專利名稱：判定－反饋均衡器以及更新濾波器系數(shù)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明的示范性實(shí)施例涉及數(shù)字視頻廣播，更具體地說，涉及一種可接收各種數(shù)字信息的判定-反饋(decision-feedback)均衡器，以及一種更新其參數(shù)的方法。
背景技術(shù)：
對于大量的數(shù)字信息來說，例如，聲音、數(shù)據(jù)、和/或視頻通信，可能需要一個用于數(shù)字視頻廣播的均衡器。這樣的數(shù)字信息可通過各種具有不同傳輸特性的傳輸媒介來傳輸。傳輸媒介會產(chǎn)生不同種類的重影(ghosting)，例如，與頻率相關(guān)的相位，幅度失真，多徑接收或聲音回音，以及信號中不同種類的衰落，例如瑞利衰落。數(shù)據(jù)傳輸還可能受噪聲干擾，例如附加的白高斯噪聲。均衡器可用來減小回音和/或視頻重影和用于無線調(diào)制解調(diào)器和/或電話控制信號。
在數(shù)字通信中，通過碼間干擾(ISI)信道進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸可能是一個問題。在通過模擬信道傳輸例如電話線和/或天波信道發(fā)送脈沖信息例如調(diào)幅的數(shù)字傳輸?shù)那闆r下可以發(fā)生ISI。
最大似然序列估計(MLSE)可獲得一個改進(jìn)的符號差錯率(symbol errorrateSER)，但是可能由于信道的時間傳播(dispersion)長度而變得更加復(fù)雜。MLSE在軟件和/或硬件中的極高的復(fù)雜度可能限制了它的應(yīng)用。
線性(linear)均衡器(LE)可檢測并均衡ISI。LE可以具有一定的復(fù)雜度，這可以是一個信道傳播長度的線性函數(shù)，也可能受到明顯的噪聲增大的影響。線性均衡器的性能可能比MLSE的性能更差。
判定-反饋均衡器(DFE)可具有更低的復(fù)雜度和/或更高的性能。
圖1是傳統(tǒng)DFE的結(jié)構(gòu)示意圖的實(shí)例。DFE可使用預(yù)先解碼的數(shù)據(jù)符號來計算和減小碼間干擾(ISI)。比如在數(shù)字電視廣播的單頻網(wǎng)絡(luò)操作期間，例如當(dāng)信道引入了較強(qiáng)的重影時，DFE的性能由于判定反饋濾波器的不正確的判定而降低。
參照圖1，DFE可包括一個前饋濾波器102，一個反饋濾波器103，一個限幅器104，以及一個加法器105。所接收的數(shù)字信號101可被輸入到前饋濾波器102中。
前饋濾波器102可使用一個具有與輸入數(shù)字信號101幅度相反的幅度的濾波器來部分地校正信號誤差。限幅器104可以例如是基于所接收信號幅度的判定裝置，并且可將所接收信號按照判定的0、±2、±4的順序進(jìn)行分類。所接收的信號可被分類為相應(yīng)于±1、±3、±5和±7的標(biāo)準(zhǔn)化信號的符號(symbol)。限幅器104可以是一個多維限幅器，其可例如用于正交調(diào)幅(QAM)系統(tǒng)。
加法器105可將前饋濾波器102的輸出和反饋濾波器103的輸出相加，并將結(jié)果輸出到限幅器104。前饋濾波器102可使用具有與輸入數(shù)字信號101幅度相反幅度的濾波器來減小噪聲。
判定-反饋序列估計(DFSE)的算法可提供一種性能和復(fù)雜度之間的折衷。
無線通信系統(tǒng)應(yīng)用格形碼(trellis-coded)調(diào)制(TCM)。
圖2說明了用于傳統(tǒng)的8級調(diào)幅信號的TCM系統(tǒng)。
參照圖2，TCM編碼器可包括一個8-VSB格形碼編碼器201和一個8級符號映射器203。8-VSB格形碼編碼器201可應(yīng)用8級3比特1維配置。8-VSB格形碼編碼器可使用2/3速率格形碼。
一種用于在無ISI的信道中檢測格式編碼符號的方法可以是MLSE。在用于TCM的編碼中的格形狀態(tài)的數(shù)量較小，而MLSE的復(fù)雜度可以不太高。MLSE可使用維特比算法(或維特比解碼算法)來實(shí)現(xiàn)。通過無ISI信道發(fā)送的TCM符號可以以更高性能檢測。
當(dāng)信道引入ISI時，考慮了由于信道和TCM引入的ISI的MLSE檢測器將變得更復(fù)雜。DFE可用于信道ISI的補(bǔ)償，以及MLSE(維特比)解碼器解碼TCM。
圖3是與TCM解碼器相組合的傳統(tǒng)DFE的結(jié)構(gòu)示意圖。
參照圖3，與TCM解碼器組合的DFE可包括一個前饋濾波器302，一個反饋濾波器303，一個限幅器304，以及一個加法器305和一個可以解碼格形編碼符號的TCM解碼器307。所接收的數(shù)字信號通過輸入線301輸入到DFE，并通過連接到TCM解碼器307的輸出線306輸出。
DFE可在TCM解碼器使用未編碼符號之前來執(zhí)行反饋操作，并且未編碼符號的可靠性可能較低。它的性能可能比聯(lián)合的(信道+TCM)MLSE的性能更差。
圖4是另一個與TCM解碼器組合的傳統(tǒng)DFE的結(jié)構(gòu)示意圖。
DFSE算法可用于解碼通過ISI信道傳輸?shù)腡CM符號。
DFE可使用來自維特比解碼器的更有可能保存(Surviving)的路徑的符號判定來代替使用反饋濾波器中的限幅判定。這個系統(tǒng)，在某些時候被稱為“具有全局判定反饋的維特比解碼器”，其在圖4中示出。參照圖4，一個加法器407將前饋濾波器402的輸出和反饋濾波器403的輸出相加，并將結(jié)果輸出到TCM解碼器404。TCM解碼器404可解碼符號405并將解碼的符號405輸入到反饋濾波器403。具有全程判定反饋的維特比解碼器可使用來自TCM(維特比)解碼器404的更有可能保存的路徑的符號判定作為反饋濾波器403的輸入。解碼深度為N個符號，這可能是在TCM解碼器404的輸出中更可靠的符號，可成為輸出信號406。
如圖4所示的DFE和TCM(維特比)解碼器的組合，可提高如圖3所示系統(tǒng)的性能，因?yàn)閬碜訲CM(維特比)解碼器的判定可能更加可靠。
圖5是傳統(tǒng)DFE的結(jié)構(gòu)示意圖，使用最小均方(LMS)算法來更新反饋濾波器系數(shù)。
例如在MLSE和DFE的無線應(yīng)用中，信道傳遞函數(shù)對于接收方來說可是未知的和/或隨時間變化的。任何在無線通信接收機(jī)中使用的檢測/均衡系統(tǒng)可以是自適應(yīng)的，即可能能夠改變均衡器的系數(shù)和跟蹤信道變化。在LMS系統(tǒng)中，均衡系數(shù)可在算法每次迭代時遞歸的更新。例如DFE的反饋濾波器系數(shù)可根據(jù)如等式1所示的LMS算法來遞歸地更新。
