專利名稱：脈沖寬度可調(diào)的動態(tài)pwm調(diào)變控制器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明關(guān)于一種脈沖寬度可調(diào)的動態(tài)PWM調(diào)變控制器，尤指一種利用PWM調(diào)整輸出訊號使功率晶體物理的特性達(dá)到最佳的表現(xiàn)，使輸出訊號達(dá)到最好的狀態(tài)。
背景技術(shù)：
一般我們?？吹降姆糯笃饔幸韵碌姆诸惞β史糯笃饕话惴譃樗念怉、B、AB和C。
A類(Class-A)放大器的輸出晶體管(或電子管)的工作點(diǎn)在其線性部分中點(diǎn)，不論信號電平如何變化，它從電源取出的電流總是恒室不變，它是低效率的，用作聲頻放大時由于信號幅度不斷變化，其實際效率不可能超過25％，可由單管或推挽工作。A類放大器的優(yōu)點(diǎn)是無交越失真和開關(guān)失真，而且諧波分量中主要是偶次諧波，在聽感上低音厚實、中音柔順溫暖、高音清晰俐落、層次感好，十分討人喜歡。但一直因為耗電多，效率低，容易發(fā)熱和對散熱要求高而未能在大功率的放大器中得到廣泛使用。由于器件長期工作于大電流高溫下，容易引起可靠和壽命方面的問題，而且整機(jī)成本高，所以制造A類功率放大器出名的廠家，現(xiàn)在已大多停止生產(chǎn)晶體管A類功率放大器。再簡單的解釋A類功率放大器，其是最簡單的放大器只有一個有源器件，如晶體管。該晶體管要加偏置電路，因此不管輸入信號有多大，它從來都不可能徹底導(dǎo)通或徹底截止。這一非截止/非導(dǎo)通區(qū)域就是所謂的線性區(qū)域，工作在線性區(qū)域的放大器輸出失真極低，但效率也很低，它就是A類放大器。
B類(Class-B)放大器的偏置使推挽工作的晶體管(或電子管)在無驅(qū)動信號時，處于低電流狀態(tài)，當(dāng)加上驅(qū)動信號時，一對管子中的一只半周期內(nèi)電流上升，而另一只管子則趨向截止，到另一個半周期，情況相反，由于兩管輪流工作，必須采用推挽電路才能大完整的信號波形。B類放大器的優(yōu)點(diǎn)是效率較高，理論上可達(dá)78％，缺點(diǎn)是失真較大。再解釋B類功率放大器，其B類放大器是由兩個相互推拉的晶體管構(gòu)成，一個輸出電流，而另一個吸收電流。假設(shè)想放大一個正負(fù)半周關(guān)于零點(diǎn)對稱的正弦波，那么一個晶體管就放大正弦波的上半部分(零點(diǎn)以上部分)，另一個則放大下半部分(零點(diǎn)以下部分)。換言之，放大是由兩個晶體管輪流共同完成的，因此，B類放大器的效率要高一些。這種放大器的問題在于存在一非線性區(qū)域，即正弦波剛通過零點(diǎn)的那一小片區(qū)域。這時，一個晶體管剛截止，而另一個則剛導(dǎo)通。由于晶體管導(dǎo)通需要一個短暫的過渡時間，因此就會因非線性狀態(tài)導(dǎo)致失真。
AB類(Cass-AB)放大器在低電平驅(qū)動時，放大器為A類工作，當(dāng)提高驅(qū)動電平時，轉(zhuǎn)為B類工作。AB類放大器的長處在于它比A類提高了小信號輸入時的效率，隨著輸出功率的增大，效率了增高，雖然失真比A類大，然而至今仍是應(yīng)用最廣泛的晶體管功率放大器程序趨向是越來越多的采用高偏流的AB類，以減少低電平信號的失真。再解釋B類功率放大器，AB類放大器是A類和B類放大器的組合，其結(jié)構(gòu)很像B類放大器，但采用了一種可向每個晶體管提供小偏置電流的電路，因此每個晶體管都不會徹底截止。它像A類放大器一樣功耗會大一些，但失真卻低得多。它也像B類放大器一樣，兩個晶體管配合完成任務(wù)，因此整體性能要好一些。
C類放大器，指的是放大器的主動組件，僅在輸入信號小部份時間內(nèi)導(dǎo)通，故C類放大器必須利用調(diào)諧電路的″飛輪效應(yīng)″將輸入信號其余部份加以還原。C類放大器失真度可說是很大，但其集極功率卻也是最高的，在倍頻電路或功率放大級上常被采用，然而通常電路內(nèi)的振蕩頻率皆受到單一頻率輸出的石英晶體振蕩器所限制，若為了提高發(fā)射頻率，則須透過倍頻器將振蕩頻率或FM信號頻率的偏移量作整數(shù)倍變化。倍頻器倍頻的原理是將信號頻率輸入非線性電路，再從失真的輸出波形中，利用諧振電路設(shè)定較高倍數(shù)諧振頻率，取出所要的高次諧波。一般可利用C類放大器的非線性特性配合諧振電路作倍頻電路。
