖21(b)所示， 輸入到與本發(fā)明第7實施方式有關的放大器700中的輸入電壓信 號Vinput是偏置電壓Vdd/2和電壓信號Vin疊加的信號。
另外，開關SW2在時鐘信號())2為低時連接到電源電壓源， 開關SW3在時鐘信號小2為低時被接地。此時，在p-MOS可變電 抗器Pl和n-M0S可變電抗器N1中分別生成反型層，靜電電容分 別增加。因此，p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可變電抗器Nl 的柵極端子的電壓與第1實施方式所涉及的》丈大器100同樣地追 蹤輸入電壓信號Vinput而變化，與輸入電壓信號Vinput相應的電 荷被蓄積在p-MOS可變電抗器P1和n-MOS可變電抗器N1中。
同樣地，當開關SW2連接到電源電壓源、開關SW3被接地 時，在p-MOS可變電抗器P2和n-M0S可變電抗器N2中分別生成 反型層，靜電電容分別增加。
因此，在圖19所示的跟蹤狀態(tài)中，在p-M0S可變電抗器P1、 P2、以及n-MOS可變電抗器N1、 N2各自的柵極端子正下方的 半導體界面中分別生成反型層，靜電電容分別變大。
下面參照圖22A 圖25B說明跟蹤狀態(tài)下的各個p-MOS可 變電抗器P1、 P2、以及n-M0S可變電抗器N1、 N2中的靜電電
容。此外，在圖22A 圖22B中，圖22A、圖23A、圖24A以及圖 25A表示跟蹤狀態(tài)，并且圖22B、圖23B、圖24B以及圖25B表示
放大狀態(tài)。
在此，在圖22A 圖25B中，Cgd表示柵極端子和漏極端子 間的交疊(overlap)電容和邊緣(fringe)電容。另夕卜，Cox表示柵 極氧化膜的電容，Cgs表示柵極端子和源極端子間的交疊電容 和邊緣電容。另外，Cdep表示柵極端子正下方的耗盡層電容。 另外，Cjd表示漏極端子的結電容，Cjs表示源極端子的結電容。
圖22A是表示與第7實施方式有關的放大器700所具有的 p-MOS可變電抗器P1的跟蹤狀態(tài)的概要圖。電場在反型層 (Inversion layer)被截止，因此從跟蹤狀態(tài)下的柵極端子看到的 靜電電容C目x,pi表示為如式7。
C戰(zhàn)w = C欲+ Cgcf + Cgs ...(式7 ) 圖23A是表示與第7實施方式有關的放大器700所具有的 n-MOS可變電抗器N2的跟蹤狀態(tài)的概要圖。關于跟蹤狀態(tài)中的
從漏極端子和源極端子看到的靜電電容Cmax,N2，對于柵極端子
看到Cgd、 Cox、 Cgs,另外對于體端子看到Cjd、 Cdep、 Cjs,
因此靜電電容C歸x，N2表示為如式8 。
C瞧,們=。x + ， + Qs + QW + q/s+...(式8 ) 圖24A是表示與第7實施方式有關的放大器700所具有的 n-MOS可變電抗器Nl的跟蹤狀態(tài)的概要圖。電場在反型層中被
截止，因此從跟蹤狀態(tài)中的柵極端子看到的靜電電容Cmax，N、表 示為如式9。
<formula>formula see original document page 80</formula>式9) 圖25A是表示與第7實施方式有關的放大器700所具有的 p-MOS可變電抗器P2的跟蹤狀態(tài)的概要圖。關于從跟蹤狀態(tài)中 的漏極端子和源極端子看到的靜電電容Cmax,p2,對于柵極端子 看到Cgd、 Cox、 Cgs，另外對于體(Body)(N井接觸)看到Cjd、 Cdep、 Cjs,因此靜電電容C腦x，p2表示為如式10。
r式ioi
=Cox + Cgd + C伊+ Q'rf + Q:y + Ofep ...(式10) [跟蹤狀態(tài)下的》文大器700的靜電電容]
因此，跟蹤狀態(tài)中的放大器700的靜電電容Ca,max以及 Cb，max,分別如式ll、式12進行表示。 <formula>formula see original document page 80</formula>…(式12)
在此，式ll所示的靜電電容Ca，max是圖19、圖20中的上側靜
電電容(p-MOS可變電抗器Pl的靜電電容和n-MOS可變電抗器 N2的靜電電容之和、即式7和式8之和)。另外，式12所示的靜 電電容Cb ^是圖19 、圖20中的下側靜電電容(n-MOS可變電抗
器N1的靜電電容和p-MOS可變電抗器P2的靜電電容之和、即式
9和式10之和)。此外，在式11和式12中，例如Cox，p表示p-MOS 可變電抗器的Cox, Cox,n表示n-MOS可變電抗器的Cox。另夕卜， 其它項也相同。
比較式11和式12可知，Cjd、 Cjs、以及Cdep在p-MOS可變 電抗器下和n-MOS可變電抗器下是不同的，而其它項是相同 的。因此，可知式11所示的值和式12所示的值依賴于Cjd、 Cjs、 以及Cdep的值而產(chǎn)生差異。另一方面，Cjd和Cjs被稱作結電容， 只要MOS可變電抗器的大小(在此，大小是指柵極端子的寬度和 長度。)大致相同，則該結電容就成為在p-MOS可變電抗器和 n-MOS可變電抗器中大致不變的值。與此相對，Cdep是柵極端 子正下方的耗盡層電容，因此在p和n中靜電電容不同。然而， 當將耗盡層電容與其它靜電電容的合計的電容進行比較時，該 耗盡層電容足夠小，因此能夠當作可允許誤差而忽略。
因此，在構成放大器的MOS可變電抗器的大小大致相同的 情況下，在與本發(fā)明第7實施方式有關的》文大器700中，在跟蹤 狀態(tài)下不產(chǎn)生電容差AC(嚴格地說，電容差AC非常小，能夠 當作誤差處理。)。
下面參照圖20,在放大狀態(tài)中，開關SW1通過時鐘信號(M 變成低而打開，停止對p-MOS可變電抗器Pl和n-MOS可變電抗 器N1的柵極端子、以及p-MOS可變電抗器P2和n-M0S可變電抗 器N2的源極端子和漏極端子分別輸入輸入電壓信號Vinput。
另外，開關SW2在時鐘信號(j)2為高時被接地，開關SW3在 時鐘信號cj)2為高時連4^到電源電壓源。此時，在p-MOS可變電 抗器P1、 P2、以及n-M0S可變電抗器N1、 N2的各個柵極端子 正下方的半導體界面中生成的反型層消失，p-MOS可變電抗器 Pl、 P2、以及n-M0S可變電抗器N1、 N2的靜電電容分別減少。
下面參照圖22B、圖23B、圖24B以及圖25B說明ii大狀態(tài) 下的p-MOS可變電抗器Pl、 P2、以及n-M0S可變電抗器N1、 N2各自的靜電電容。 圖22B是表示與第7實施方式有關的放大器700所具有的 p-MOS可變電抗器Pl的放大狀態(tài)的概要圖。由于反型層消失從 而能看到Cox和Cdep,因此從放大狀態(tài)下的4冊極端子能看到的
靜電電容Cmin,^表示為如式1 3 。
c隱"=，::，二+c#+c"
"x + C鄉(xiāng) …(式13) [》文大狀態(tài)下的n-MOS可變電抗器N2的l爭電電容] 圖23B是表示與第7實施方式有關的放大器700所具有的 n-MOS可變電抗器N2的放大狀態(tài)的概要圖。由于反型層消失從 而看不到Cox和Cdep ，因此從放大狀態(tài)下的漏極端子和源極端
子能看到的靜電電容Cmin,N2表示為如式14。
= Cgtf+c伊++c》…(式14) 圖24B是表示與第7實施方式有關的放大器700所具有的 n-MOS可變電抗器Nl的放大狀態(tài)的概要圖。由于反型層消失從 而能看到Cox和Cdep ，因此從放大狀態(tài)下的柵極端子能看到的
l爭電電容Cmin,m表示為濁口式15。
Cox' Gi印 "'■"
Owr + a%j …(式15)
<formula>formula see original document page 83</formula> ...(式16 ) f放大狀態(tài)下的放大器700的靜電電容]