bi(k+1)=bi(k)+μekd^k-i,i=1,2,...,LB---(1)]]>在這，bi(k)是DFE在第k次迭代時的第i個反饋系數(shù)(518，519，...，和520)，LB是反饋濾波器系數(shù)的數(shù)量， 是存儲在延遲線(521，522，...，和523)中的反饋濾波器中的判定，μ是步長(step-size)參數(shù)(正常數(shù))，ek是誤差信號508，其可以是DFE的輸出524和判定 之間的差值。在一個訓(xùn)練周期期間，傳輸數(shù)據(jù)序列dk可知并可被均衡器使用來根據(jù)等式1的LMS算法來更新系數(shù)bi(k)。
可以使用用等式1體現(xiàn)的LMS自適應(yīng)系統(tǒng)的DFE如圖5所示。即圖5說明了將如等式1的LMS自適應(yīng)系統(tǒng)應(yīng)用到使用圖1的限幅器的DFE的實(shí)例。在一個訓(xùn)練周期之后，在限幅器510的輸出的判定 可以更可靠，并且判定 可用于根據(jù)LMS算法更新均衡器系數(shù)。
圖6是傳統(tǒng)DFE的結(jié)構(gòu)示意圖，其可以同時使用LMS算法和停止-和-起動算法來更新反饋濾波器系數(shù)。
LMS算法也可在沒有訓(xùn)練序列的情況下使用。
如果判定是不可靠的，“停止-和-起動”算法將禁止自適應(yīng)，并且如果判定更有可能會是正確時更新均衡器系數(shù)。欠可靠的判定的檢測和/或啟用/禁止標(biāo)記623的產(chǎn)生可在“停止和起動”(SAG)模塊618中執(zhí)行。
圖7是與格形解碼器結(jié)合的傳統(tǒng)DFE的結(jié)構(gòu)示意圖，其可以使用LMS自適應(yīng)算法來更新反饋濾波器系數(shù)。
如等式1所示的LMS算法和它的“停止-和-起動”變化可以由圖4所示的DDFSE系統(tǒng)所使用。
如圖7所示的具有LMS自適應(yīng)算法的組合的均衡器/解碼器的結(jié)構(gòu)將可能引入不穩(wěn)定的問題。這個結(jié)構(gòu)的不穩(wěn)定的實(shí)例將由圖8來示出。
圖8是表示信噪比(SNR)與如圖7所示的DFE的迭代次數(shù)之間關(guān)系的曲線圖。
圖8表示與圖7所示的TCM維特比解碼器結(jié)合的DFE的模擬結(jié)果。一個信道可具有三個相等或基本相等的幅度路徑，以及一個傳輸系統(tǒng)可使用如圖2所示的8級調(diào)幅信號。如圖8所示的均衡器的穩(wěn)定狀態(tài)操作可不取決于均衡器系數(shù)的分辨力或溢出作用，而可能是TCM判定反饋特性的結(jié)果。
對于第一時間周期，DFE可以這樣操作，以便信噪比(SNR)可以更加穩(wěn)定。在一時間周期后，SNR的穩(wěn)定性可能大大降低并且隨著迭代次數(shù)的增加其變化將周期重復(fù)。
在收斂(convergence)區(qū)域，均衡器的判定-反饋部分對于ISI補(bǔ)償?shù)呢暙I(xiàn)可能不明顯，因?yàn)榕卸赡芮房煽?，并且圖7所示的均衡器將不依靠判定反饋機(jī)制。在這個區(qū)域中判定誤差將不影響均衡器的穩(wěn)定，輸出的信噪比(SNR)可更穩(wěn)定。
在一時間周期后當(dāng)判定變得更加可靠時，均衡器將依靠這些判定并可使用反饋濾波器來進(jìn)行ISI補(bǔ)償。
圖9A是表示作為時間的函數(shù)的限幅器和TCM解碼器中判定誤差的百分比實(shí)例的曲線圖。
TCM判定誤差可相互關(guān)聯(lián)并以誤差群(burst)分組而不是像在限幅器判定中那樣隨機(jī)分布。
即如果在TCM解碼器的輸出發(fā)生誤差，該誤差將引起一系列(或群)誤差，并且在一時間周期內(nèi)反饋濾波器中的判定誤差的數(shù)量將提高。
圖9A表示在判定反饋濾波器中判定的誤差的百分比與時間的示例關(guān)系。在使用如圖7所示的TCM反饋系統(tǒng)時，反饋濾波器中判定誤差的數(shù)量將減小，但是有時候TCM解碼器可以引入誤差群，并且判定誤差數(shù)量可能增加。
使用圖5所示的限幅器時，判定誤差的百分率將更穩(wěn)定(例如大約20％)。判定誤差的高百分率可以降低整個均衡器的性能，但是可以穩(wěn)定自適應(yīng)系統(tǒng)，因?yàn)長MS算法不需要過多地依靠反饋機(jī)制。
當(dāng)使用TCM反饋機(jī)制時，反饋濾波器可以沒有誤差，LMS算法可以根據(jù)反饋濾波器的無誤差狀態(tài)來更新均衡器系數(shù)。均衡器可依靠反饋ISI補(bǔ)償并且可能對判定誤差變得更加靈敏。TCM解碼器將引入誤差群并且如圖8所示均衡器的性能可能會降低。
在“停止-和-起動”LMS算法中，執(zhí)行的自適應(yīng)系統(tǒng)可能在判定欠可靠時停止執(zhí)行自適應(yīng)。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的示范性實(shí)施例提供一種更新與解碼器(例如格形碼解碼器)結(jié)合的均衡器(例如判定反饋均衡器(DFE))的反饋系數(shù)的方法，其可減小在解碼器的輸出中誤差傳播的負(fù)面效應(yīng)，并相對于傳統(tǒng)自適應(yīng)方法，對與解碼器結(jié)合的均衡器保證更加平滑和穩(wěn)定的恒穩(wěn)態(tài)操作。
本發(fā)明的一種示范性實(shí)施例提供一種均衡器(例如判定反饋均衡器)。該均衡器可以包括解碼器和濾波器。濾波器進(jìn)一步包括多個濾波器更新單元，可以接收來自解碼器的一個值和判定并可更新濾波器系數(shù)。濾波器更新單元進(jìn)一步包括第一乘法器，其可以將解碼器的判定乘以一個值；第二乘法器，其可以將濾波器系數(shù)乘以一個常數(shù)，以及加法器，其可以將第一乘法器的輸出和第二乘法器的輸出相加并且更新濾波器系數(shù)。
本發(fā)明的另一種示范性實(shí)施例提供一種更新濾波器系數(shù)的方法。該方法可以包括計算輸出誤差信號，將該輸出誤差信號乘以一個參數(shù)，獲得一個部分值(partial value)，獲得另一個部分值，并通過將部分值相加來更新。
本發(fā)明的另一種示范性實(shí)施例提供一種濾波器。該濾波器可以包括用于更新濾波器系數(shù)的更新器。濾波器更新器可以包括第一乘法器，第二乘法器以及加法器。第一乘法器可以將來自解碼器輸出的判定輸出與一個第一值相乘。第二乘法器可以將濾波器系數(shù)乘以一個常數(shù)。第一加法器可以將第一乘法器的輸出和第二乘法器的輸出相加并且更新濾波器系數(shù)。
