專利名稱：自適應(yīng)預(yù)失真方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在基帶信號被變頻成待發(fā)送的射頻信號的系統(tǒng)中的預(yù)失真，所述系統(tǒng)例如是射頻功率放大器系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
在許多技術(shù)系統(tǒng)中，輸出信號不得不精確地跟隨給定的輸入信號。一種特殊的實(shí)例是射頻(RF)功率放大器(PA)，盡管在本文件中所公開的原理和解決方案是普遍有效的。
對于射頻功率放大器而言，重要的是，在非常嚴(yán)格的近似內(nèi)，(復(fù)值)輸出信號包絡(luò)與輸入信號包絡(luò)成比例。這被稱為線性功率放大器。偏離這種理想情況被稱為非線性。在大多數(shù)情況下，產(chǎn)生和運(yùn)行具有足夠小的非線性的理想功率放大器是不經(jīng)濟(jì)和不實(shí)際的。通常更加有利的是使用線性化功率放大器(LPA)，該線性化功率放大器(LPA)由實(shí)際功率放大器和補(bǔ)償該功率放大器的非線性的其他部件一起構(gòu)成。
為此而經(jīng)常使用的方法是預(yù)失真線性化。在此，以補(bǔ)償實(shí)際功率放大器的非線性這樣的方式使功率放大器的輸入失真。所以，線性化功率放大器的輸出與預(yù)失真器的輸入成比例。預(yù)失真線性化的問題在于，為獲得該結(jié)果而對預(yù)失真器的調(diào)節(jié)是非常關(guān)鍵的。特別是，由于溫度變化、老化、濕度等等，功率放大器的特性通?！捌啤?。這意味著不得不連續(xù)地調(diào)節(jié)預(yù)失真器以說明這些變化的特性。
該調(diào)節(jié)問題的一般可接受的解決方案是使用自適應(yīng)預(yù)失真線性化。通過觀察接收機(jī)來測量功率放大器的輸出，并且將其與線性化功率放大器的輸入進(jìn)行比較。適配器調(diào)節(jié)預(yù)失真器，以使輸出信號真正與輸入信號成比例。該解決方案的問題在于，觀察接收機(jī)由于對所涉及部件的高帶寬要求而相當(dāng)復(fù)雜和昂貴。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是一種比現(xiàn)有技術(shù)更簡單并且因此更少費(fèi)用的自適應(yīng)預(yù)失真方法和裝置。
根據(jù)所附權(quán)利要求來實(shí)現(xiàn)該目的。
簡單地說，本發(fā)明通過在下變頻中允許頻率混疊來解決該問題。然而，該混疊是在輸入信號和輸出信號中引入的，并且在自適應(yīng)過程中被消除。這減少了對所涉及部件的帶寬要求，從而簡化了設(shè)計(jì)和成本。


通過參考以下結(jié)合附圖進(jìn)行的描述可以最好地理解本發(fā)明及其進(jìn)一步的目的和優(yōu)點(diǎn)，在附圖中圖1是現(xiàn)有技術(shù)的線性化功率放大器的框圖；圖2說明圖1的功率放大器的各種信號的頻譜；圖3是具備根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)預(yù)失真裝置的第一典型實(shí)施例的線性化功率放大器的框圖；圖4說明在不存在頻率混疊時(shí)圖3的功率放大器的各種信號的頻譜；圖5說明在數(shù)字中頻FDIF被減小以產(chǎn)生頻率混疊時(shí)圖3的功率放大器的各種信號的頻譜；圖6說明在數(shù)字中頻FDIF以及采樣率Fs被減小以產(chǎn)生頻率混疊時(shí)圖3的功率放大器的各種信號的頻譜；圖7是具備根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)預(yù)失真裝置的第二典型實(shí)施例的線性化功率放大器的框圖；圖8是具備根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)預(yù)失真裝置的第三典型實(shí)施例的線性化功率放大器的框圖；以及圖9是說明根據(jù)本發(fā)明的方法的典型實(shí)施例的簡單流程圖。
具體實(shí)施例方式
在以下的描述中，相同的附圖標(biāo)記將被用于具有相同或相似功能的元件。