因此，放大狀態(tài)下的放大器700的靜電電容Ca,min以及Cb,min ,
分別表示為如式17、式18。 [式17]
<formula>formula see original document page 83</formula>'(式17) [式18]
<formula>formula see original document page 83</formula>
…(式18)
在此，式17所示的靜電電容Ca，min是圖19、圖20中的上側靜
電電容(p-M0S可變電抗器P1的靜電電容和n-MOS可變電抗器 N2的靜電電容之和、即式13和式14之和)。另外，式18所示的 靜電電容Cb,min是圖19、圖20中的下側靜電電容(n-MOS可變電 抗器N1的靜電電容和p-MOS可變電抗器P2的靜電電容之和、即 式15和式16之和)。
對式17和式18進4亍比4交可知，Cjd、 Cjs、以及Cox和Cdep 的串聯(lián)電容(式17以及式18的第l項)在p-MOS可變電抗器下和 n-MOS可變電抗器下是不同的，而其它項是相同的。因此，可 知式17所示的值和式18所示的值依賴于Cjd、 Cjs、 Cox以及Cdep 的值而產(chǎn)生差異。另一方面，只要如上所述MOS可變電抗器的 大小大致相同，則Cjd和Cjs在p-MOS可變電抗器和n-MOS可變 電抗器中基本不變。另外，Cox和Cdep的串聯(lián)電容在p-MOS可 變電抗器和n-MOS可變電抗器兩者中與Cdep相比足夠小，因此 式17和式18中的Cox和Cdep的串聯(lián)電容之差還是足夠小的值。 因此，式17和式18中的Cox和Cdep的串聯(lián)電容之差能夠當作可 允許誤差而忽i咯。
因此，在構成放大器的MOS可變電抗器的大小大致相同的 情況下，在與本發(fā)明第7實施方式有關的放大器700中，在放大 狀態(tài)中不產(chǎn)生電容差AC(嚴格地說，能夠使電容差AC非常 小。)。
另外，可以將與本發(fā)明第7實施方式有關的放大器700的跟 蹤狀態(tài)下的靜電電容、即放大器700中的最大電容Cmax設為式 11和式12之和。因此，放大器700中的最大電容由式19表示。
Cmax = C。,爐+ C 咖
=2(Cox， + Ctw, ) + Cfife/j, p + C鄉(xiāng)，《 + 2(Cgd, p + Cp, p + Cg《打+ Cgs， rt) + QW， p + Q'、 / + + C機"
…(式19)
另外，可以將與本發(fā)明第7實施方式有關的放大器700的放 大狀態(tài)中的靜電電容、即放大器700中的最小電容Cmin設為式 17和式18之和。因此，放大器700中的最大電容由式20表示。<formula>formula see original document page 85</formula> …(式20)
如式19和式20所示，可知Cox以及Cdep影響電容變化比。 在此，在p-MOS可變電抗器和n-MOS可變電抗器中，在力文大狀 態(tài)的情況下Cox變化為Cox和Cdep的串聯(lián)電容，因此對與本發(fā)明 第7實施方式有關的放大器700進行布局使得其它電容盡可能 小，這對加大電容變化比是有效的。具體地說，當加長構成放 大器700的各MOS可變電抗器的柵極長度時，能夠使相對于柵 極區(qū)域面積的漏才及端子和源才及端子的面積相刈-4交小。因此，通 過如上述地對放大器700進行布局，能夠有助于電容變化比的增 大。
如上所述，在與本發(fā)明第7實施方式有關的放大器700中， 在跟蹤狀態(tài)以及》文大狀態(tài)中不產(chǎn)生電容差AC。因此，與本發(fā) 明第7實施方式有關的》文大器700在方文大狀態(tài)中與第l實施方式 所涉及的放大器100相同，能夠通過如式2、 3所示的靜電電容的 變化來原樣保持偏置電壓Vdd/2大小而以電容變化倍數(shù)對電壓 信號Vin進行放大。
因此，如圖21(c)所示，與本發(fā)明第7實施方式有關的放大 器700的輸出電壓Voutput成為相對于輸入電壓信號Vinput原樣 保持偏置電壓V d d / 2大小而將電壓信號V i n放大電容變化倍數(shù)而 得到的波形。在此，輸出電壓Voutput比電源電壓Vdd小，因此 不會像現(xiàn)有MOSFET參量放大器IO —樣在輸出電壓中產(chǎn)生失 真。
如上所述，與本發(fā)明第7實施方式有關的放大器700采用將
大小大致相同的p-MOS可變電抗器和n-MOS可變電抗器兩者 分別上下配置(在此，"上下"是指例如圖19所示的對象的配置。 因此，與本發(fā)明第7實施方式有關的放大器700的結構中當然也 包括"左右"、"傾斜"等。)的結構。在此，只要是大小大致相同 的相同導電型的MOS可變電抗器，例如即使在構成放大器700 的各個n-MOS可變電抗器中存在制造偏差等，MOS可變電抗器 相互之間的電容差也非常小。因此，在與本發(fā)明第7實施方式有 關的放大器700中，例如即使在構成放大器700的各個p-MOS可 變電抗器以及n-MOS可變電抗器中存在制造偏差等，也能夠使 電容差AC非常小。
因此，與本發(fā)明第7實施方式有關的放大器700在放大后也 能夠維持包含在輸入電壓信號中的偏置電壓的大小。
另外，本發(fā)明的第7實施方式所涉及的放大器700與本發(fā)明 的第1實施方式所涉及的放大器100同樣，能夠輸出相對于輸入 電壓信號原樣保持偏置電壓大小而將電壓信號放大電容變化倍 數(shù)而得到的輸出電壓信號，因此輸出電壓信號不會變大到大于 所需程度。因此，在具備與本發(fā)明第7實施方式有關的放大器700 的電路中，不需要對放大器700的輸出電壓信號采取特別對策， 因此該輸出電壓信號的處理變得容易，并且能夠有助于實現(xiàn)電 路微細化以及低功耗化。另外，能夠極大地減少輸出電壓信號 大小變得大于電源電壓Vdd的可能性，因此在輸出電壓信號中 不產(chǎn)生失真，能夠得到期望的輸出電壓信號。
(第8實施方式)
如上述本發(fā)明第6實施方式所示，與本發(fā)明第7實施方式有 關的放大器700能夠應用在電荷主濾波電路中。因此，下面作為 與本發(fā)明有關的第8實施方式說明具備與本發(fā)明第7實施方式有 關的放大器700的電荷主濾波電路。圖26是表示與本發(fā)明第8實施方式有關的具備放大器700 的電荷主濾波電3各800的i兌明圖。
參照圖2 6 ，與本發(fā)明第8實施方式有關的電荷主濾波電路 800例如具備作為圖16所示充電開關的M0SFET 802、與本發(fā) 明第7實施方式有關的放大器700、作為復位開關的MOSFET 804、和作為清除開關的MOSFET 806。
對MOSFET 802所具有的n-MOSFET(N， 1)和p-MOSFET (P，l)分別排他性地施加電源電壓Charge。另夕卜，對MOSFET 804 所具有的n-MOSFET(N，2)和p-MOSFET(P，2)分別排他性地施 加電源電壓Reset。另夕卜，對MOSFET 806所具有的n—MOSFET (N，3)和p-MOSFET(P，3)分另'J排他性地施加電源電壓Dump。并 且，對;故大器700所具有的上級可變電容元件(p-MOS可變電抗 器Pl以及n-MOS可變電抗器N2)和下級可變電容元件(n-MOS 可變電抗器Nl以及p-MOS可變電抗器P2)分別排他性地施加電 源電壓Boost。
在此，在電荷主濾波電路800中，作為可變電容元件而進 行動作的結構要素例如可以僅設為放大器700所具有的 MOSFET。另夕卜，例如圖26中的MOSFET 802 806等一般作為開 關而使用的MOSFET，可以通過縮短柵極長度來降低接通阻抗 從而提高動作速度。然而，在電荷主濾波電路800中，MOSFET