本發(fā)明的另一種示范性實(shí)施例提供一種更新器。該更新器可以包括第一乘法器，其可以將判定與一個第一值相乘，以及第二乘法器，其可以將濾波器系數(shù)乘以一個常數(shù)。第一加法器可以將第一乘法器的輸出和第二乘法器的輸出相加并且更新濾波器系數(shù)。
本發(fā)明的另一種示范性實(shí)施例提供一種邏輯選擇器。該邏輯選擇器可以包括平方器，其可以將濾波器系數(shù)值平方；乘法器，其可以將平方器產(chǎn)生的平方后的濾波器系數(shù)乘以一個常數(shù)；加法器，其可以將乘法器的輸出相加；累加器，其可以將加法器的輸出累加，以及比較器，其可以將來自累加器的輸出值和閾值進(jìn)行比較并且基于該比較選擇常數(shù)。
本發(fā)明的另一種示范性實(shí)施例提供一種更新濾波器系數(shù)的方法。該方法可以包括將判定與一個第一值相乘來產(chǎn)生第一結(jié)果，將濾波器系數(shù)和常數(shù)相乘來產(chǎn)生第二結(jié)果，將第一個第二結(jié)果相加并更新濾波器系數(shù)。
本發(fā)明的另一種示范性實(shí)施例提供一種選擇常數(shù)的方法。該方法可以包括將濾波器系數(shù)值進(jìn)行平方，將平方后的濾波器系數(shù)乘以常數(shù)，將相乘的值相加，將相加的值累加，將累加值與閾值進(jìn)行比較并且基于該比較選擇常數(shù)。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，解碼器可以是格形碼調(diào)制(TCM)解碼器。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，均衡器可進(jìn)一步包括第二加法器，其可以在解碼器的判定中減去均衡器的輸出并可以產(chǎn)生誤差信號。第三乘法器，其可以將來自第二加法器所產(chǎn)生的誤差信號乘以一個參數(shù)并可以產(chǎn)生第一個值。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，該參數(shù)可以是步長(stepsize)參數(shù)。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，濾波器可進(jìn)一步包括第一和第二組單元，更新器和加法器。第一組單元可以接收來自解碼器輸出的判定和來自第一乘法器的輸出。第二組單元可以接收通過延遲解碼器的符號判定獲得的值。更新器可以更新濾波器系數(shù)。加法器可以將來自第一組單元和第二組單元的輸出相加。而且，第一組和第二組單元中的每個都包括更新器和系數(shù)乘法器，其可以將判定乘以濾波器系數(shù)并且產(chǎn)生結(jié)果。
在本發(fā)明的實(shí)施方式中，更新器將根據(jù)如下等式來更新濾波器系數(shù)。
bi(k+1)=αibi(k)+μekd^k-i,i=1,2,...,LB]]>αi可以是常數(shù)，其可以與相應(yīng)于第i個追溯深度的判定符號的可靠性成比例。bi(k)可以是均衡器在第k次迭代時的第i個系數(shù)。LB可以是濾波器系數(shù)的數(shù)量， 可以是濾波器的判定，μ可以是參數(shù)，以及ek可以是誤差信號。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，邏輯選擇器可以計算一組常數(shù)，其們可以滿足等式αi=(1+μE|ui2|)-1.]]>E|ui2|可以是多個符號判定誤差的變量。符號判定誤差對應(yīng)于第i個深度。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，邏輯選擇器可包括在濾波器中。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，系數(shù)可以滿足一個不等式并且i可以是第i個濾波器系數(shù)。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，均衡器可以包括另一個濾波器并且解碼器可以是維特比解碼器。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，解碼器可以包括N+1個追溯深度，濾波器可包括多個單元和一個加法器用來將來自多個單元的輸出相加。12個可靠度系數(shù)的每個第N+1個組可以具有一個第N+1值，其可以對應(yīng)于第N個追溯深度。每個對應(yīng)于第N個追溯深度的判定可輸入到延遲線的第N+1個組中，并且每個單元可以包括更新器和系數(shù)乘法器，其用于將每個判定乘以濾波器系數(shù)并產(chǎn)生結(jié)果。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，解碼器可以是為特別解碼器。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，均衡器可以進(jìn)一步包括停止-和-起動(SAG)單元。SAG單元可以接收判定，檢測不可靠的判定，并且產(chǎn)生算法的啟用/禁止信號使得SAG單元可以在判定不可靠時禁止自適應(yīng)，并且在判定可靠時更新濾波器系數(shù)。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，該方法可重復(fù)地用于多個濾波器系數(shù)。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，該方法可以進(jìn)一步包括確定一個變量，將變量乘以一個參數(shù)，并且通過對結(jié)果與1的總和求倒數(shù)來獲得一個常數(shù)。
在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，該方法可進(jìn)一步包括將濾波器系數(shù)平方，將平方值與常數(shù)相乘，相加并累加結(jié)果，比較累加值和閾值，基于該比較來選擇一個常數(shù)。
本發(fā)明的上述特征和優(yōu)點(diǎn)將通過詳細(xì)的示范性實(shí)施例并參考附圖的描述而變得更加顯而易見。
圖1是傳統(tǒng)DFE的結(jié)構(gòu)示意圖的實(shí)例；圖2說明用于傳統(tǒng)的8級調(diào)幅信號的TCM系統(tǒng)；圖3是與TCM解碼器組合的傳統(tǒng)DFE的結(jié)構(gòu)示意圖；圖4是另一個與TCM解碼器組合的傳統(tǒng)DFE的結(jié)構(gòu)示意圖；圖5是傳統(tǒng)DFE的結(jié)構(gòu)示意圖，其使用LMS算法來更新反饋濾波器系數(shù)；圖6是傳統(tǒng)DFE的結(jié)構(gòu)示意圖，其同時使用LMS算法和停止-和-起動算法來更新反饋濾波器系數(shù)；圖7是與格形碼解碼器組合的傳統(tǒng)DFE的結(jié)構(gòu)示意圖，格形碼解碼器使用LMS自適應(yīng)算法來更新反饋濾波器系數(shù)；圖8是表示信噪比(SNR)與如圖7所示的DFE的迭代次數(shù)的曲線圖。
