功率轉換裝置的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明的功率轉換裝置包括：具有多個多相繞組的交流旋轉電機(1a―1d)；基于多個開關信號，對直流電源(2)的直流電壓進行功率轉換，并向所述多個多相繞組施加電壓的多個功率轉換單元(3,4)；檢測在向所述多個多相繞組中的某一個多相繞組施加電壓的所述功率轉換單元(3)與所述直流電源(2)之間流過的電流即第1母線電流的第1電流檢測單元(7)；以及基于檢測到的所述第1母線電流，對流過所述一個多相繞組的電流進行運算的第1相電流運算單元(8)，所述第1電流檢測單元(7)在基于所述多個開關信號的多個電壓矢量相鄰或相一致的定時對所述第1母線電流進行檢測。
【專利說明】
功率轉換裝置
技術領域
[0001 ]本發(fā)明設及功率轉換裝置。
【背景技術】
[0002] 現有的電動機控制裝置W及電動助力轉向裝置中，基于Pmi各相占空指令值來對 電動機進行驅動控制的同時，利用單分流型電流檢測器檢測所述電動機的各相電動機電 流，在上述電動機控制裝置中，具備電流檢測校正部，該電流檢測校正部根據逆變器的電源 電壓、各相占空指令值、電動機的反向電動勢信息、電流檢測器檢測到的各相電動機電流、 PWM的配置信息W及電動機的電氣特性式，來計算電流檢測校正值，利用電流檢測校正值來 將電流檢測器檢測到的各相電動機電流校正為電動機平均電流，由此來對電動機進行驅動 控制(例如，專利文獻1)。 現有技術文獻 專利文獻
[0003] 專利文獻1:日本專利特開2013-62913號公報 非專利文獻
[0004] 非專利文獻1:杉本英彥等著，"AC伺服系統(tǒng)的理論與設計的現狀(AC哥一樂システ 厶。理論設計。実際)"，綜合電子出版社、第35~37頁

【發(fā)明內容】
發(fā)明所要解決的技術問題
[0005] 在運種電動機控制裝置及電動助力轉向裝置中，構成為:在向平均電流進行校正 時，在電流檢測校正部中，使用逆變器的電源電壓、各相占空指令值、電動機的反向電動勢 信息、電流檢測器檢測到的各相電動機電流、PWM的配置信息W及電動機的電氣特性式來計 算電流檢測校正值，由于在進行校正值的計算時需要進行大量的運算，因此存在難W安裝 到廉價的微機中的問題。
[0006] 并且，由于電動機的溫度變動，與電動機的電阻R、反向電動勢EMF成正比的磁通交 鏈數發(fā)生變動，并且，電動機的電感L會在向電動機的繞組通電流過電流時受到磁飽和的影 響而發(fā)生變動。由此，若電動機常數發(fā)生變動，且與電流檢測校正部所存儲的電動機常數之 間產生誤差，則電流檢測器檢測到的各相電動機電流和電動機平均電流的差分、與電流檢 測校正值之間會產生誤差，從而存在無法將電流檢測器檢測到的各相電動機電流校正為電 動機平均電流的問題。此外，即使利用電流檢測校正部對此采取應對措施來實施將電動機 常數的變動考慮在內的校正，也還是會產生對于該應對措施還需要進行運算運一新的問 題。
[0007] 本發(fā)明是鑒于上述問題點而完成的，其目的在于，在容易進行廉價微機的安裝的 基礎上，能夠通過少量的運算來獲得電動機平均電流。 解決技術問題的技術方案