為電容變化比下降的原因。因此，在電荷主濾波電路800中，希 望減小MOSFET 802 806等開關的柵極端子大小。此外， MOSFET 802 806等開關的柵極端子大小、MOSFET 802~806 的結構當然不限定于上述情況。
另外，電荷主濾波電路800能夠通過上述本發(fā)明的實施方 式所涉及的電荷主濾波電路的基本動作來輸出維持偏置電壓并
放大電壓信號的輸出電壓信號Voutput。
因此，通過使用與本發(fā)明第8實施方式有關的電荷主濾波
電路800，后級電^各不需要對來自電荷主濾波電^各800的輸出電 壓信號采取特別對策，因此該輸出電壓信號的處理變得容易， 并且能夠有助于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化。另外，能夠極 大地減小輸出電壓信號的大小變得大于電源電壓Vdd的可能 性，因此在輸出電壓信號中不產(chǎn)生失真，能夠得到期望的輸出 電壓信號。
(第9實施方式)
圖27是表示本發(fā)明的第9實施方式所涉及的具備放大器700 的電荷主濾波電^各900的iJL明圖。
參照圖27,本發(fā)明的第9實施方式所涉及的電荷主濾波電 路900采用與本發(fā)明的第8實施方式所涉及的電荷主濾波電路 800基本相同的結構。在此，如在與本發(fā)明實施方式有關的電荷 主濾波電路的基本動作中所說明的那樣，充電狀態(tài)和放大狀態(tài) 處于排他性的關系。因此，如圖27所示，能夠共用施加到 MOSFET 802和i文大器700上的電源電壓。
因此，能夠使電荷主濾波電路900的電路結構比電荷主濾 波電路800更簡單。
另外，即使是圖27所示的結構，電荷主濾波電路900也能 夠通過上述本發(fā)明的實施方式所涉及的電荷主濾波電路的基本 動作，與本發(fā)明的第8實施方式所涉及的電荷主濾波電路800同 樣地輸出維持偏置電壓并放大電壓信號而得到的輸出電壓信號 Voutput。
因此，通過使用與本發(fā)明的第9實施方式有關的電荷主濾 波電路900,后級電路不需要對來自電荷主濾波電路900的輸出 電壓信號采取特別對策，因此該輸出電壓信號的處理變得容易，
并且能夠有助于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化。另外，能夠極 大地減少輸出電壓信號的大小變得大于電源電壓Vdd可能性， 因此在輸出電壓信號中不產(chǎn)生失真，能夠得到期望的輸出電壓信號。
(第IO實施方式) 與上述第1~第9實施方式有關的放大器是通過p-MOS可變 電抗器和n-MOS可變電抗器中的反型層有無來產(chǎn)生靜電電容 變化，因此是"反型模式"的動作。在此，p-MOS可變電抗器和 n-MOS可變電抗器通過在氧化膜附近蓄積空穴來產(chǎn)生靜電電 容變化的"蓄積模式，，下也進行動作。因此，在將與上述第1 第6 實施方式有關的放大器替換為在"蓄積模式"下動作的p-MOS可 變電抗器和n-MOS可變電抗器的情況下，分別與上述第1 第6
實施方式所涉及的放大器同樣，也能夠放大輸入到放大器的偏 置電壓和電壓信號中的該電壓信號。
(第ll實施方式)
下面說明本發(fā)明的第ll實施方式。在此，在上述各實施方 式中，使用逆導電型的MOS可變電抗器(p-MOS以及n-MOS)來 實現(xiàn)CMOS型放大器，用于解決在電壓放大時產(chǎn)生的上述[第1 問題] [第3問題]。與此相對，與本實施方式有關的放大器通過
述各實施方式相同的功能。下面詳述該放大器結構以及動作。
圖28A至圖28C是說明與本發(fā)明的實施方式有關的放大器 的放大原理的說明圖。在此，圖28A表示跟蹤狀態(tài)，圖28B表示 保持狀態(tài)，并且圖28C表示放大狀態(tài)。
參照圖28A至圖28C，由與本發(fā)明的實施方式有關的相同導
電型的可變靜電電容元件構成的放大器具有(l)靜電電容可變
的第l可變靜電電容元件A、以及(2)相對于第l可變靜電電容元 件A為相同導電型的第2可變靜電電容元件B,響應于開關SW1 的連接狀態(tài)而對第l可變靜電電容元件A和第2可變靜電電容元 件B輸入偏置電壓Vdd/2和電壓信號Vin。另夕卜，第l可變靜電電 容元件A與電源電壓源連接，第2可變靜電電容元件B被接地。 此外，在圖28A至圖28C中設偏置電壓為Vdd/2,但是當然并不 限定于此。
首先，如圖28A所示，在跟蹤狀態(tài)下閉合開關SW1，由此 通過開關SW1輸入偏置電壓Vdd/2和電壓信號Vin。因此，第l 可變靜電電容元件A的兩端的電位差變成Val二Vdd/2-Vin,另 外，第2可變靜電電容元件B的兩端的電位差變成VbhVdd/2十 Vin。其結果，在第l可變靜電電容元件A和第2可變靜電電容元 件B中蓄積電荷。
接著，如圖28B所示，通過在保持狀態(tài)中從跟蹤狀態(tài)打開 開關SW1來停止偏置電壓Vdd/2和電壓信號Vin的輸入。在此， 在保持狀態(tài)中成立以下關系。
(1) 在第l可變靜電電容元件A的下端(與圖28B中的開關SW1連 接的 一側端子)保持開關SW1打開緊前的電#Qal=-CLVal = -Cl(Vdd/2-Vin)。
(2) 在第2可變靜電電容元件B的上端(與圖28B中的開關SW1連 接的 一 側端子)保持開關SW1打開緊前的電荷Qbl^Cl'Vbl二 Cl(Vdd/2+Vin)。
在此，第l可變靜電電容元件A下端和第2可變靜電電容元 件B上端中的電荷共計QtotalH福為QtotalH。ld=2'Cl'Vin。因此， 與輸入信號Vin輸入到具有靜電電容C1的2倍靜電電容的靜電 電容元件中等效。
接著，如圖28C所示，在放大狀態(tài)中第l可變靜電電容元件
A以及第2可變靜電電容元件B的靜電電容分別從C1到C2(在此， C1>C2。)減少為l/k倍。即，第l可變靜電電容元件A以及第2可 變靜電電容元件B的靜電電容變成C2^Cl/k。
此時，電荷Q，-(k-l)C2'Vdd/2從第l可變,爭電電容元件A向 電源電壓源側移動，從而在第l可變靜電電容元件A的下端和第 2可變靜電電容元件B的上端中抵消與電荷Q，相當?shù)牧康碾姾伞?因此，第1可變靜電電容元件A下端的電荷變成Qa2=-C2 (Vdd/2-kVin)，另夕卜，第2可變靜電電容元件B上端的電荷變成 Qb2=-C2(Vdd/2+kVin)。
因此，在放大狀態(tài)中，第l可變靜電電容元件A兩端中的電 位差變成Va2二Vdd/2-kVin,另外，第2可變靜電電容元件B兩端 中的電位差變成Vb2二Vdd/2+kVin。在此，放大狀態(tài)中的第l可 變靜電電容元件A的下端和第2可變靜電電容元件B的上端中的 電荷的總計QtotalB。。st變成QtotalB。。s^2.Cl.Vin二QtotalHo,d。因此, 在放大狀態(tài)中也保持電荷。
如上所述，由本發(fā)明的實施方式所涉及的相同導電型的可 變靜電電容元件構成的放大器與具有上述本發(fā)明的實施方式所 涉及的CMOS的放大器同樣，能夠原樣保持輸入的偏置電壓 Vdd/2=Vbias而將輸入的電壓信號Vin放大為k(電容變化比)倍。 因此，由本發(fā)明的實施方式所涉及的相同導電型的可變靜電電 容元件構成的放大器不會像現(xiàn)有MOSFET參量放大器10 —樣輸 出電壓變大到大于所需程度，因此能夠極大地減少上述現(xiàn)有 MOSFET參量放大器10中的三個問題產(chǎn)生的可能性，能夠有助 于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化。
另外，無論在構成放大器的可變靜電電容元件是CMOS的 情況下，還是在可變靜電電容元件是相同導電型的情況下都能