圖1是[1]中所述的現(xiàn)有技術(shù)的線性化功率放大器的框圖。圖2說明圖1的功率放大器的各種信號的頻譜。復(fù)基帶信號S1被轉(zhuǎn)發(fā)到預(yù)失真器10，該預(yù)失真器對所述信號進(jìn)行預(yù)失真以抵消由數(shù)/模轉(zhuǎn)換器和上變頻器塊12以及射頻功率放大器14所產(chǎn)生的失真。預(yù)失真器10的輸出信號S2從基帶被上升到載波頻率fC，并且通過上變頻器成為實(shí)值，從而產(chǎn)生射頻信號S3，該射頻信號S3被放大成射頻信號S4。應(yīng)該注意，圖2中的曲線僅是功率譜的草圖。它們不是按比例繪制的，并且不包括預(yù)失真器10、上變頻器塊12或功率放大器14的可能的非線性。
耦合器16將功率放大器14的一小部分射頻信號S4帶給觀察接收機(jī)，該觀察接收機(jī)基本上執(zhí)行與上變頻器塊12相反的操作。信號S4被轉(zhuǎn)發(fā)給混頻器18，在混頻器18中，所述信號與本地振蕩器20的cos(2πfLOt)相乘以產(chǎn)生信號S5。在此，選擇fLO以使FDIF＝fC-fLO，其中FDIF是中頻。信號S5在低通濾波器22中進(jìn)行濾波，并且所得到的中頻信號S6以時(shí)鐘26所提供的采樣率FS在A/D轉(zhuǎn)換器24中進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換。在混頻器28中，使用振蕩器30的復(fù)信號exp(-i2πFDIFt)來將數(shù)字信號S7下變頻到復(fù)基帶信號S8。在低通濾波器32中對所得到的信號S8進(jìn)行濾波以形成下變頻復(fù)基帶信號S9。如果系統(tǒng)的所有部件都是理想的，那么信號S1和S9應(yīng)該相同(一直到環(huán)路的比例因子和時(shí)間延遲。比例因子被假設(shè)為一并且將不再被考慮。必須通過信號S1從輸入到適配器的相應(yīng)時(shí)間延遲來補(bǔ)償所述時(shí)間延遲。然而，因?yàn)樗鰰r(shí)間延遲的處理是公知的，并且不被需要來解釋本發(fā)明，所以它沒有被包含在附圖中。)。由于信號S9通常因在上變頻和功率放大器14中所產(chǎn)生的失真而不等于信號S1，所以在適配器34中比較信號S9和輸入信號S1，其目的是調(diào)節(jié)預(yù)失真器10的參數(shù)以使信號盡可能相等。
如[1]中所述，通常采樣率FS與數(shù)字中頻FDIF的關(guān)系為FS＝4FDIF。然而，也建議較低的采樣率，參見[2]。[3]中也描述了降低采樣率。然而，在該情況中，在基帶上執(zhí)行整個(gè)信號處理。
盡管信號S1和S9是適配器34唯一絕對需要的輸入信號，但是有時(shí)候也通過使用預(yù)失真器的輸出信號S2能夠?qū)崿F(xiàn)預(yù)失真器參數(shù)更快或更有效的自適應(yīng)。
此現(xiàn)有技術(shù)的預(yù)失真器裝置的問題在于，中頻FDIF不得不至少為基帶信號S1的帶寬W的一半。否則，通過信號頻譜的(原始)負(fù)和正頻率圖像的重疊而使信號失真，從而產(chǎn)生“折疊失真”或頻率混疊。這意味著信號S5的正頻率圖像的最低頻率分量的最低允許頻率是零。所以，A/D轉(zhuǎn)換器24所需的模擬帶寬至少等于基帶信號S1的帶寬W。
放松對A/D轉(zhuǎn)換器的要求將是所期望的。然而，由于通過調(diào)節(jié)適配器34以使信號S1、S9在其兩個(gè)輸入上相等來實(shí)現(xiàn)實(shí)際中功率放大器的線性化，所以觀察接收機(jī)應(yīng)當(dāng)正好理想地消除上變頻器的影響。放松對A/D轉(zhuǎn)換器的頻率要求也將引入“折疊失真”或頻率混疊，這意味著，甚至對于預(yù)失真器和功率放大器級聯(lián)的完全線性而言，適配器的兩個(gè)輸入也將不相等。所以，不能正確地使預(yù)失真器自適應(yīng)。
解決方案是在從線性化功率放大器輸入S1到相應(yīng)適配器輸入的路徑中同樣引入等價(jià)的“折疊失真”或頻率混疊。于是適配器的兩個(gè)輸入信號的相等在也存在頻率混疊的情況下實(shí)際上將等同于預(yù)失真器和功率放大器的級聯(lián)的線性，因?yàn)閷τ趦蓚€(gè)適配器輸入信號而言，該混疊是相同的。