圖9A是表示作為時間的函數(shù)的限幅器和TCM解碼器中判定誤差的百分率曲線圖；圖9B是圖9A所示曲線圖的簡化模型，用于根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例啟用穩(wěn)定的自適應(yīng)算法；圖10A是與解碼器組合的均衡器的結(jié)構(gòu)示意圖，用于根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例更新濾波器系數(shù)；圖10B是如圖10A所示的更新第i個反饋系數(shù)的部分電路的電路示意圖的示范性實(shí)施例；圖10C是邏輯選擇器的示范性實(shí)施例的結(jié)構(gòu)示意圖的實(shí)例；圖11是根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例的交織器和編碼器的結(jié)構(gòu)示意圖的實(shí)例；圖12表示另一種與均衡器組合的解碼器的示范性實(shí)施例，其與解交織器一起使用；圖13是根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，可以與圖12所示的解交織器組合的解碼器的結(jié)構(gòu)示意圖的另一個實(shí)例；圖14是根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，可以與解碼器相組合的均衡器的結(jié)構(gòu)示意圖的實(shí)例；以及圖15是表示輸出信噪比(SNR)與組合解碼器的均衡器的迭代次數(shù)的比較的實(shí)例曲線圖，其可使用傳統(tǒng)的(LMS)算法和根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式的方法。
具體實(shí)施例方式
下面參考表示本發(fā)明的示范性實(shí)施例的附圖對本發(fā)明的示范性實(shí)施例將而進(jìn)行充分描述。相同的參考標(biāo)記在所有附圖中用來標(biāo)注相同的部件。
圖9B是圖9A所示曲線圖的簡化模型，可以根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例啟用穩(wěn)定的自適應(yīng)算法。
自適應(yīng)可以通過使用如圖9B所示的反饋濾波器中的判定來執(zhí)行，其可以具有更小的頻率誤差(例如可能是無誤差)。當(dāng)反饋濾波器，包括判定誤差時(例如在誤差群期間)，算法可以按照減小的誤差(例如均方誤差(MSE))來執(zhí)行，以便減小如圖8所示的信噪比的降低。
穩(wěn)定的自適應(yīng)算法的發(fā)展是基于上述模型和自適應(yīng)濾波的。改進(jìn)的算法可以減小如等式2的價值函數(shù)。
j＝E|(yk-dk)2| (2)yk可以是均衡器713(例如判定反饋均衡器(DFE))中的加法器707的輸出信號，即濾波器721(例如前饋濾波器)的輸出信號和濾波器722(例如反饋濾波器)的輸出信號的總和，以及dk可以是減小誤差的傳輸符號(例如無誤差傳輸信號)。函數(shù)(2)的簡化(reduction)可以產(chǎn)生了等式3所示的修改LMS算法，該函數(shù)可以是一個價值函數(shù)。
bi(k+1)=αibi(k)+μekd^k-i,i=1,2,...,LB---(3)]]>αi可以是常數(shù)(0＜αi＜1)，其可以與對應(yīng)于第i個追溯深度的解碼器(例如TCM解碼器)符號判定的可靠性成比例。隨著i值的增加，TCM解碼器輸出的判定變得更可靠并且αi可以更接近1。隨著i值的增加，判定可能欠可靠并且αi值可以變小，例如，α1≤α2≤≤αLFB。αi的值可以基于步長參數(shù)μ。αi的值可以如等式4所表示。L
αi＝(1＝+μE|ui2|)-1(4)E|ui2|可以是解碼器(例如TCM解碼器)的符號判定誤差的變量，其可以對應(yīng)于第i個深度。E|ui2|的值可通過例如模擬或計算來求出(例如理論計算)。例如，用于解碼器和三路徑相等幅度信道模型的E|ui2|的值在表1中給出。
表1
圖10A是與格形碼解碼器組合的均衡器(例如DFE)的結(jié)構(gòu)示意圖的實(shí)例，其可以根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例更新反饋濾波器系數(shù)。
與均衡器(例如DFE)結(jié)合的解碼器(例如自適應(yīng)TCM解碼器)的結(jié)構(gòu)如圖10A所示，其中均衡器可以使用等式3所示的算法。參照圖10A，均衡器可以包括一個濾波器(例如前饋濾波器)1021，濾波器(例如反饋濾波器)1022，加法器1007，以及解碼器(例如TCM解碼器)1019。在圖10A所示的均衡器中，等式3中濾波器系數(shù)(例如反饋濾波器系數(shù))的更新可以通過乘法器1010_1到1010_5，加法器1011_1到1011_5，延遲線1012_1到1012_5，以及乘法器1009_1到1009_5來執(zhí)行。延遲線1012_1到1012_5可以存儲濾波器系數(shù)值bi(k)并可以計算濾波器系數(shù)值bi(k+1)。
濾波器1022可以包括多個濾波單元(例如反饋濾波單元)和一個加法器。濾波器1022包括第一組單元，第二組單元，加法器1008，以及邏輯選擇器1023。第一組單元可以接收來自解碼器1019所輸出的判定和從第一乘法器的輸出信號。第二組單元中的每個可以接收通過時延的解碼器1019的符號判定(例如最后符號判定)所獲得的值和第一乘法器的輸出信號。第二單元組的每個包括一個更新器(例如反饋濾波器系數(shù)更新器)，可以更新濾波器系數(shù)(例如反饋濾波器系數(shù))。加法器1008可以第一和第二組單元的輸出相加。邏輯選擇器1023可以從濾波器系數(shù)中計算常數(shù)。
第一和第二組的單元可以包括更新器和系數(shù)乘法器1013_i，可以將判定和濾波器系數(shù)相乘并可以輸出結(jié)果。