夠應用上述本發(fā)明的實施方式所涉及的放大器的放大原理。 [例外的問題]
如在上述"由相同導電型的可變靜電電容元件構成的放大 器的放大原理"中所述，由與本發(fā)明實施方式有關的相同導電型 的可變靜電電容元件構成的放大器，在第l可變靜電電容元件A
的一個端子、以及與第l可變靜電電容元件A的一個端子電氣連 接的第2可變靜電電容元件B的 一 個端子中抵消相同量的電荷， 由此能夠原樣保持偏置電壓大小而以電容變化倍數(shù)對電壓信號 進行放大。然而，例如當發(fā)生第1可變靜電電容元件A以及第2 可變靜電電容元件B各自的制造偏差等沒有預期的事態(tài)而在第 l可變靜電電容元件A的靜電電容和第2可變靜電電容元件B的 靜電電容中產(chǎn)生電容差AC時，存在無法充分得到期望效果的 可能性。參照圖19簡單說明其理由如下。
例如，當在第l可變靜電電容元件A的靜電電容和第2可變 靜電電容元件B的靜電電容中產(chǎn)生電容差AC的情況下，在圖 28B中第l可變靜電電容元件A的下端(與圖28(b)中的開關SW1 連接的一側端子)的電荷變成Qal二-Cl(Vdd/2-Vin),另夕卜，在圖 28B中第2可變靜電電容元件B的上端(與圖28B中的開關SW1連 接的一側端子)的電荷變成Qb卜(Cl + AC)'(Vdd/2+Vin)。此時， 在圖28B中第l可變靜電電容元件A的下端的電荷以及第2可變 靜電電容元件B的上端的電荷的合計變成Qtotal=(2 C1 + △ C)Vin 十△ C (Vdd/2),電荷還依賴于偏置電壓Vdd/2 。
因此，如式21所示，經(jīng)由放大狀態(tài)從放大器輸出的輸出電 壓信號Voutput成為偏置電壓Vbias二Vdd/2也被放大后的電壓。
<formula>formula see original document page 93</formula>…(式21)
在此，電容差AC越小，式21所示的偏置電壓Vbias的放大 量越小，會小于上述現(xiàn)有MOSFET參量放大器10中被放大的偏 置電壓放大量。然而，如式21所示，當偏置電壓Vbias被放大時， 有可能無法充分得到"能夠使輸出電壓信號的處理變容易"、"能 夠有助于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化"、"能夠得到期望的輸 出電壓信號"的與本發(fā)明實施方式有關的放大器的效果。
由與本發(fā)明實施方式有關的相同導電型的可變靜電電容 元件構成的放大器的第l可變靜電電容元件A以及第2可變靜電 電容元件B分別為相同導電型。在此，在相同導電型的可變靜 電電容元件中，只要大小大致相同，即使發(fā)生制造偏差等沒有 預期的事態(tài)，產(chǎn)生的電容差AC也會變得非常小，能夠將電容 差AC作為可允許誤差而進行處理。因此，由與本發(fā)明實施方 式有關的相同導電型的可變靜電電容元件構成的放大器，能夠 使第l可變靜電電容元件A以及第2可變靜電電容元件B的靜電 電容分別相同(大致相同)，因此會不產(chǎn)生上述例外的問題，能 夠原樣保持偏置電壓大小而以電容變化倍數(shù)對電壓信號進行放 大。
下面參照圖2 9 ~圖31說明與本發(fā)明第11實施方式有關的放 大器IOOO。在此，圖29是表示與本發(fā)明第11實施方式有關的放 大器1000的跟蹤狀態(tài)的圖，圖30是表示與本發(fā)明第11實施方式 有關的放大器1000的放大狀態(tài)的圖。
另外，圖31是表示與本發(fā)明第11實施方式有關的信號波形 的說明圖，(a)表示控制開關的控制時鐘信號，(b)表示輸入到與
本發(fā)明第11實施方式有關的放大器IOOO中的輸入電壓信號
Vinput, (c)表示從放大器1000輸出的輸出電壓信號Voutput。此 外，在圖29 圖31中，將偏置電壓表示為Vbias=Vdd/2,但是偏 置電壓當然不限于此。
參照圖29、圖30，與本發(fā)明第ll實施方式有關的放大器 1000由n-MOS可變電抗器N1、 N2構成。n-MOS可變電抗器N1 、 N2與圖2A以及圖2B所示的MOSFET相同，能夠通過反型層的有 無來改變靜電電容。在此，優(yōu)選為放大器1000所具備的n-MOS 可變電抗器N1 、 N2的柵極端子的寬度和長度都大致相同(即， 能夠允許制造偏差程度。)。
響應于開關SWl的連接狀態(tài)而對n-MOS可變電抗器Nl的 柵極端子、以及n-MOS可變電抗器N2的源極端子和漏極端子輸 入輸入電壓信號Vinput。此外，如圖31(b)所示，輸入到放大器 1000的輸入電壓信號Vi叩ut是將偏置電壓Vdd/2和電壓信號Vin 疊力口而成的 <言號。
另外，n-MOS可變電抗器Nl的源極端子和漏才及端子響應于 開關SW3的連接狀態(tài)而連接到電源電壓源和接地，n-MOS可變 電抗器N2的柵極端子響應于開關SW2的連接狀態(tài)而連接到電 源電壓源和接地。n-MOS可變電抗器N1、 N2互為相同導電型， 但是連接到開關SW1上的端子分別不同。因此，為了在n-MOS 可變電抗器N1、 N2兩者中使靜電電容的增減變化一致，在開關 SW2連接到電源電壓源的情況下開關SW3被接地，另外，在開 關SW2被接地的情況下開關SW3連接到電源電壓源。
在此，開關SW1與圖31(a)所示的時鐘信號(t)l同步，當時鐘 信號(M為高時閉合，對n-MOS可變電抗器Nl的柵極端子、以及 n-MOS可變電抗器N2的源極端子和漏極端子輸入偏置電壓 Vdd/2和電壓信號Vin。另外，開關SW1當時鐘信號小l為低時打開，由此控制偏置電壓Vdd/2和電壓信號Vin對n-MOS可變電抗 器N1的柵極端子、以及n-MOS可變電抗器N2的源極端子和漏極 端子的輸入。此外，時鐘信號())1和開關SW1的關系并不限于上
開關SW2與圖31(a)所示的時鐘信號c))2同步，例如當時鐘信 號小2為高時被接地，當時鐘信號小2為低時連接到電源電壓源。 另外，開關SW3與時鐘信號c()2同步，例如當時鐘信號(()2為高時 連接到電源電壓源，當時鐘信號cj)2為低時^皮接地。此外，如圖 31(a)所示，在本實施方式中也使相位不重合地輸入時鐘信號())l 和時鐘信號(j)2,其理由與上述第l實施方式相同(用于產(chǎn)生保持 狀態(tài))。
在圖29所示的跟蹤狀態(tài)中，通過時鐘信號小l成為高而開關 SW1閉合，對n-MOS可變電抗器N1的柵極端子、以及n-MOS 可變電抗器N2的源極端子和漏極端子輸入輸入電壓信號 Vinput。
另外，開關SW2在時鐘信號小2為低時連接到電源電壓源， 開關SW3在時鐘信號小2為低時被接地。此時，在n-MOS可變電 抗器N1、N2各自的柵極端子正下方的半導體界面中分別生成反 型層，靜電電容分別增加。因此，在各個n-MOS可變電抗器Nl、 N2中蓄積與輸入電壓信號Vinput相應的電荷。
另外，在圖30所示的放大狀態(tài)中，通過時鐘信號(M變成低 而開關SW1打開，停止輸入電壓信號Vinput的輸入。
另外，開關SW2在時鐘信號())2為高時被接地，開關SW3在 時鐘信號小2為高時連接到電源電壓源。此時，在n-MOS可變電 抗器N1、N2各自的柵極端子正下方的半導體界面中生成的反型 層消失，靜電電容分別減少。此時，n-M0S可變電抗器N1的柵 極端子、以及n-MOS可變電抗器N2的源極端子和漏極端子保持
電荷，因此通過靜電電容的變化來原樣保持偏置電壓Vdd/2大小 而以電容變化倍數(shù)對電壓信號V i n進行放大。