[0008] 本發(fā)明所設及的功率轉換裝置的特征在于，包括:具有多個多相繞組的交流旋轉 電機;直流電源;輸出多個電壓指令的電壓指令運算部;基于所述多個電壓指令，輸出多個 開關信號的開關信號生成單元;基于所述多個開關信號，對所述直流電源的直流電壓進行 功率轉換，并向所述多個多相繞組施加電壓的多個功率轉換單元;檢測在向所述多個多相 繞組中的某一個多相繞組施加電壓的所述功率轉換單元與所述直流電源之間流過的電流 即第1母線電流的第1電流檢測單元；W及基于檢測到的所述第1母線電流，對流過所述一個 多相繞組的電流進行運算的第1相電流運算單元，所述第1電流檢測單元在基于所述多個開 關信號的多個電壓矢量相鄰或相一致的定時，對所述第1母線電流進行檢測。 發(fā)明效果
[0009] 在多個電壓矢量相鄰或相一致的定時，流過所述第1多相繞組和所述第2多相繞組 的電流的變動變小。通過在該定時檢測所述第1母線電流，從而可得到與流過所述第1多相 繞組的電流的平均值相接近的值。因此，在本發(fā)明所設及的功率轉換裝置中，能夠獲得下述 現有技術不具有的顯著效果，即：不需要像專利文獻1那樣，進行利用電流檢測校正部，使用 逆變器的電源電壓、各相占空指令值、電動機的反向電動勢信息、電流檢測器檢測出的各相 電動機電流、PWM的配置信息及電動機的電氣特性式來計算電流檢測校正值運樣的大量的 運算，由于能夠W較少的運算量來實施，因此便于廉價的微機的適用，并且在抑制對交流旋 轉電機的常數的變動的影響的基礎上，還能夠獲得接近于所述電動機平均電流的值。 本發(fā)明的上述W外的目的、特征、觀點及效果可通過參照附圖的W下本發(fā)明的詳細說 明來進一步闡明。
【附圖說明】
[0010] 圖1是表示本發(fā)明的實施方式1的功率轉換裝置的整體的結構圖。 圖2是表示實施方式1的交流旋轉電機的定子的第1繞組和第2繞組的相位的圖。 圖3是表示實施方式1的交流旋轉電機的定子的U相的等效電路的圖。 圖4是W框圖形式表示將實施方式1的交流旋轉電機的定子的等效電路坐標變換成旋 轉二軸(d-q軸)時的d軸的等效電路的圖。 圖5是W框圖形式表示將實施方式1的交流旋轉電機的定子的等效電路坐標變換成旋 轉二軸(d-q軸)時的q軸的等效電路的圖。 圖6是表示實施方式1的第1開關信號與第1電壓矢量、W及第1母線電流與流過第1=相 繞組的電流的關系的圖。 圖7是表示實施方式1的第1電壓矢量的圖。 圖8是表示實施方式1的第2開關信號與第2電壓矢量的關系的圖。 圖9是表示實施方式1的第2電壓矢量的圖。 圖10是與實施方式1的開關信號生成單元中第1、第2開關信號的產生方法、電流檢測單 元中第1母線電流的檢測定時相關的開關信號的周期Ts中的動作說明圖。 圖11是在圖10中增加了流過第IS相繞組的電流后得到的圖。 圖12是表示在圖4的d軸電壓Vdl、Vd2上疊加了相同符號且相同振幅的階躍電壓后得到 的波形的圖。 圖13是表示在圖4的d軸電壓Vdl、Vd2上疊加了不同符號且相同振幅的階躍電壓后得到 的波形的圖。 圖14是表示實施方式1中第1矢量Vl與第2矢量V2的相位差A 0的圖。 圖15是表示實施方式1中橫軸為相位差A 0[度]，縱軸為第1=相繞組的電流振幅變動 量相對于具有單一的=相繞組的交流旋轉電動機的相對值的圖。 圖16是表示實施方式1中橫軸為相位差A 0 "度"，縱軸為第2 =相繞組的電流振幅變動 量相對于具有單一的=相繞組的交流旋轉電動機的相對值的圖。 圖17是表示具有單一的=相繞組的交流旋轉電動機的d軸等效電路的圖。 圖18是表示具有單一的=相繞組的交流旋轉電動機的q軸等效電路的圖。 