參照圖10A，bi(k)(i＝1，2，……，LB)可以是在第k次迭代時均衡器第i的反饋系數(shù)，LB可以是濾波器系數(shù)的數(shù)量， 可以是濾波器1022中的判定，其可以存儲在延遲線1012_1到1012_5中，μ可以是較小的步長參數(shù)(例如正的常數(shù))，以及ek可以是誤差信號508，其可以是均衡器的輸出1015和判定 之間的差值。
圖10B是根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例如圖10A所示的更新第i個反饋系數(shù)的部分電路的電路圖的例子。
參照圖10B，加法器1016可以產(chǎn)生誤差信號ek，其可以是均衡器的輸出1015和判定 之間的差值。乘法器1017可以將誤差信號ek乘以步長參數(shù)μ。乘法器1010-i可以該結(jié)果與判定 相乘并可以產(chǎn)生μekdk-1。乘法器1009-i可以將常數(shù)αi和第k次迭代的均衡器的第i個反饋系數(shù)bi(k)相乘，加法器1011-i可以把延遲線1012-i的輸出和乘法器1010-i的輸出相加并可以產(chǎn)生第i反饋濾波器系數(shù)bi(k+1)，其可以對應(yīng)于均衡器的下一次(k+1)迭代。
如上所述，αi可以是判定常數(shù)(0＜αi＜1)，其可以與對應(yīng)于第i個追溯深度的解碼器符號判定的可靠性成比例。判定常數(shù)αi可通過如圖10A和10B所示的邏輯選擇器1023計算。
常數(shù)0＜α1≤α2≤..≤αFLB＜1?？梢允腔谛诺捞匦?profile)的(例如多徑信道特性)。例如，如果信道具有若干較強(qiáng)的重影，該重影可以沒有被濾波器1021所補(bǔ)償，均衡器可以遞增對濾波器1022中的判定的可靠性的敏感度。為了減小均衡器的不穩(wěn)定性，可將較小的值指定給常數(shù)αi。如果信道沒有引入例如孤立的奇異(strange)重像，那么均衡器可能不存在不穩(wěn)定的問題，那么較小的αi值可能將會降低均衡器的性能。
這種降低可能是不明顯的，并且常數(shù)α1，α2，...，αLB可被選擇為較強(qiáng)重像信道和較弱重像信道的性能折衷的值。常數(shù)α1，α2，...，αLB組可按照信道統(tǒng)計特性來選擇(例如自適應(yīng)選擇)，并且可提高均衡器的性能。
圖10C是邏輯選擇器的結(jié)構(gòu)示意圖的實(shí)例，可以選擇一組(例如優(yōu)選的一組)常數(shù)(例如可靠性常數(shù))。
如圖10C所示，濾波(例如反饋濾波)系數(shù)b1，b2，...，bLB的平方值(例如平方絕對值)可以在平方器(例如絕對值平方器)1502，1503，...，1504中計算。平方系數(shù)|b1|2，|b2|2，...，|bLB|2的值可以在乘法器1505中乘以加權(quán)系數(shù)w1，w2，...，wLB，其中w1≥w2≥...，wLB。相乘后的值可以在加法器1506中總加在一起。
相加后的值在累加器1507中進(jìn)行累加并且可以減小噪音效應(yīng)。累加時間可以是例如數(shù)百個符號。所累加的值在比較器1508中與多個閾值進(jìn)行比較，并且可以基于上述比較結(jié)果而選擇一組常數(shù)α1，α2，...，αLFB。
圖11是編碼器(例如TCM編碼器)和交織器的結(jié)構(gòu)示意圖的實(shí)例。
根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例的自適應(yīng)算法可以應(yīng)用到該系統(tǒng)，該系統(tǒng)可以使用多個編碼器(例如TCM編碼器)和/或交織器，例如，可以用于例如數(shù)字視頻廣播的8-VSB格形碼編碼系統(tǒng)。這樣的系統(tǒng)可使用多個編碼器(例如相同的TCM編碼器)。根據(jù)本發(fā)明示范性實(shí)施例的這些編碼器的結(jié)構(gòu)實(shí)例如圖11所示。
參照圖11，廣播系統(tǒng)(例如8-VSB廣播系統(tǒng))可以包括12個編碼器(例如并行TCM編碼器)，可通過將例如第1，第13，第25...個符號編碼為第一組，第2，第14，第26...個符號編碼為第二組，第3，第15，第27...個符號編碼為第三組等來實(shí)現(xiàn)編碼交織，總共形成了例如12個組。
圖12說明了另一種與均衡器(例如DFE)組合的自適應(yīng)解碼器(例如TCM解碼器)，其可以包括解交織器。
如圖12所示的根據(jù)本發(fā)明另一種示范性實(shí)施例的均衡器(例如DFE)的濾波器(例如反饋濾波器)1224，可以包括若干組單元，加法器1213和邏輯選擇器1231。每組單元例如包括12個單元。加法器1213可以將來自單元的輸出相加并且邏輯選擇器1231可以計算常數(shù)(例如可靠性常數(shù))。
多組單元接收可以通過在解碼器(例如TCM解碼器)1216的輸出對判定和均衡器的誤差信號延遲(例如依次延遲)所獲得的值，該誤差信號已經(jīng)被乘以一個補(bǔ)償參數(shù)μ。該各組的每個單元可以包括更新器，其可以更新濾波器(例如反饋濾波器)。該各組的單元也可包括乘法器1211，其可以將濾波器系數(shù)(例如反饋濾波器系數(shù))和輸入判定相乘。
更新器(例如反饋濾波器更新器)可以包括乘法器1208，乘法器1210，延遲器1207，以及加法器1209。乘法器1208可以將判定乘以誤差信號，該誤差信號已經(jīng)被乘以一個參數(shù)。乘法器1210可以將反饋濾波器系數(shù)bi乘以常數(shù)αi。延遲器1207可以將乘法器1210的輸出延遲。加法器1209可以將延遲器1207的輸出和乘法器1208的輸出相加，并可以產(chǎn)生濾波器系數(shù)(例如反饋濾波器系數(shù))。
參照圖12，如圖12所示的與均衡器(例如DFE)組合的解碼器(例如TCM解碼器)的自適應(yīng)算法，可以與參照圖10A所描述的相同或基本相同。至于圖12，第一組常數(shù)α1，α2，...，α12可以具有相同或基本相同的第一個值，其可以對應(yīng)于第0個追溯深度(見表1)，第二組常數(shù)α13，α14，...，α24可以具有相同或基本相同的第二個值，其對應(yīng)于第1個追溯深度，第三組常數(shù)α25，α26，...，α36可以具有相同或基本相同的第三個值，其對應(yīng)于第2個追溯深度，...，以及第N+1組例如12常數(shù)具有相同或基本相同的第N+1個值，其對應(yīng)于第N個追溯深度。對應(yīng)于第0個追溯深度的判定可以輸入到第一組延遲線1225...1226，對應(yīng)于第1個追溯深度的判定可以輸入到第二組延遲線1227...1228，...，以及對應(yīng)于第N個追溯深度的判定可以輸入到第N+1組延遲線1229...1230.