在習(xí)知的功率擴(kuò)大器所指出的四種里，其中A類功率放大器雖失真較低，但是其功率放大的效果卻略遜一籌，無法較有利的推動大訊號；B類放大器的優(yōu)點(diǎn)是效率較高，理論上可達(dá)78％，然缺點(diǎn)是失真較大，較無法完整保存訊號的完整性；C類放大器失真度可說是很大，但其集極功率卻也是最高的，在倍頻電路或功率放大級上常被采用，故其上所述習(xí)知的放大器各有優(yōu)劣之處，但其最主要是無法做一效率高且失真低的功率放大器，其是一大缺憾。

發(fā)明內(nèi)容
對于習(xí)知的缺憾，經(jīng)本發(fā)明多加鉆研得知一般的功率放大器而言，要使輸出的品質(zhì)越好，最直接的方式是增加調(diào)變的頻率或增加PWM的階層(level)，但是無論增加調(diào)變頻率或增加PWM的階層的副作用是對功率級的速度要求成正比例增加，但是一旦功率的需求增加時，功率級的電流輸出也必須增加，以功率晶體物理特性而言，此舉就會降低其反應(yīng)速度，在本發(fā)明中，發(fā)明人提出了一種新的PWM調(diào)變方式，使用一緩存器數(shù)組，去存放實時需要處理的訊號在每一個數(shù)組框中，再將整合后訊號在做一輸出的動作，使PWM輸出會根據(jù)訊號的大小不同而改變，此舉將使輸出在低電平時保有極佳的表現(xiàn)，但又不致增加對功率級的速度要求。


圖1是本發(fā)明動態(tài)PWM功率放大器的架構(gòu)圖；圖2是本發(fā)明PWM調(diào)變的基本機(jī)制示意圖；圖3是本發(fā)明利用緩存器數(shù)組的PWM調(diào)變表示法；圖4是本發(fā)明動態(tài)的PWM調(diào)變機(jī)制流程圖；圖5是本發(fā)明動態(tài)的PWM調(diào)變機(jī)制的實施例圖；
圖6是一般模擬輸出低通濾波器的能量封包(Envelop)示意圖。
圖號說明10輸入端11動態(tài)PWM調(diào)變控制器12功率級13低通濾波器14輸出端20檢查B
的脈沖寬度21P≥K22輸出數(shù)組23重新設(shè)定數(shù)組24P＝P+B[i]的脈沖寬度25重組B[i]成為B′[i]26P≥K27輸出數(shù)組28重新設(shè)定數(shù)組29i＝(I-1)30i＝i+具體實施方式
為使貴局對本發(fā)明能進(jìn)一步了解，以下以實施例，配合圖式、圖號，將本發(fā)明的構(gòu)成內(nèi)容及其所達(dá)成功效詳細(xì)說明如后。
本發(fā)明一種脈沖寬度可調(diào)的動態(tài)PWM調(diào)變控制器，此動態(tài)PWM脈沖寬度調(diào)變技術(shù)可廣泛運(yùn)用在聲音放大器、功率放大器及DC到DC之間的轉(zhuǎn)換器，如圖1所示為動態(tài)PWM功率放大器的架構(gòu)圖。當(dāng)訊號經(jīng)輸入端10進(jìn)入動態(tài)PWM調(diào)變控制器11將N-bit取樣頻率fs Hz的輸入訊號轉(zhuǎn)移為1-bit PWM訊號，以推動后級的功率12級與低通濾波器13將訊號經(jīng)輸出端14輸出。
圖2所示，假設(shè)PWM載波為Nfs Hz，PWM的調(diào)變方法即為將量化器的L-bit(最小L＝1)或M-Level(最小M＝2)輸出轉(zhuǎn)為l-bit輸出的功能，一般而言，其轉(zhuǎn)換甚為單純，試舉一個5-level(M＝5)的訊號，其輸出有0，1，2，3，4等5種，然其基本上此PWM輸出最多為每 秒有一次的零(0)與壹(1)的切換，但是最小的脈沖(pulse)寬度將只有 秒，以PWM輸出放大器，若要使音質(zhì)更佳，最直接的方式是使PWM的載波倍數(shù)提高(將N加大)或量化階數(shù)提高(將L或M加大)，但如此一來，其對之后的功率級的速度需求將大幅提高，以上升時間(Rise time)加上下降時間(Fall time)之和為一個脈沖的寬度的 而論，假設(shè)N＝64，M＝5，fs＝48KHZ的情況下，其Rise time及Fall time之和的需求為8.138ns，若Rise-time＝Fall-time，則個別的速度需求為4.069ns，對一般大功率級的晶體而言，這是一項難以達(dá)到的要求，因此必須加以解決。