圖19是說明實施方式2的開關信號生成單元的動作的圖。 圖20是說明實施方式3的開關信號生成單元的動作的圖。 圖21是說明實施方式4的開關信號生成單元的動作的圖。 圖22是表示實施方式5的功率轉換裝置的整體的結構圖。 圖23是表示實施方式5的第2開關信號與第2電壓矢量、W及第2母線電流與流過第2 = 相繞組的電流的關系的圖。 圖24是表示實施方式6的交流旋轉電機的定子的第1繞組與第2繞組的相位差的圖。 圖25是表示實施方式6的第1電壓矢量的圖。 圖26是用實線表示實施方式6的第2電壓矢量，用虛線表示第1電壓矢量的圖。 圖27是用d軸方向分量Vl (1 )_d、q軸方向分量Vl (1 )_9來表示實施方式6中的第1電壓矢 量Vl(I)的圖。 圖28是用d軸方向分量Vl(2)_d、q軸方向分量￥1(2)_9來表示實施方式6中的第2電壓矢 量Vl(2)的圖。 圖29是用d軸方向分量V2(l)_d、q軸方向分量￥2(1)_9來表示實施方式6中的第1電壓矢 量V2(l)的圖。 圖30是用d軸方向分量V2(2)_d、q軸方向分量￥2(2)_9來表示實施方式6中的第2電壓矢 量V2(2)的圖。 圖31是表示實施方式7的交流旋轉電機的定子的第1繞組與第2繞組的相位差的圖。 圖32是表示實施方式7的第1電壓矢量的圖。 圖33是用實線表示實施方式7的第2電壓矢量，用虛線表示第1電壓矢量的圖。 圖34是表示實施方式8的交流旋轉電機的定子的第1繞組與第2繞組的相位差的圖。 圖35是表示實施方式8的第1電壓矢量的圖。 圖36是用實線表示實施方式8的第2電壓矢量，用虛線表示第1電壓矢量的圖。 圖37是與實施方式8的開關信號生成單元中第1、第2開關信號的產生方法、電流檢測單 元中第1母線電流的檢測定時相關的開關信號的周期Ts中的動作說明圖。 圖38是說明實施方式9中的電壓指令矢量的電壓相位的圖。 圖39是表示實施方式9的開關信號生成單元中兩組的組合的切換例的圖。 圖40是表示實施方式9中根據電壓指令矢量的角度0V來切換第1電壓指令化UVvUVwI 的電壓大小關系的情況的圖。 圖41是表示實施方式10的功率轉換裝置的整體的結構圖。 圖42是表示實施方式10的開關信號生成單元中兩組的組合的切換方法的圖。 圖43是說明實施方式10中q軸相位0q與電壓矢量之間的關系的圖。 圖44是說明實施方式10中q軸相位0q與電壓矢量之間的關系的圖。 圖45是表示實施方式11的功率轉換裝置的整體的結構圖。 圖46是表示實施方式11的開關信號生成單元中兩組的組合的切換方法的圖。 圖47是表示實施方式11中第1電壓矢量與第2電壓矢量的平均矢量的圖。 圖48是表示實施方式12的功率轉換裝置的整體的結構圖。 圖49是表示實施方式12中的電流指令Iu、Iv、Iw的波形例的圖。 圖50是表示實施方式12的開關信號生成單元中兩組的組合的切換方法的圖。
【具體實施方式】 [001U 實施方式1. 圖1是表示本發(fā)明的實施方式1的功率轉換裝置的整體的結構圖。本功率轉換裝置例如 使用于電動機控制裝置及電動助力轉向裝置。交流旋轉電機Ia具有第1 =相繞組Ul、V1、W1 及第2S相繞組112、￥2、胖2，是第1^相繞組與第2^相繞組中不存在機械上的相位差的永磁 體同步旋轉電機。直流電源2向第1功率轉換單元3及第2功率轉換單元4輸出直流電壓Vdc。 作為該直流電源，包括電池、DC-DC轉換器、二極管整流器、Pmi整流器等輸出直流電壓的所 有設備。此外，可W對第1功率轉換單元3、第2功率轉換單元4分別設置直流電源。