圖13是根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，與解交織器1216相組合的解碼器(TCM解碼器)的結(jié)構(gòu)示意圖的實(shí)例。
圖14是可以與解碼器(格形碼解碼器)相組合的均衡器(例如DFE)的結(jié)構(gòu)示意圖的實(shí)例。該均衡器可以使用根據(jù)本發(fā)明示范性實(shí)施例的算法和“停止-和-起動”算法來更新濾波器系數(shù)(例如反饋濾波器系數(shù))。
在本發(fā)明的另一種實(shí)施方式中，自適應(yīng)算法可如圖14所示在“停止-和-起動”模式中執(zhí)行。參照圖14，停止-和-起動單元1424可以產(chǎn)生標(biāo)記1425，其可以用于在解碼器(TCM解碼器)的判定不可靠時禁止均衡系數(shù)的更新。
在如圖14所示的均衡器(例如DFE)中，濾波器(例如反饋濾波器)1415可包括多組單元、加法器1413和邏輯選擇器1431。每組可以包括例如12個單元。加法器1413可以將各單元的輸出相加并且邏輯選擇器1431可以計算常數(shù)(例如可靠性常數(shù))。
多組單元可以接收通過在解碼器(例如TCM解碼器)1416的輸出對判定和誤差信號延遲(例如依次延遲)所獲得的值，該誤差信號可以被乘以一個步長參數(shù)μ。該多組的每個單元可以包括更新器，其可以更新濾波器(例如反饋濾波器)，以及乘法器1411，其可以將濾波器系數(shù)(例如反饋濾波器系數(shù))和輸入判定相乘。
更新器(例如反饋濾波器更新器)可以包括乘法器1408，乘法器1410，延遲器1407，以及加法器1409。乘法器1408可以將判定乘以誤差信號，該誤差信號已經(jīng)被乘以一個參數(shù)。乘法器1410可以將濾波器系數(shù)bi(反饋濾波器系數(shù))乘以常數(shù)αi。延遲器1407可以將乘法器1410的輸出延遲。加法器1409可以將延遲器1407的輸出和乘法器1408的輸出相加，并產(chǎn)生濾波器系數(shù)(例如反饋濾波器系數(shù))。
參照圖14，如圖14所示的與均衡器(例如DFE)組合的解碼器(例如TCM解碼器)的自適應(yīng)算法，可以與參照圖12所描述的算法相同或基本相同。第一組常數(shù)α1，α2，...，α12可以具有相同或基本相同的第一個值，其可以對應(yīng)于第0個追溯深度(見表1)，第二組常數(shù)α13，α14，...，α24可以具有相同或基本相同的第二個值，其可以對應(yīng)于第1個追溯深度，第三組常數(shù)α25，α26，...，α36可以具有相同或基本相同的第三個值，其可以對應(yīng)于第2個追溯深度，...，以及第N+1組例如12常數(shù)可以具有相同或基本相同的第N+1個值，其可以對應(yīng)于第N個追溯深度。對應(yīng)于第0個追溯深度的判定可以輸入到第一組延遲線1225...1226，對應(yīng)于第1個追溯深度的判定可以輸入到例如第二組延遲線1227...1228，...，以及對應(yīng)于第N個追溯深度的判定可以輸入到第N+1組延遲線1229...1230.
如圖14所示的均衡器(例如DFE)可進(jìn)一步包括停止-和-起動(SAG)單元1426。
SAG單元1426可以接收判定，可以檢測比欠可靠的判定，并且可以產(chǎn)生啟用/禁止信號。SAG單元1426在判定比欠可靠時禁止自適應(yīng)，并且在判定更有可能正確時更新均衡系數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明示范性實(shí)施例，使用自適應(yīng)算法的結(jié)果的實(shí)例如圖15所示。
圖15是表示輸出信噪比(SNR)與和解碼器(例如格形碼解碼器)組合的均衡器(例如DFE)的迭代次數(shù)的比較的實(shí)例的曲線圖。
如圖15所示，當(dāng)使用了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式的算法時，均衡器(例如DFE)的操作將變得更加平滑和得到改進(jìn)。
可以對使用根據(jù)本發(fā)明示范性實(shí)施例的算法的電路進(jìn)行不同的修改。例如，對應(yīng)于第N個深度的解碼器(例如TCM解碼器)判定，可用于產(chǎn)生誤差信號ek并起動組適應(yīng)處理。任意數(shù)量的交織編碼器可用在圖12或14所示的實(shí)例中。例如編碼器的數(shù)量可以是8或16。進(jìn)一步，更有效的方法可用來在硬件中實(shí)現(xiàn)等式3的算法，其可利用移位器和/或加法器來代替乘法器或與乘法器一起使用。
盡管本發(fā)明的示范性實(shí)施例已經(jīng)根據(jù)聲音，數(shù)據(jù)或視頻通信進(jìn)行描述，應(yīng)當(dāng)理解的是本發(fā)明的示范性實(shí)施例也可用于任意適用的通信技術(shù)或其組合中。
盡管本發(fā)明的示范性實(shí)施例已經(jīng)根據(jù)視頻重像和/或回音進(jìn)行描述，應(yīng)當(dāng)理解的是本發(fā)明的示范性實(shí)施例如本領(lǐng)域技術(shù)人員所希望的用于減小任意形式的衰減和/或干擾。
盡管本發(fā)明的示范性實(shí)施例已經(jīng)根據(jù)無線調(diào)制解調(diào)器和/或電話進(jìn)行描述，應(yīng)當(dāng)理解的是本發(fā)明的實(shí)施方式也可用于任意無線或地面通信系統(tǒng)中。
盡管本發(fā)明的示范性實(shí)施例已經(jīng)根據(jù)格形碼或維特比解碼器進(jìn)行描述，應(yīng)當(dāng)理解的是本領(lǐng)域普通技術(shù)人員可使用任意適用的解碼器。
盡管本發(fā)明的示范性實(shí)施例已經(jīng)根據(jù)用于數(shù)字視頻廣播的8-VSB格形碼編碼系統(tǒng)進(jìn)行描述，應(yīng)當(dāng)理解的是本發(fā)明的實(shí)施方式也可用于任意視頻，音頻和/或數(shù)據(jù)的適當(dāng)?shù)南到y(tǒng)中。