因此，如圖31(c)所示，與本發(fā)明第ll實施方式有關的力文大 器1000的輸出電壓Voutput成為相對于llT入電壓信號Vinput原樣 保持偏置電壓Vdd/2的大小而將電壓信號Vin》丈大電容變化倍數(shù) 而得到的波形。在此，輸出電壓Voutput小于電源電壓Vdd,因 此不會像現(xiàn)有MOSFET參量放大器10 —樣在輸出電壓上產(chǎn)生失 真。此外，如圖31(a)所示，時鐘信號())1下降之后時鐘信號(|)2上 升，由此從圖29所示的跟蹤狀態(tài)經(jīng)由保持狀態(tài)遷移到圖30所示 的放大狀態(tài)。
如上所述，與本發(fā)明第11實施方式有關的放大器1000采用 將大小(在此，大小是指柵極端子的寬度和長度。)大致相同的 n-MOS可變電抗器上下配置(在此，"上下"是指例如圖29所示的 對象的配置。因此，在與本發(fā)明第11實施方式有關的放大器1000 的結構中當然也包括"左右"、"傾斜"等。)的結構。在此，只要 是大小大致相同的相同導電型的MOS可變電抗器，即使例如構 成放大器1000的各個n-MOS可變電抗器中存在制造偏差等，也 使MOS可變電抗器相互的電容差變得非常小。因此，在與本發(fā) 明第11實施方式有關的放大器1000中，即使例如在構成放大器 IOOO的各個n-MOS可變電抗器中存在制造偏差等，也能夠使電 容差AC非常小。
因此，與本發(fā)明第U實施方式有關的放大器1000在放大后
也能夠維持輸入電壓信號中所包含的偏置電壓的大小。
另外，本發(fā)明的第11實施方式所涉及的放大器1000與本發(fā) 明的第1實施方式所涉及的放大器100同樣，能夠輸出相對于輸
入電壓信號原樣保持偏置電壓大小而將電壓信號放大電容變化 倍數(shù)而得到的輸出電壓信號，因此輸出電壓信號不會變大到大
于所需程度。因此，在具備與本發(fā)明的第ll實施方式有關的放 大器1000的電路中，不需要對放大器1000的輸出電壓信號采取 特別對策，因此該輸出電壓信號的處理變得容易，并且能夠有 助于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化。另外，能夠極大地減少輸
出電壓信號大小比電源電壓Vdd還大的可能性，因此在輸出電 壓信號中不產(chǎn)生失真，能夠得到期望的輸出電壓信號。 (第12實施方式)
作為由與本發(fā)明實施方式有關的相同導電型的可變靜電電 容元件構成的放大器，在與本發(fā)明第ll實施方式有關的放大器 1000中表示了使用n-MOS可變電抗器的結構。然而，由與本發(fā) 明實施方式有關的相同導電型的可變靜電電容元件構成的放大 器并不限于使用n-MOS可變電抗器的結構。因此，下面作為與 本發(fā)明第12實施方式有關的放大器，表示使用了相對于n-MOS 可變電抗器為逆導電型的p-MOS可變電抗器的結構。
圖32以及圖33是表示與本發(fā)明第12實施方式有關的放大 器1100的說明圖，圖32表示跟蹤狀態(tài)，圖33表示放大狀態(tài)。
參照圖32、圖33,與本發(fā)明第12實施方式有關的放大器 1100由p-MOS可變電抗器P1、 P2構成。在此，p-MOS可變電抗 器P1、 P2與圖2A以及圖2B所示的MOSFET相同，能夠通過反型 層的有無來改變靜電電容。在此，優(yōu)選為放大器1100所具備的 各個p-MOS可變電抗器Pl、 P2的柵極端子的寬度和長度都大致 相同(即，能夠允許制造偏差程度。)。
響應于開關SWl的連接狀態(tài)而對p-MOS可變電抗器P1的 柵極端子、以及p-MOS可變電抗器P2的源極端子和漏極端子輸 入輸入電壓信號Vinput。在此，如圖31(b)所示，輸入到放大器 IIOO中的輸入電壓信號Vinput與本發(fā)明的第ll實施方式所涉及 的輸入電壓信號Vinput相同，是將偏置電壓Vdd/2和電壓信號
Vin疊加而成的信號。
另外，p-MOS可變電抗器Pl的源極端子和漏極端子響應于 開關SW2的連4妻狀態(tài)而連4妻到電源電壓源和4妻地，p-MOS可變 電抗器P2的柵極端子響應于開關SW3的連接狀態(tài)而連接到電源 電壓源和接地。在此，p-M0S可變電抗器P1、 P2互為相同導電 型，但是連接到開關SW1上的端子分別不同。因此，為了在 p-MOS可變電抗器Pl、 P2兩者中使靜電電容的增減變化一致， 在開關SW2連接到電源電壓源的情況下開關SW3被接地，另夕卜， 在開關SW2一皮4妻地的情況下，開關SW3連^t妻到電源電壓源。
在圖32所示的跟蹤狀態(tài)中，通過時鐘信號())l變成高而開關 SW1閉合，對p-MOS可變電抗器P1的柵極端子以及p-MOS可變 電抗器P2的源極端子和漏極端子輸入輸入電壓信號Vinput。
另外，開關SW2在時鐘信號小2為低時連接到電源電壓源， 開關SW3在時鐘信號小2為低時被接地。此時，在p-MOS可變電 抗器P1、 P2各自的柵極端子正下方的半導體界面中分別生成反 型層，靜電電容分別增加。因此，在各個p-M0S可變電抗器P1、 P2中蓄積與輸入電壓信號Vinput相應的電荷。
另外，在圖33所示的放大狀態(tài)中，通過時鐘信號(()l變成低 而開關SWl打開，停止輸入電壓信號Vinput的輸入。
另外，開關SW2在時鐘信號小2為高時被接地，開關SW3在 時鐘信號小2為高時連接到電源電壓源。此時，在p-MOS可變電
層消失，靜電電容分別減少。此時，p-MOS可變電抗器Pl的柵 極端子以及p-MOS可變電抗器P2的源極端子和漏極端子保持 電荷，因此通過靜電電容的變化原樣保持偏置電壓Vdd/2的大小 而以電容變化倍數(shù)對電壓信號Vin進行放大。
因此，當與本發(fā)明的第11實施方式所涉及的放大器1000進
行比較時可知，本發(fā)明的第12實施方式所涉及的i文大器110 0具 有相對于本發(fā)明的第11實施方式所涉及的放大器1000所具有的
可變靜電電容元件為逆導電型的可變靜電電容元件，因此雖然 可變靜電電容元件的連接關系不同，但是作為放大器的功能相同。
如上所述，與本發(fā)明第12實施方式有關的放大器1100釆用 將大小大致相同的p-MOS可變電抗器上下配置(在此，"上下" 是指例如圖32所示的對象的配置。因此，在與本發(fā)明第12實施 方式有關的放大器1100的結構中當然也包括"左右"、"傾斜"等。) 的結構。在此，只要是大小大致相同的相同導電型的MOS可變 電抗器，即使例如在構成放大器1 IOO的各個p-MOS可變電抗器 中存在制造偏差等，也會使MOS可變電抗器相互的電容差非常 小。因此，在與本發(fā)明第12實施方式有關的方文大器1100中，即 使例如在構成放大器110 0的各個p - M 0 S可變電抗器中存在制 造偏差等，也能夠使電容差AC非常小。
因此，與本發(fā)明第12實施方式有關的放大器1100在放大后 也能夠維持輸入電壓信號中所包含的偏置電壓的大小。
另外，本發(fā)明的第12實施方式所涉及的放大器1100與本發(fā) 明的第1實施方式所涉及的放大器100同樣，能夠輸出相對于輸
入電壓信號原樣保持偏置電壓大小而將電壓信號放大電容變化 倍數(shù)而得到的輸出電壓信號，因此輸出電壓信號不會變大到大
于所需程度。因此，在具備與本發(fā)明第12實施方式有關的放大 器1100的電路中，不需要對放大器1100的輸出電壓信號采取特 別對策，因此該輸出電壓信號的處理變得容易，并且能夠有助 于實現(xiàn)電路微細化以及低功耗化。另外，能夠極大地減少輸出 電壓信號大小變得大于電源電壓Vdd的可能性，因此在輸出電 壓信號中不產(chǎn)生失真，能夠得到期望的輸出電壓信號。(第13實施方式)
與上述第1~第8實施方式有關的》文大器是通過p-MOS可變 電抗器和n-MOS可變電抗器中的反型層的有無來產(chǎn)生靜電電 容變化，因此是"反型模式，，的動作。在此，p-MOS可變電抗器 和n-MOS可變電抗器也可以在通過在氧化膜附近蓄積空穴來 產(chǎn)生靜電電容變化的"蓄積模式"下進行動作。因此，在將上述 第1 第8實施方式所涉及的放大器替換為在"蓄積模式，，下動作 的p-MOS可變電抗器和n-MOS可變電抗器的情況下，也分別與 上述第1 第8實施方式所涉及的各個放大器同樣，能夠放大輸 入到放大器中的偏置電壓和電壓信號中的該電壓信號。