[001 ^ 第1功率轉換單元3基于第1開關信號Qupl~Qwnl對半導體開關Supl~Swnl進行開 關，由此對從直流電源2輸入的直流電壓Vdc進行功率轉換，從而向交流旋轉電機Ia的第IS 相繞組UUVUWl施加電壓。作為半導體開關Supl~Swnl,使用將IGBT、雙極型晶體管、MOS功 率晶體管等半導體開關與二極管反向并聯連接而得到的器件。運里，第1開關信號QupU 如nl、Qvpl、Qvnl、Qwpl、Qwnl是在第1功率轉換單元3中分別用于對Supl、Sunl、Svpl、Svnl、 Swp 1、Swn 1進行開關的開關信號。
[0013] 第2功率轉換單元4基于第2開關信號如p2~Qwn2對半導體開關Sup2~Swn2進行開 關，由此對從直流電源2輸入的直流電壓Vdc進行功率轉換，從而向交流旋轉電機Ia的第2S 相繞組U2、V2、W2施加電壓。作為半導體開關Sup2~Swn2,使用將IGBT、雙極型晶體管、MOS功 率晶體管等半導體開關與二極管反向并聯連接而得到的器件。運里，第2開關信號Q叩2、 如112、9￥92、9￥112、9邢2、9浦2是在第2功率轉換單元4中分別用于對5啡2、511112、5￥92、5￥112、 Swp2、Swn2進行開關的開關信號。
[0014] 開關信號生成單元5a基于從電壓指令運算部6輸出的第1電壓指令化UVvUVwI進 行脈寬調制（PWM調制），由此輸出具有與￥111、￥乂1、￥巧1相對應的脈寬的開關信號9叫1~ Qwnl。同樣地，開關信號生成單元5a基于從電壓指令運算部6輸出的第2電壓指令進行脈寬 調制(PWM調制），由此輸出具有與化2、Vv2、Vw2相對應的脈寬的開關信號如p2~Qwn2。
[0015] 電壓指令運算部6對用于驅動交流旋轉電機Ia的第1電壓指令Vul、Vvl、Vwl及第2 電壓指令Vu2、Vv2、Vw2進行運算，并輸出至開關信號生成單元5a。作為第1電壓指令VuU VvUVwl及第2電壓指令Vu2、Vv2、Vw2的運算方法，使用V/F控制、電流反饋控制等，上述V/F 控制中，在設定交流旋轉電機Ia的速度(頻率)指令f作為圖1中的控制指令之后，決定第1電 壓指令及第2電壓指令的振幅，在上述電流反饋控制中，設定交流旋轉電機Ia的電流指令作 為控制指令，基于該電流指令與后述的從第1相電流運算單元8輸出的流過第1 =相繞組的 電流Iul、Ivl、Iwl之間的偏差，通過比例積分控制來運算第I電壓指令化l、Vvl、VwlW及第2 電壓指令Vu2、Vv2、Vw2W將該偏差調整為零。其中，V/F控制為前饋控制，不需要第lS相電 流Iul、Ivl、Iwl。因此，該情況下，不需要向電壓指令運算部6輸入第1 =相電流IuU Ivl、 Iwl。
[0016] 第1電流檢測單元7檢測在直流電源2與第1功率轉換單元3之間流過的電流即第1 母線電流Idcl,并向第1相電流運算單元8輸出。第1電流檢測單元7由分流電阻7a和采樣保 持器7b構成，上述采樣保持器7b通過對流過分流電阻7a的電流進行采樣保持來檢測第1母 線電流Idcl?？蒞使用計量器用變流器(CT)來取代分流電阻7a，在該情況下，通過利用采樣 保持器化對計量器用變流器的輸出電壓進行采樣保持來檢測第1母線電流Idcl。