盡管本發(fā)明的示范性實(shí)施例已經(jīng)根據(jù)包括12個單元的均衡器進(jìn)行描述，應(yīng)當(dāng)理解的是本領(lǐng)域技術(shù)人員可使用任意數(shù)量的單元。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，使用與格形碼解碼器TCM組合的DFE來更新反饋濾波器系數(shù)的方法可減小DFE的不穩(wěn)定性，這可能由于TCM解碼器誤差的傳播，可改進(jìn)與格形碼解碼器TCM組合的DFE的性能，并且了加強(qiáng)例如HDTV8-VSB接收器的性能。
盡管本發(fā)明已參考示范性實(shí)施例來表示和描述，本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解的是在不脫離本發(fā)明的權(quán)利要求確定的思想和范圍的前提下，可對形式和細(xì)節(jié)方面進(jìn)行不同的改變。
權(quán)利要求
1.一種均衡器，包括解碼器；以及第一濾波器，其包括多個濾波器更新器，用于接收來自解碼器的第一個值和多個判定，并且更新多個濾波器系數(shù)，多個濾波器更新器中的每個包括，第一乘法器，適于將解碼器的判定之一與第一個值相乘；第二乘法器，適于將濾波器系數(shù)之一與一個常數(shù)相乘；第一加法器，適于將第一乘法器的輸出和第二乘法器的輸出相加，并且更新濾波器系數(shù)。
2.如權(quán)利要求1所述的均衡器，其中解碼器是格形碼調(diào)制(TCM)解碼器。
3.如權(quán)利要求1所述的均衡器，進(jìn)一步包括，第二加法器，適于從解碼器的判定之一中減去均衡器的輸出，并產(chǎn)生誤差信號；以及第三乘法器，適于將由第二加法器產(chǎn)生的誤差信號乘以一個參數(shù)，并產(chǎn)生第一個值。
4.如權(quán)利要求3所述的均衡器，其中的參數(shù)是一個步長參數(shù)。
5.如權(quán)利要求1所述的均衡器，其中第一濾波器，包括，第一組單元，用于接收自解碼器輸出的判定和第一乘法器的輸出；第二組單元，其中每個用來接收通過將解碼器的判定之一進(jìn)行延遲而獲得的值；加法器，適于將來自第一組單元的多個輸出和第二組單元的多個輸出相加，其中第一和第二組單元中的每個包括適于更新濾波器系數(shù)的更新器，以及系數(shù)乘法器，適于將判定之一與濾波器系數(shù)之一相乘并產(chǎn)生一個結(jié)果。
6.如權(quán)利要求5所述的均衡器，其中多個更新器的每個根據(jù)下列等式更新濾波器系數(shù)，bi(k+1)=aibi(k)+μekd^k+i,]]>i＝1，2，...，LB其中αi是常數(shù)，其與對應(yīng)于第i個追溯深度的判定的可靠性成比例，bi(k)是均衡器在第k次迭代時的第i個反饋系數(shù)，LB是濾波器系數(shù)的數(shù)量， 表示判定，μ是參數(shù)，ek是誤差信號。
7.如權(quán)利要求5所述的均衡器，進(jìn)一步包括邏輯選擇器，用于計算一組常數(shù)，其滿足下列等式，αi＝(1＝+μE|ui2|)-1其中E|ui2|是多個判定誤差的變量。
8.如權(quán)利要求7所述的均衡器，其中判定誤差對應(yīng)于第i個深度。
9.如權(quán)利要求7所述的均衡器，其中邏輯選擇器，包括在第一濾波器中。
10.如權(quán)利要求7所述的均衡器，其中邏輯選擇器進(jìn)一步包括，多個平方器，適于將濾波器系數(shù)的值平方，多個第一乘法器，適于將平方后的濾波器系數(shù)乘以常數(shù)，第一加法器，適于將來自第一乘法器的多個輸出相加，累加器，適于將來自第一加法器的多個輸出累加；比較選擇器，適于將來自累加器的多個值與多個閾值相比較，并基于該比較選擇常數(shù)。
11.如權(quán)利要求8所述的均衡器，其中邏輯選擇器進(jìn)一步包括，多個平方器，適于將濾波器系數(shù)的值平方，多個第一乘法器，適于將平方后的濾波器系數(shù)乘以常數(shù)，第一加法器，適于將來自第一乘法器的多個輸出相加，累加器，適于將來自第一加法器的多個輸出累加；比較選擇器，適于將來自累加器的多個值與多個閾值相比較，并基于該比較選擇常數(shù)。
12.如權(quán)利要求10所述的均衡器，其中的系數(shù)滿足一個不等式。
13.如權(quán)利要求5所述的均衡器，進(jìn)一步包括第二濾波器，適于輸出信號到第四加法器。
14.如權(quán)利要求5所述的均衡器，其中的解碼器是維特比解碼器。
15.如權(quán)利要求3所述的均衡器，其中的解碼器具有N+1個追溯深度，濾波器，包括多個單元，以及加法器用來將來自單元的多個輸出相加，其中每個第N+1組的可靠度系數(shù)具有對應(yīng)于第N個追溯深度的第N+1個值，以及每個對應(yīng)于第N個追溯深度的判定輸入到第N+1組延遲線中，并且其中每個單元包括更新器和用于將每個判定乘以濾波器系數(shù)之一的系數(shù)乘法器，并產(chǎn)生一個結(jié)果。
16.如權(quán)利要求15所述的均衡器，其中多個更新器的每個根據(jù)下列等式更新濾波器系數(shù)，bi(k+1)=aibi(k)+μekd^k-i,]]>i＝1，2，...，LB其中αi可以是常數(shù)，其可以與相應(yīng)于第i個追溯深度的判定的可靠性成比例；bi(k)可以是均衡器在第k次迭代時的第i個系數(shù)。LB可以是濾波器系數(shù)的數(shù)量， 可以是濾波器的判定，μ可以是參數(shù)，以及ek可以是誤差信號。
17.如權(quán)利要求15所述的均衡器，進(jìn)一步包括邏輯選擇器，用于計算一組常數(shù)，其滿足下列等式，ai=(1+μE|ui2|)-1(i=1,2,···,LB)]]>E|ui2|是對應(yīng)于第i個深度的判定誤差的變量。
18.如權(quán)利要求17所述的均衡器，其中的邏輯選擇器，包括在第一濾波器中。
19.如權(quán)利要求17所述的均衡器，其中的邏輯選擇器進(jìn)一步包括，多個平方器，用于平方濾波器系數(shù)的值，多個第一乘法器，用于將平方后的濾波器系數(shù)乘以常數(shù)，第一加法器，用于將來自第一乘法器的多個輸出相加，累加器，用于將來自第一加法器的多個輸出累加；比較選擇器，用于將來自累加器的多個值與多個閾值相比較，并基于該比較選擇常數(shù)。
20.如權(quán)利要求18所述的均衡器，其中的邏輯選擇器進(jìn)一步包括，多個平方器，用于平方濾波器系數(shù)的值，多個第一乘法器，用于將平方后的濾波器系數(shù)乘以常數(shù)，第一加法器，用于將來自第一乘法器的多個輸出相加，累加器，用于將來自第一加法器的多個輸出累加；比較選擇器，用于將來自累加器的多個值與多個閾值相比較，并基于該比較選擇常數(shù)。