以上參照

了本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，但是本發(fā)明 當然不限定于這些示例。本領域"R術人員可以在;^又利要求書所 記載的范疇內想到各種變更例或者修正例，應當理解為它們當 然也屬于本發(fā)明的技術范圍。
例如在與本發(fā)明第2實施方式有關的放大器中，表示了相 對于第l實施方式所涉及的放大器還具備柵極寬度極小的多個 調整用p-MOS可變電抗器的結構，但是并不限定于這種結構， 與本發(fā)明第3 第6實施方式有關的放大器也可以還具備柵極寬 度極小的多個調整用p-MOS可變電抗器。如上所述，與本發(fā)明 第2實施方式有關的放大器所具備的調整用p-MOS可變電抗器 起到調整偏置電壓的作用，與本發(fā)明第3 第6實施方式有關的 放大器即使還具備柵極寬度極小的多個調整用p-MOS可變電 抗器，也能夠對輸入到放大器中的偏置電壓和電壓信號中的該 電壓信號進行放大。
另外，在與本發(fā)明第3 第5實施方式有關的放大器中表示 了具有CMOS的結構，但是并不限定于這種結構，例如也可以 如本發(fā)明的第8、第9實施方式所涉及的放大器那樣，由相同導電型的可變靜電電容元件構成本發(fā)明的第3 第5實施方式所涉 及的放大器。并且，與本發(fā)明第3 第5實施方式有關的放大器
例如也可以采用具有CMOS的結構和相同導電型的可變靜電電 容元件的結構混合而成的結構。即使是這種結構，也能夠輸出 原樣保持偏置電壓大小而將電壓信號放大電容變化倍數(shù)而得到 的輸出電壓信號。
另外，在與本發(fā)明第6實施方式有關的電荷主濾波電路600 中，表示了第二SINC濾波電路606的放大部610 616是本發(fā)明的 第1實施方式所涉及的放大器的結構，但是并不限定于這種結 構，與本發(fā)明的第6實施方式有關的電荷主濾波電路中的第二 SINC濾波電路的放大部也可以是與本發(fā)明的第2 第5、第7、第 8實施方式有關的放大器。在將放大部設為上述結構的情況下， 放大部也能夠輸出相對于電荷共享的輸入電壓信號原樣保持偏 置電壓大小而將電壓信號放大電容變化倍數(shù)而得到的輸出電壓 信號。
上述結構是本領域技術人員能夠容易地變更得到的程度， 應該理解為其屬于本發(fā)明的等效范圍內。
權利要求
1.一種放大器，其特征在于，具備第1可變靜電電容元件，其靜電電容可變；第2可變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述第1可變靜電電容元件電氣連接，相對于上述第1可變靜電電容元件為逆導電型；以及第1輸入部，其對上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件選擇性地輸入偏置電壓和電壓信號，在對上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件輸入上述偏置電壓和上述電壓信號的情況下，將上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為第1值，將上述第1可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為小于上述第1值的第2值，對上述電壓信號進行放大。
2. 根據(jù)權利要求l所述的放大器，其特征在于， 對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件施加用于抵消上述偏置電壓放大量的電壓。
3. 根據(jù)權利要求l所述的放大器，其特征在于，上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件是 MOS可變電抗器，上述第l輸入部具備第l開關，上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的 柵極端子分別與上述第l開關連接，上述第l可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子通過第2開關連接到輸出電源電壓的電源、或者接地，上述第2可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子通過第3 開關連接到上述電源、或者接地，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3開關被接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為上述第l值，在上述第2開關被接地的情況下，上述第3開關連接到上述 電源，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為上述第2值。
4. 根據(jù)權利要求l所述的放大器，其特征在于，上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件是 MOS可變電抗器，上述第l輸入部具備第l開關，上述第l可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子、以及上 述第2可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子分別與上述第1 開關連接，上述第2可變靜電電容元件的柵極端子通過第2開關連接到 輸出電源電壓的電源、或者接地，上述第l可變靜電電容元件的柵極端子通過第3開關連接到 上述電源、或者接地，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3開關被 接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為上述第l值，在上述第2開關被接地的情況下，上述第3開關連接到上述 電源，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為上述第2值。
5. 根據(jù)權利要求3所述的放大器，其特征在于，具備 至少一個以上調整用可變靜電電容元件，該至少一個以上調整用可變靜電電容元件與上述第l可變靜電電容元件、或者上 述第2可變靜電電容元件為相同導電型，柵極寬度小于上述第1 可變靜電電容元件以及上述第2可變靜電電容元件；以及至少一個以上調整用開關，該至少一個以上調整用開關將上述至少 一個以上調整用可變靜電電容元件的源極端子以及漏極端子分別連接到上述電源、或者接地，上述至少一個以上調整用可變靜電電容元件的柵極端子分別與上述第l開關連接，該至少一個以上調整用可變靜電電容元 件與上述第l可變靜電電容元件、或者上述第2可變靜電電容元 件并聯(lián)連接到上述第l輸入部。