[0017] 接著，對交流旋轉電機Ia進行詳細描述。交流旋轉電機Ia如圖2所示，是在中性點 Nl處連接的第1=相繞組(多相繞組)UUVUWl及在中性點N2處連接的第2 =相繞組(多相繞 組)肥、￥2、胖2^不進行電連接的方式收納于旋轉電機的定子的^相交流旋轉電機。另外，111 繞組與U2繞組、Vl繞組與V2繞組、Wl繞組與W2繞組之間不存在機械上的相位差。雖然運兩個 繞組不進行電連接，但通過交流旋轉電機Ia構成的磁回路來進行磁禪合，正好成為變壓器 的一次側與二次側那樣的禪合狀態(tài)。因此，并聯配置的Ul相和U2相的等效電路可表示為圖3 所示那樣。
[001引圖3中，Vu 1、Vu2分別表示從各中性點起的財目電壓，Ru 1、Ru2表示電樞繞組電阻， eu 1、eu2表示感應電壓，Mu表示電樞繞組互感，Lu 1 -Mu、Lu2-Mu分別表示第1繞組、第2繞組的 漏電感(電樞繞組自感一電樞繞組互感）。11是變壓器中所說的應數比。另外，在運些值中，特 別要注意的是，Lu 1 -Mu和Mu、W及Lu2-Mu和Mu與電動機控制中所使用的相化-V相間或V-W相 間或V-W相間）間的值不同，是并聯配置的第IS相繞組與第2S相繞組中兩相間的值。 此外，通常在交流旋轉電機中并聯的繞組的應數相同，因此n= 1.此時，由于在Vl相與 V2相、Wl相與W2相的等效電路中也相同，因此，在UVW立相的特性相等的情況下，即使從S相 進行坐標變換而變換至旋轉二軸(d-q軸）上，在該旋轉二軸(d-q軸）上的等效電路也與圖3 所示的等效電路相同。
[0019] 如上所述，交流旋轉電機Ia的兩個=相繞組進行磁禪合，因此彼此產生干設電壓。 在將UVW立相的交流旋轉電機Ia的等效電路坐標變換成旋轉二軸(d-q軸)時，各個相的電路 結構如上述那樣與圖村目同，但圖4示出W框圖形式表示該d軸的等效電路。圖中，Vdl、Vd2分 別是對應于第1、第2 =相繞組的d軸電壓，Idl、Id2分別是對應于第1、第2 =相繞組的d軸電 流。圖中，由Vidl2、Vid21所表示的電壓表示來自其他繞組組的干設電壓。
[0020] 另外，圖中的S表示拉普拉斯變換的微分算子，R表示電樞繞組電阻，Ld表示d軸自 感，Md表示d軸互感。圖4示出旋轉二軸(d-q軸）中d軸的等效電路，但q軸上的等效電路也具 有相同的結構，圖5W框圖形式示出該結構。圖中，Vql、Vq2分別是對應于第1、第2 =相繞組 的q軸電壓，eql、eq2分別是感應電壓，iql、iq2分別是對應于第1、第2 =相繞組的q軸電流。 圖中，由Viql2、Viq21所表示的電壓表示來自其他繞組組的干設電壓。另外，圖中的Lq表示q 軸自感，Mq表示q軸互感。
[0021] 接著，對基于第1開關信號如Pl~Qwnl的第1電壓矢量、W及第1母線電流Idcl與流 過第1 =相繞組的電流IuU IvU Iwl之間的關系進行描述。圖6示出第1開關信號如pi~Qwnl 與第1電壓矢量、W及第1母線電流與流過第1 =相繞組的電流Iul、Ivl、Iwl之間的關系。圖6 中，Qupl~Qwnl的值為I時，對應于Q叫I~Qwnl的半導體開關Supl~Swnl導通，另一方面， 如pi~Qwnl的值為O時，對應于如pi~Qwnl的半導體開關Supl~Swnl截止。