圖3是具備根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)預(yù)失真裝置的第一典型實(shí)施例的線性化功率放大器的框圖。元件18、20、22、24和26執(zhí)行與圖1的現(xiàn)有技術(shù)實(shí)施例中相同的功能。然而，根據(jù)本發(fā)明，現(xiàn)有技術(shù)實(shí)施例中到基帶的最終下變頻是不執(zhí)行的。代替執(zhí)行從中頻到基帶的最終下變頻，本發(fā)明執(zhí)行從基帶信號S1到中頻的上變頻。這通過后面是下采樣器46的包括復(fù)混頻器40、復(fù)振蕩器42和實(shí)值提取器44的IQ調(diào)制器來實(shí)現(xiàn)(可選擇地，可以顛倒IQ調(diào)制器和下采樣器46的順序)。通過對A/D轉(zhuǎn)換器24和下采樣器46使用相同的速率FS，上變頻信號S12將具有與下變頻信號S7相同的頻率(在IQ調(diào)制器的輸出信號S11已經(jīng)具有期望采樣率的實(shí)施例中，可以除去下變頻器46。)。這兩個(gè)信號被轉(zhuǎn)發(fā)給適配器34。
圖4說明在不存在頻率混疊時(shí)圖3的功率放大器的各種信號的頻譜。該圖的左側(cè)部分說明了基帶信號S1的上變頻，以及該圖的右側(cè)部分說明了射頻信號S4的下變頻。如能夠在圖4(d)中所看到的，信號S12和S7具有(與圖2中假設(shè)為理想部件)相同的頻譜。
圖5說明在數(shù)字中頻FDIF被減少以產(chǎn)生頻譜混疊時(shí)圖3的功率放大器的各種信號的頻譜。在該情況中，如在頻譜中間通過峰值所說明那樣，信號S7將包括頻率混疊。然而，信號S12將正好包括相同的混疊。由于以相同的方式通過混疊使兩個(gè)信號失真，所以在適配器34中消除了混疊影響。這意味著可以選擇低于現(xiàn)有技術(shù)的中頻FDIF，在現(xiàn)有技術(shù)中必須避免該頻率混疊。實(shí)際上，中頻FDIF可以具有任意低的值。這意味著A/D轉(zhuǎn)換器24所需的模擬帶寬僅是現(xiàn)有技術(shù)中所需的一半(如果FDIF＝0，那么所需的模擬帶寬僅為W/2，而如果FDIF＝W/2，正如在現(xiàn)有技術(shù)中那樣，所需的模擬帶寬是W。)。
對信號S6和S11執(zhí)行欠采樣也是可能的。再次，該欠采樣產(chǎn)生頻率混疊，但由于該混疊在信號S12和S7中是相同的，所以在適配器34中消除了混疊影響。通過圖6中的頻譜說明了這種情況。除了在頻譜中間由于低頻率FDIF的頻譜混疊之外，此外在頻譜邊緣上存在由于以低采樣率FS進(jìn)行欠采樣的頻率混疊。該采樣率可以任意地低。
本發(fā)明的第一實(shí)施例應(yīng)該運(yùn)行良好，至少不需要非常快和有效的自適應(yīng)。第一實(shí)施例的潛在問題在于，對于適配器而言，可能難以預(yù)測對于預(yù)失真器參數(shù)給定的變化而言功率放大器的輸出的輸出方向。適配器當(dāng)然能夠通過為在預(yù)失真器參數(shù)空間中采用小“試驗(yàn)步驟”而開發(fā)的或多或少的策略來解決此問題，并且然后僅僅觀察兩個(gè)適配器輸入信號之間的差中所產(chǎn)生的變化。盡管這將起作用，但是在大多數(shù)情況中，如果適配器能夠先驗(yàn)地知道參數(shù)的特定變化將如何影響功率放大器的輸出(以及因此的誤差信號)，那么它將更好和更為有效。
圖7示出了基于該思想的實(shí)施例。代替直接使預(yù)失真器的參數(shù)自適應(yīng)，功率放大器模型48(實(shí)際上是功率放大器以及DAC和上變頻器可能的非理想性的模型。所以在該實(shí)施例以及本發(fā)明的其他實(shí)施例中也將通過預(yù)失真器補(bǔ)償上變頻器的某些非理想性)適于盡可能精確地表示實(shí)際功率放大器14的信號處理。盡管實(shí)際的功率放大器14工作在模擬RF，但是在本發(fā)明的這個(gè)實(shí)施例中，模型48工作在等價(jià)的數(shù)字復(fù)基帶上。功率放大器工作在例如RF的其他實(shí)施例也是可行的。與圖3中的預(yù)失真器適配器34相比，圖7中功率放大器的功率放大器模型適配器50具有更容易的任務(wù)。為此的原因是，圖7中的功率放大器模型適配器50先驗(yàn)地知道什么功率放大器模型被實(shí)施。所以，它先驗(yàn)地知道功率放大器模型參數(shù)的給定變化將如何改變功率放大器模型信號輸出。在數(shù)學(xué)上，這能夠被表示為(例如)功率放大器模型適配器50具有功率放大器模型輸出信號采樣關(guān)于功率放大器模型參數(shù)的偏導(dǎo)數(shù)的先驗(yàn)知識(shí)。為了考慮該知識(shí)以執(zhí)行有效的自適應(yīng)，于是存在很多公知的數(shù)學(xué)技術(shù)。在本發(fā)明的第二實(shí)施例中，在功率放大器模型適配器50和預(yù)失真器10之間插入逆功率放大器模型52。