以量化的過程之中，當(dāng)輸入越小時，則輸出會使在 為一周期的范圍內(nèi)的0與1的脈沖寬度(width)越接近，以上述的例子而言，即為輸出為″2″的情況，而在最大輸出時為″0″或″4″，此時脈沖寬度最大，對功率級晶體的速度需求降至最低，因此除非必要，也可以不做變更。我們所需對付的是，輸出為″1″，″2″，″3″此三種狀況，因為此三者對于輸出功率級的速度需求較高。以之前的設(shè)定令超取樣倍數(shù)為N，輸出的階層數(shù)為M，且取樣頻率為Fs，則最小的脈沖寬度為 秒，假設(shè)吾人以此為一單位脈沖，則″0″和″M-1″的脈沖寬度為M-1，″1″和″M-2″的脈沖寬度為1，″2″和″M-3″的脈沖寬度為2，....依此類推，其中脈沖寬度越小對速度的要求越高，假設(shè)以M-1個單位脈沖寬度為一個框(Frame)而希望的最小的脈沖寬度為k個單位脈沖，其中1≤k≤M-12,]]>吾人對功率級速度需求就降低了k倍。為了使最小的脈沖寬度可為k，我們結(jié)合數(shù)個訊號框(Frame)然后以動態(tài)(Dynamic)PWM調(diào)變控制方法進(jìn)行調(diào)變的工作，其工作方式如下如圖3所示，使用一(M-1)-bit緩存器數(shù)組(register Array)B
，B[1]，...B[I-1]，其中I≥2，B
存放實時需要處理的訊號框，B[1]存放下一個時刻需要輸出的訊號框，B[2]存放再下一個時刻需要輸出的訊號框，...依此類推，而每一個緩存器的每一個bit代表該時間的輸出為高電位(1)或低電位(0)，再配合圖4所示，發(fā)明人提出的動態(tài)PWM調(diào)變控制(Dynamic PWM Modulation Control)的流程，一開始先將PWM訊號框存放在緩存器數(shù)組中，然系統(tǒng)會判斷第一個暫存數(shù)組B
的脈沖寬度20，然此時令i＝0、P＝B
的脈沖寬度，若是P≥K21(即B
的脈沖寬度是否大于K值)成立的話，則會至輸出數(shù)組22B
，然后至重新設(shè)定數(shù)組23移動緩存器數(shù)組使其B
＝B[1]、B[1]＝B[2]...B[I-2]＝B[I-1]且加載新值存放于B[I-1]；若是P≥K21不成立的話(即B
的脈沖寬度小于K值)，則i＝i+130(第一個與第二個緩存器數(shù)組的脈沖組合)將重組成P＝P+B[i]的脈沖寬度24，然后重組B[i]成為B′[i]25，其也就是將Group B
...B[i]的″1″為一個連串的″1″，Group B
...B[i]的″0″為一個連串的″0″，將re-group的結(jié)果放至B′
...B′[i]，再判定一次P≥K26是否成立，若是P≥K成立的話，將輸出數(shù)組27B′
...B′[i]，且再重新設(shè)定數(shù)組28，使其B
＝B[i+1]、B[1]＝B[i+2]...B[I-2]＝B[I+i]輸出訊號；若是P≥K26不成立的話，先再檢查i＝(I-1)29是否成立，若是成立便輸出數(shù)組27B′
...B′[i]，且再重新設(shè)定數(shù)組28，使其B
＝B[i+1]、B[1]＝B[i+2]...B[I-2]＝B[I+i]輸出訊號；但若是檢查i＝(I-1)29不成立，再傳回重組成P＝P+B[i]的脈沖寬度24繼續(xù)執(zhí)行，...依此類推。如果將所有緩存器數(shù)組的脈沖組合后的總脈沖寬度仍小于K值，則輸出組合后的脈沖，加載新值存放于緩存器數(shù)組。
本發(fā)明就試以I＝2，M＝5，K＝2為例，如圖5所示為輸入以及經(jīng)上述方法處理后的輸出。
如此對功率級的速度就降為原來的1/2。值得一提的是若要此系統(tǒng)工作在最佳狀況，I值需要足夠大，以免總脈沖寬度P尚未到達(dá)指定值K時，緩存器數(shù)組就已經(jīng)不夠用了，以上例而言若B〔0〕＝0x1000，B〔1〕＝0x0000時，P＝1＜K＝2，就使本方法不能派上用場了。