21.如權(quán)利要求20所述的均衡器，其中的系數(shù)滿足一個不等式。
22.如權(quán)利要求15所述的均衡器，進(jìn)一步包括第二濾波器，適于輸出信號到第四加法器。
23.如權(quán)利要求15所述的均衡器，其中的解碼器是維特比解碼器。
24.如權(quán)利要求15所述的均衡器，進(jìn)一步包括停止-和-起動(SAG)單元，其接收判定，檢測不可靠的判定，并且產(chǎn)生啟用/禁止信號，使得SAG單元在判定不可靠時禁止自適應(yīng)，在判定可靠時更新濾波器系數(shù)。
25.如權(quán)利要求24所述的均衡器，其中多個更新器的每個根據(jù)下列等式更新濾波器系數(shù)，bi(k+1)=aibi(k)+μekd^k+1,]]>i＝1，2，...，LB其中αi是常數(shù)，其與對應(yīng)于第i個追溯深度的判定的可靠性成比例，bi(k)是均衡器在第k次迭代時的第i個反饋系數(shù)，LB是濾波器系數(shù)的數(shù)量， 表示判定，μ是參數(shù)，ek是誤差信號。
26.如權(quán)利要求24所述的均衡器，進(jìn)一步包括邏輯選擇器用于計算一組常數(shù)，其滿足下列等式，αi＝(1＝+μE|ui2|)-1其中E|ui2|是多個判定誤差的變量。
27.如權(quán)利要求26所述的均衡器，其中邏輯選擇器，包括在第一濾波器中。
28.如權(quán)利要求26所述的均衡器，其中的邏輯選擇器進(jìn)一步包括，多個平方器，用于平方濾波器系數(shù)的值，多個第一乘法器，用于將平方后的濾波器系數(shù)乘以常數(shù)，第一加法器，用于將來自第一乘法器的多個輸出相加，累加器，用于將來自第一加法器的多個輸出累加；比較選擇器，用于將來自累加器的多個值與多個閾值相比較，并基于該比較選擇常數(shù)。
29.如權(quán)利要求27所述的均衡器，其中的邏輯選擇器進(jìn)一步包括，多個平方器，用于平方濾波器系數(shù)的值，多個第一乘法器，用于將平方后的濾波器系數(shù)乘以常數(shù)，第一加法器，用于將來自第一乘法器的多個輸出相加，累加器，用于將來自第一加法器的多個輸出累加，和比較選擇器，用于將來自累加器的多個值與多個閾值相比較，并基于該比較選擇常數(shù)。
30.如權(quán)利要求29所述的均衡器，其中的系數(shù)滿足一個不等式。
31.如權(quán)利要求24所述的均衡器，進(jìn)一步包括第二濾波器，適于輸出信號到第四加法器。
32.如權(quán)利要求24所述的均衡器，其中解碼器是維特比解碼器。
33.一種用于更新濾波器系數(shù)的方法，該方法包括計算多個輸出誤差信號；將輸出誤差信號乘以一個參數(shù)來產(chǎn)生第一結(jié)果；通過將延遲解碼器判定乘以第一結(jié)果來獲得第一部分值；通過將一個常數(shù)乘以系數(shù)來獲得第二部分值；以及通過將第一部分值和第二部分值相加來獲得更新值。
34.如權(quán)利要求33所述的方法，其中對多個濾波器系數(shù)重復(fù)該方法。
35.如權(quán)利要求33所述的方法，進(jìn)一步包括，確定對應(yīng)于解碼器第i個追溯深度的判定的誤差的變量，將判定的誤差的變量乘以一個參數(shù)并產(chǎn)生第二結(jié)果，以及通過將第二結(jié)果和1相加來獲得常數(shù)，并對該結(jié)果求倒數(shù)。
36.如權(quán)利要求33所述的方法，進(jìn)一步包括，將每個濾波器系數(shù)平方，將平方值乘以常數(shù)并產(chǎn)生多個第三結(jié)果，相加并累加多個第三結(jié)果，以及將累加值與閾值進(jìn)行比較，并基于該比較選擇常數(shù)。
37.如權(quán)利要求36所述的方法，系數(shù)滿足一個不等式，其中i是第i個濾波器系數(shù)。
38.一種用于更新濾波器系數(shù)的濾波器，該濾波器，包括多個更新器，包括第一乘法器，第二乘法器和加法器；其中第一乘法器，適于將從解碼器輸出的判定乘以第一個值，第二乘法器，適于將濾波器系數(shù)乘以一個常數(shù)，以及第一加法器，適于將第一乘法器的輸出和第二乘法器的輸出相加，并更新濾波器系數(shù)。
39.一種更新濾波器系數(shù)的更新器，該更新器，包括第一乘法器，適于將判定乘以第一個值；第二乘法器，適于將濾波器系數(shù)乘以一個常數(shù)，以及第一加法器，適于將第一乘法器的輸出和第二乘法器的輸出相加，并更新濾波器系數(shù)。
40.一種邏輯選擇器，包括多個平方器，適于將濾波器系數(shù)的值平方，多個乘法器，適于把由多個平方器產(chǎn)生的多個平方后的濾波器系數(shù)相乘，加法器，適于將來自多個乘法器的多個輸出相加，累加器，適于將來自加法器的輸出累加；比較器，適于將從累加器輸出的多個值與至少一個閾值相比較，并基于該比較選擇至少一個常數(shù)。
41.一種更新濾波器系數(shù)的方法，該方法包括將判定乘以第一個值，并產(chǎn)生第一結(jié)果；將濾波器系數(shù)乘以一個常數(shù)，并產(chǎn)生第二結(jié)果；以及將第一結(jié)果和第二結(jié)果相加來更新濾波器系數(shù)。
42.一種選擇常數(shù)的方法，該方法包括將多個濾波器系數(shù)值平方；將多個平方后的濾波器系數(shù)值乘以多個常數(shù)；將多個相乘的值加在一起；將相加的值累加；以及將累加值與至少一個閾值相比較，并基于該比較選擇至少一個常數(shù)。
43.一種用于執(zhí)行權(quán)利要求42所述方法的邏輯選擇器。
44.一種包括權(quán)利要求43所述邏輯選擇器的濾波器。
45.一種包括權(quán)利要求44所述濾波器的均衡器。
46.一種執(zhí)行權(quán)利要求41所述方法的更新器。
47.一種包括權(quán)利要求46所述更新器的均衡器。
48.一種包括權(quán)利要求40所述邏輯選擇器的更新器。
49.一種包括權(quán)利要求48所述更新器的濾波器。
50.一種包括權(quán)利要求49所述濾波器的均衡器。
全文摘要
本發(fā)明的示范性實(shí)施例提供一種與解碼器相組合的均衡器以及一種更新濾波器系數(shù)的方法。該方法可以包括計算輸出誤差信號e
文檔編號H03K5/159GK1735082SQ20051006979
公開日2006年2月15日 申請日期2005年2月5日 優(yōu)先權(quán)日2004年2月5日
發(fā)明者瑟蓋·齊得科夫 申請人:三星電子株式會社