6.根據(jù)權利要求3所述的放大器，其特征在于，還具備 第3可變靜電電容元件，其靜電電容可變；以及 第4可變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述第3可變靜電電容元件電氣連接，相對于上述第3可變靜電電容元件為逆導電型，上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元件是 MOS可變電抗器，上述第3可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子、以及上 述第4可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子分別與上述第1 開關連接，上述第4可變靜電電容元件的柵極端子通過上述第2開關連 接到輸出電源電壓的電源、或者接地，上述第3可變靜電電容元件的柵極端子通過上述第3開關連 接到輸出電源電壓的電源、或者接地，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3開關被 接地，將上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元 件的靜電電容設為上述第l值，在上述第2開關被接地的情況下，上述第3開關連接到上述 電源上，將上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容 元件的靜電電容設為上述第2值。
7.根據(jù)權利要求l所述的放大器，其特征在于， 上述第l輸入部選擇性地輸入上述偏置電壓和構成作為上 述電壓信號的差動信號的正相電壓信號，上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件將 靜電電容設為小于上述第l值的第2值，對上述正相電壓信號進 行放大，該放大器還具備第3可變靜電電容元件，其靜電電容可變；第4可變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述第3可變 靜電電容元件電氣連接，相對于上述第3可變靜電電容元件為逆 導電型；以及第2輸入部，其對上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變 靜電電容元件選^^性地輸入上述偏置電壓、和相位與上述正相 電壓信號反相的反相電壓信號，在對上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元 件輸入上述偏置電壓和上述反相電壓信號的情況下，將上述第3 可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容設 為第3值，將上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元件 的靜電電容設為小于上迷第3值的第4值，對上述反相電壓信號 進行放大。
8.根據(jù)權利要求7所述的放大器，其特征在于，上述第l可變靜電電容元件、上述第2可變靜電電容元件、 上述第3可變靜電電容元件、以及上述第4可變靜電電容元件是 MOS可變電抗器，上述第l輸入部具備第l開關，上述第2輸入部具備第2開關，上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的 柵極端子與上述第l開關連接，上述第3可變靜電電容元件和上述第4可變靜電電容元件的 柵極端子與上述第2開關連接，上述第l可變靜電電容元件和上述第3可變靜電電容元件的 源極端子以及/或者漏極端子通過第3開關連接到輸出電源電壓 的電源、或者接地，上述第2可變l爭電電容元件和上述第4可變l爭電電容元件的 源極端子以及/或者漏極端子通過第4開關連接到上述電源、或 者接地，在上述第3開關連接到上述電源上的情況下，上述第4開關 被接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容 元件的靜電電容設為上述第l值，并且將上述第3可變靜電電容 元件和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第3值，在上述第3開關被接地的情況下，上述第4開關連接到上述 電源，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為上述第2值，并且將上述第3可變靜電電容元 件和上述第4可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第4值。
9.根據(jù)權利要求l所述的放大器，其特征在于，在使上述電壓信號衰減的情況下，將上述第l可變靜電電容 元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為大于上述第1 值的第3值，該放大器還具備至少一個第3可變靜電電容元件，該至少一個第3可變靜電 電容元件的靜電電容可變，與上述第l可變靜電電容元件并聯(lián)連 接到上述第l輸入部，與上述第l可變靜電電容元件為相同導電 型；以及至少一個第4可變靜電電容元件，該至少一個第4可變靜電 電容元件的靜電電容可變，與上述第2可變靜電電容元件并聯(lián)連接到上述第l輸入部，與上述第2可變靜電電容元件為相同導電型。
10. 根據(jù)權利要求l所述的放大器，其特征在于，在上述第l輸入部的前級中具備至少 一個靜電電容元件，該 至少一個靜電電容元件具有規(guī)定的靜電電容，能夠蓄積與上述 規(guī)定的靜電電容相當?shù)碾姾?，上述第l輸入部輸入的上述電壓信號是上述第l可變靜電電 容元件以及上述第2可變靜電電容元件與上述至少一個靜電電 容元件電荷共享的電壓信號。
11. 根據(jù)權利要求3所述的放大器，其特征在于，上述MOS可變電抗器是反型模式的MOS可變電抗器。
12. 根據(jù)權利要求3所述的放大器，其特征在于， 上述MOS可變電抗器是蓄積模式的MOS可變電抗器。
13. —種放大器，其特征在于，具備 第l可變靜電電容部，其靜電電容可變； 第2可變靜電電容部，其靜電電容可變，與上述第l可變靜電電容部電氣連沖妻；以及第l輸入部，其向上述第l可變靜電電容部和上述第2可變靜 電電容部選擇性地輸入偏置電壓和電壓信號，上述第l可變靜電電容部以及上述第2可變靜電電容部分別 由相同結構要素的組合構成，在對上述第l可變靜電電容部和上述第2可變靜電電容部輸 入上述偏置電壓和上述電壓信號的情況下，將上述第l可變靜電 電容部和上述第2可變靜電電容部各自的靜電電容設為分別相 同的第l值，將上述第l可變靜電電容部和上述第2可變靜電電容部各自 的靜電電容設為小于上述第l值的分別相同的第2值，對上述電 壓信號進行放大。
14. 一種放大方法，是與以下放大器有關的放大方法，該 放大器具備第l可變靜電電容元件，其靜電電容可變；以及第 2可變靜電電容元件，其靜電電容可變，相對于上述第l可變靜 電電容元件為逆導電型，該放大方法的特征在于，包括如下步 驟對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 輸入偏置電壓和電壓信號，蓄積與第l靜電電容對應的第1電荷；保持上述第l電荷、以及與上述偏置電壓和上述電壓信號對 應的電壓；以及將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 的靜電電容從第l靜電電容減少為小于上述第l靜電電容的第2 靜電電容，對上述電壓信號進行放大。