本發(fā)明第二實(shí)施例的潛在問題在于，預(yù)失真器是“開環(huán)”。即從未明確地觀察誤差信號“功率放大器的輸出減去預(yù)失真器的輸入”。這使第二實(shí)施例所得到的線性對功率放大器模型的品質(zhì)敏感。如果這證明是個(gè)問題，那么可替代地使用圖8所示的實(shí)施例。同樣在該實(shí)施例中，使用功率放大器模型適配器50來使功率放大器模型48適合于所觀察的數(shù)據(jù)。然而，不直接從功率放大器模型中獲取預(yù)失真器10。而是，在預(yù)失真器適配器34中使得預(yù)失真器自適應(yīng)“閉環(huán)”以最小化真正的誤差信號，就如同在第一實(shí)施例中一樣。但是使用合適的功率放大器模型48向預(yù)失真器提供一種合理的先驗(yàn)估計(jì)，即對于預(yù)失真器模型參數(shù)的給定變化而言，功率放大器輸出信號將如何改變。能夠以下列方式獲得該先驗(yàn)估計(jì)先驗(yàn)地已知預(yù)失真器信號輸出關(guān)于預(yù)失真器參數(shù)值的偏導(dǎo)數(shù)(梯度)。從梯度計(jì)算器54中的功率放大器模型獲得功率放大器輸出信號關(guān)于功率放大器輸入信號的偏導(dǎo)數(shù)的估計(jì)。然后根據(jù)導(dǎo)數(shù)鏈?zhǔn)椒▌t計(jì)算功率放大器輸出關(guān)于預(yù)失真器參數(shù)值的偏導(dǎo)數(shù)的估計(jì)。注意，在該實(shí)施例中，以相同的方式處理預(yù)失真器之前和之后的基帶信號以補(bǔ)償下變頻器的頻率混疊。
可以將所述預(yù)失真器裝置實(shí)施為一種FPGA(現(xiàn)場可編程門陣列)或者ASIC(專用集成電路)。另一種可能性是使用微處理器或微/信號處理器組合和相應(yīng)的軟件。這些方法的組合也是可能的。
圖9是說明根據(jù)本發(fā)明的方法的典型實(shí)施例的簡單流程圖。該實(shí)施例對應(yīng)于圖3中的框圖。步驟90將復(fù)基帶信號S1上變頻為中頻。步驟92獲取上變頻信號S10的實(shí)部。步驟94對信號S11進(jìn)行下采樣。步驟96將模擬射頻信號S4下變頻為中頻。步驟98采樣下變頻信號S6。步驟100使用所得到的信號S7和S12使得預(yù)失真器的參數(shù)自適應(yīng)。應(yīng)該注意，盡管在該流程圖中步驟序列96、98跟隨在步驟序列90、92、94之后(由于流程圖表示的限制)，但是在實(shí)際中是同時(shí)執(zhí)行這些步驟序列的。
代替將所述過程和算法應(yīng)用于預(yù)失真，相同的過程和算法根據(jù)已知輸入信號而能夠用于非線性測量設(shè)備的線性化。通過使用相同的算法對ADC(模數(shù)轉(zhuǎn)換器)的數(shù)據(jù)進(jìn)行后處理，為了增強(qiáng)信號測量目的而能夠獲得ADC的線性化響應(yīng)。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員將會(huì)理解，可以對本發(fā)明進(jìn)行各種修改和改變而不脫離其范圍，所述范圍由所附權(quán)利要求書來限定。
參考文獻(xiàn)[1]T.L.Valena，″An Adaptive Predistorter for TDMA Transmitters Using aHeterodyne Architecture″，VTC′99 Conference Record(1999). US 2003/0156658 A1，L.Dartois. EP 1 199 797 A1，TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON
權(quán)利要求
1.一種自適應(yīng)預(yù)失真方法，其中預(yù)失真的基帶信號被變頻成待發(fā)送的射頻信號，其特征在于將所述基帶信號(S1；S2)上變頻成具有頻率混疊的中頻信號(S12)；將所述射頻信號(S4)下變頻成具有與所述上變頻的基帶信號相同的頻譜混疊的中頻信號(S7)；以及使得預(yù)失真參數(shù)自適應(yīng)以保持所述上變頻的基帶信號等于所述下變頻的射頻信號。
2.權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于將模擬射頻信號(S4)下變頻成以預(yù)定采樣率(Fs)采樣的中頻(FDIF)信號(S7)。
3.權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于將復(fù)數(shù)字基帶信號(S1)上變頻成以所述采樣率(Fs)采樣的實(shí)中頻(FDIF)信號(S12)。
4.權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于使得數(shù)字復(fù)基帶信號(S1)通過預(yù)失真器(10)和功率放大器模型(48)以形成參考信號；將所述參考信號上變頻成以所述采樣率(Fs)采樣的實(shí)中頻(FDIF)信號(S12)。
5.權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于選擇所述中頻(FDIF)以低于所述基帶信號的帶寬的一半。
6.權(quán)利要求3、4或5所述的方法，其特征在于通過選擇所述采樣率(Fs)，對所述上變頻和下變頻的中頻信號(S12，S7)進(jìn)行欠采樣以產(chǎn)生頻率混疊。
7.一種自適應(yīng)預(yù)失真裝置，其中預(yù)失真的基帶信號被變頻成待發(fā)送的射頻信號，其特征在于用于將所述基帶信號(S1；S2)上變頻成具有頻率混疊的中頻信號(S12)的裝置(26，40，42，44，46)；用于將所述射頻信號(S4)下變頻成具有與所述上變頻的基帶信號相同的頻譜混疊的中頻信號(S7)的裝置(18，20，22，24，26)；以及用于使得預(yù)失真參數(shù)自適應(yīng)以保持所述上變頻的基帶信號等于所述下變頻的射頻信號的適配器(34)。
8.權(quán)利要求7所述的裝置，其特征在于用于將模擬射頻信號(S4)下變頻成以預(yù)定采樣率(Fs)采樣的中頻(FDIF)信號(S7)的裝置(18，20，22，24，26)。
9.權(quán)利要求8所述的裝置，其特征在于用于將復(fù)數(shù)字基帶信號(S1)上變頻成以所述采樣率(Fs)采樣的實(shí)中頻(FDIF)信號(S12)的裝置(26，40，42，44，46)。
10.權(quán)利要求8所述的裝置，其特征在于用于使得數(shù)字復(fù)基帶信號(S1)通過預(yù)失真器(10)和功率放大器模型(48)以形成參考信號的裝置；用于將所述參考信號上變頻成以所述采樣率(Fs)采樣的實(shí)中頻(FDIF)信號(S12)的裝置(26，40，42，44，46)。
11.權(quán)利要求9、10或11所述的裝置，其特征在于用于設(shè)置所述中頻(FDIF)低于所述基帶信號的帶寬的一半的裝置(20，42)。
12.權(quán)利要求9、10或11所述的裝置，其特征在于裝置(26)，用于通過設(shè)置所述采樣率(Fs)，對所述上變頻和下變頻的中頻信號(S12，S7)進(jìn)行欠采樣以產(chǎn)生頻率混疊。
全文摘要
一種自適應(yīng)預(yù)失真裝置包括用于將基帶信號(S1)上變頻成具有頻率混疊的中頻信號(S12)的裝置(26，40，42，44，46)；以及用于將射頻信號(S4)下變頻成具有與所述上變頻的基帶信號相同的頻譜混疊的中頻信號(S7)的裝置(18，20，220，24，26)。適配器(34)使得預(yù)失真參數(shù)自適應(yīng)以保持所述上變頻的基帶信號等于所述下變頻的射頻信號。
文檔編號H03F1/32GK1954490SQ200480043072
公開日2007年4月25日 申請日期2004年5月19日 優(yōu)先權(quán)日2004年5月19日
發(fā)明者T·方登, R·赫爾伯格, M·克林伯格 申請人:艾利森電話股份有限公司