以上的作法會對最后的輸出訊號造成一定的失真，但影響不大，因為模擬低通濾波器可以比擬為一具備windowing效應(yīng)的積分器，一般而言此window的能量半衰長度均遠(yuǎn)大于緩存器數(shù)組所代表的時間長度，假設(shè)此window的形狀如圖6所示，亦即T0>>I·1N·Fs,]]>因為最后的輸出訊號的簡化模式為x′(t)=∫-∞tB′(t-τ)W(τ)dτ≈∫-∞∞B(t-τ)W(τ)dτ=x(t)]]>由于被改變的范圍(由B(t)→B1(t))倘限在 秒之內(nèi)，因此影響不大。
為其上所述的音頻放大器的功能外，其亦可應(yīng)用在高-低電壓功率放大器及直流電壓功率放大器上，透過PMW調(diào)變控制器將電壓做一穩(wěn)壓的訊號輸出，減少高頻振蕩的機(jī)會，以增加產(chǎn)品效能及延長產(chǎn)品的壽命，讓具有PWM功能的產(chǎn)品達(dá)到最好的利用。
綜上所述，本發(fā)明所述的脈沖寬度可調(diào)的動態(tài)PWM調(diào)變控制器，不僅可達(dá)預(yù)期的實用功效外并且為前所未見的設(shè)計，已符合專利法發(fā)明的要件，于是依法具文申請。為此，謹(jǐn)請貴審員詳予審查，并祈早日賜請專利，至感德便。
以上已將發(fā)明作一詳細(xì)說明，然而以上所述，僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，當(dāng)不能限定本發(fā)明實施的范圍，即凡依本發(fā)明申請專利范圍所作的均等變化與修飾等，皆應(yīng)屬本發(fā)明的專利涵蓋范圍意圖保護(hù)的范疇。
權(quán)利要求
1.一種脈沖寬度可調(diào)的動態(tài)PWM調(diào)變控制器，其包括一輸入端，將訊號輸入至動態(tài)PWM調(diào)變控制器；一動態(tài)PWM調(diào)變控制器，將輸入訊號N-bit取樣頻率fsHz的輸入訊號轉(zhuǎn)移為1-bit PWM訊號，再推動后級的功率級與低通濾波器；一功率級，其接收轉(zhuǎn)換后的訊號并輸出訊號；一低通濾波器，其接收轉(zhuǎn)換后的訊號并輸出訊號；一輸出端，將訊號輸出；其特征在于該動態(tài)PWM調(diào)變控制器利用一緩存器數(shù)組去存放實時需要處理的訊號在每一個數(shù)組框中，再將整合后訊號在做一輸出的動作，使PWM輸出會根據(jù)訊號的大小不同而改變。
2.如權(quán)利要求1所述的脈沖寬度可調(diào)的動態(tài)PWM調(diào)變控制器，其特征在于其應(yīng)用在低電壓音頻放大器上。
3.如權(quán)利要求1所述的脈沖寬度可調(diào)的動態(tài)PWM調(diào)變控制器，其特征在于其應(yīng)用在低電壓功率放大器上。
4.如權(quán)利要求1所述的脈沖寬度可調(diào)的動態(tài)PWM調(diào)變控制器，其特征在于其應(yīng)用在高電壓功率放大器上。
5.如權(quán)利要求1所述的脈沖寬度可調(diào)的動態(tài)PWM調(diào)變控制器，其特征在于其應(yīng)用在直流電功率放大器上。
全文摘要
本發(fā)明關(guān)于一種脈沖寬度可調(diào)的動態(tài)PWM調(diào)變控制器，其是利用一種新的PWM調(diào)變方式，使用一緩存器數(shù)組，去存放實時需要處理的訊號在每一個數(shù)組框中，再將整合后的訊號做一輸出的動作，然為使輸出品質(zhì)有絕佳的表現(xiàn)，就必須利用本發(fā)明特性的PWM輸出會根據(jù)訊號大小不同而改變，可令輸出在低電的平時保有極佳的表現(xiàn)，以充分利用到功率晶體物理的特性，但又不致于增加對功率級的速度要求。
文檔編號H03F3/20GK1812255SQ200510002619
公開日2006年8月2日 申請日期2005年1月24日 優(yōu)先權(quán)日2005年1月24日
發(fā)明者張莉菁 申請人:北瀚科技股份有限公司