15. 根據(jù)權利要求14所述的放大方法，其特征在于，還包 括如下步驟對上述電壓信號進行放大；將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 的靜電電容從第l靜電電容減少為上述第2靜電電容；根據(jù)上述第l靜電電容相對于上述第2靜電電容之比，對上 述偏置電壓和上述電壓信號進行放大；抵消與在上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電 容元件中放大后的偏置電壓的放大量相當?shù)碾姾伞?br> 16. —種濾波器，其特征在于，具備放大部，其輸入偏置電壓和電壓信號，對上述電壓信號進 行放大并輸出；第l開關部，其將上述偏置電壓和上述電壓信號選擇性地輸入到上述放大部中；以及第2開關部，其選擇性地輸出從上述放大部輸出的電壓信 上述放大部具備第l可變靜電電容元件，其靜電電容可變；以及 第2可變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述第l可變靜電電容元件電氣連接，相對于上述第l可變靜電電容元件是逆導電型，在上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 中輸入上述偏置電壓和上述電壓信號的情況下，將上述第l可變 靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為第1 值，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 的靜電電容設為小于上述第H直的第2值，對上述電壓信號進行 放大。
17. 根據(jù)權利要求16所述的濾波器，其特征在于， 還具備第3開關部，該第3開關部將上述》丈大部設定為輸入上述電壓信號之前的初始狀態(tài)。
18. —種濾波器，其特征在于，具備放大部，其輸入偏置電壓和電壓信號，對上述電壓信號進 行》丈大并輸出；第l開關部，其將上述偏置電壓和上述電壓信號選擇性地輸 入到上述放大部中；以及第2開關部，其選擇性地輸出從上述放大部輸出的電壓信可，上述》丈大部具備第l可變靜電電容部，其靜電電容可變；以及 第2可變靜電電容部，其靜電電容可變，與上述第l可變靜 電電容部電氣連接，上述第l可變靜電電容部和上述第2可變靜電電容部分別由 相同結構要素的組合構成，在對上述第l可變靜電電容部和上述第2可變靜電電容部輸入上述偏置電壓和上述電壓信號的情況下，將上述第l可變靜電電容部以及上述第2可變靜電電容部各自的靜電電容設為分別相同的第1值，將上述第l可變靜電電容部以及上述第2可變靜電電容部各 自的靜電電容設為小于上述第1值的分別相同的第2值，對上述 電壓信號進行放大。
19. 一種放大器，其特征在于，具備 第l可變靜電電容元件，其靜電電容可變； 第2可變l爭電電容元件，其靜電電容可變，與上述第l可變靜電電容元件電氣連接；以及第l輸入部，其對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變 靜電電容元件選擇性地輸入偏置電壓和電壓信號，在對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件輸入上述偏置電壓和上述電壓信號的情況下，將上述第l可變 靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為第1 值，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 的靜電電容設為小于上述第l值的第2值，對上述電壓信號進行 放大。
20. 根據(jù)權利要求19所述的放大器，其特征在于， 對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件施加用于抵消上述偏置電壓的放大量的電壓。
21. 根據(jù)權利要求19所述的放大器，其特征在于， 上述第l可變靜電電容元件以及上述第2可變靜電電容元件是相同導電型。
22. 根據(jù)權利要求21所述的放大器，其特征在于， 上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件是n溝道型MOS可變電抗器，上述第l輸入部具備第l開關，上述第l可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子、以及上 述第2可變靜電電容元件的柵極端子分別與上述第1開關連接，上述第l可變靜電電容元件的柵極端子通過第2開關連接到 輸出電源電壓的電源、或者接地，上述第2可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子通過第3 開關連接到上述電源、或者接地，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3開關被 接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為上述第l值，在上述第2開關被接地的情況下，上述第3開關連接到上述 電源，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為上述第2值。
23. 根據(jù)權利要求21所述的放大器，其特征在于， 上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件是p溝道型MOS可變電抗器，上述第l輸入部具備第l開關，上述第l可變靜電電容元件的柵極端子、和上述第2可變靜電電容元件的源極端子以及漏極端子分別與上述第1開關連接， 上述第l可變靜電電容元件的源極端子和漏極端子通過第2開關連接到輸出電源電壓的電源、或者接地，上述第2可變靜電電容元件的柵極端子通過第3開關連接到上述電源、或者接地，在上述第2開關連接到上述電源的情況下，上述第3開關被接地，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為上述第l值，在上述第2開關被接地的情況下，上述第3開關連接到上述 電源，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元 件的靜電電容設為上述第2值。
24. —種濾波器，其特征在于，具備放大部，其輸入偏置電壓和電壓信號，對上述電壓信號進 4亍方文大并$俞出；第l開關部，其將上述偏置電壓和上述電壓信號選擇性地輸 入到上述》文大部；以及第2開關部，其選擇性地輸出從上述放大部輸出的電壓信上述放大部具備第l可變靜電電容元件，其靜電電容可變；以及 第2可變靜電電容元件，其靜電電容可變，與上述第l可變靜電電容元件電氣連接，在對上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件輸入上述偏置電壓和上述電壓信號的情況下，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件的靜電電容設為第1值，將上述第l可變靜電電容元件和上述第2可變靜電電容元件 的靜電電容設為小于上述第l值的第2值來對上述電壓信號進行 放大。
25. 根據(jù)權利要求24所述的濾波器，其特征在于， 還具備第3開關部，該第3開關部將上述放大部設定為輸入上述電壓信號之前的初始狀態(tài)。
全文摘要
本發(fā)明提供一種放大器，該放大器具備第1可變靜電電容元件，其靜電電容可變；第2可變靜電電容元件，其靜電電容可變，與第1可變靜電電容元件電氣連接，相對于第1可變靜電電容元件為逆導電型；以及第1輸入部，其對第1可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件選擇性地輸入偏置電壓和電壓信號，在對第1可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件輸入偏置電壓和電壓信號的情況下，將第1可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件的靜電電容設為第1值，將第1可變靜電電容元件和第2可變靜電電容元件的靜電電容設為小于第1值的第2值，從而對電壓信號進行放大。
文檔編號H03F7/04GK101356725SQ200780001329
公開日2009年1月28日 申請日期2007年9月4日 優(yōu)先權日2006年9月11日
發(fā)明者吉澤淳, 飯?zhí)镄疑?申請人:索尼株式會社