[0022] 接著，導通的半導體開關、施加于第1繞組的電壓化l、Vvl、VwlW及第l電壓矢量的 關系如圖6所示，由于該關系是例如非專利文獻1等所記載的公知技術，因此，此處省略詳細 說明。第1電壓矢量中添加的字符(1)是為了表示第1電壓矢量而設置的，是為了與后述的第 2電壓矢量區(qū)分而設置的。若對第1電壓矢量進行圖示，則如圖7所示，Vl(I)~V6(l)是各具 有60度相位差的矢量，Vl(I)與第1 =相繞組的Ul相方向一致，V3(l)與第1 =相繞組的Vl相 方向一致，V5(l)與第IS相繞組的Wl相方向一致，并且，VO(I)、V7(1)是大小為零的電壓矢 量。第1開關信號及第1電壓矢量與第1母線電流的關系如圖6所示。
[0023] 第1相電流運算單元8基于第1母線電流Idcl及第1開關信號Q叫1~Qwn2,根據圖6 所示的關系，輸出第1繞組的電流1111、1乂1、1巧1。但是，也可^構成為利用=相=線式的旋轉 電機中流過=相的電流之和為零運一特性，對第1繞組的電流Iul、Ivl、Iwl中任兩相的電流 進行運算并輸出。
[0024] 接著，對與基于第2開關信號Qup2~Qwn2的第2電壓矢量的關系進行描述。圖8示出 第2開關信號Qup2~Qwn2與第2電壓矢量的關系。圖8中，如p2~Qwn2的值為1時，對應于如p2 ~Qwn2的半導體開關S叫2~Swn2導通，另一方面，Qup2~Qwn2的值為0時，對應于Q叫2~ Qwn2的半導體開關S叫2~Swn2截止。導通的半導體開關、施加于第2繞組的電壓Vu2、Vv2、 Vw2與第2電壓矢量的關系如圖8所示。
[0025] 若對第2電壓矢量進行圖示，則如圖9所示，Vl(2)~V6(2)是各具有60度相位差的 矢量，Vl (2)與第2S相繞組的U2相方向一致，V3 (2)與第2S相繞組的V2相方向一致，V5 (2) 與第2立相繞組的W2相方向一致，并且，V0(2)、V7(2)是大小為零的電壓矢量。另外，如先前 所描述的那樣，實施方式1的交流旋轉電機Ia由于在第1=相繞組與第2 =相繞組中不存在 相位差，因此，圖7、圖9中Ul相與U2相、Vl相與V2相W及Wl相與W2相全部具有同相位的關系。 因此/'Vl(l)與￥1(2)"、"￥2(1)與乂2(2)"、"￥3(1)與乂3(2)"、"￥4(1)與乂4(2)"、"￥5(1)與乂5 (2)"、W及"V6(l)與V6(2)"全部具有同相位的關系。在本發(fā)明中將運些具有同相位關系的 矢量的關系定義為"一致"。
[0026] 圖10是與實施方式1的開關信號生成單元5a中第1開關信號如Pl~Qwnl及第2開關 信號Qup2~Qwn2的產生方法、電流檢測單元7中第1母線電流Idcl的檢測定時相關的開關信 號的周期Ts中的動作說明圖。另外，911]11、9￥]11、9浦1、如]12、9￥]12、9浦2如圖6、圖8所示，分別 具有與Qupl、Qvpl、Qwpl、如p2、Qvp2、Qwp2反轉（若是Qupl、Qvpl、Qwpl、〇啡2、〇￥92、〇師2為1 則Qunl、Qvnl、Qwnl、〇11]12、〇￥]12、〇浦2為0，若如91、〇￥91、〇可)1、如92、〇￥92、〇可)2是0則如]11、 Qvn 1、Qwn 1、Qun2、Qvn2、Qwn2為1，但死區(qū)時間期間除外）的關系，因此省略說明。在時刻11 (n)，將如pl、如p2設為l，且將Qvpl、Qwpl、Qvp2、Qwp2設為0，從時刻tl(n)到經過Atl后的時 亥Ijt2(n)為止持續(xù)采用該開關模式。
[0027] 根據圖6、圖10,在時刻tl(n)~t2(n)中，第1電壓矢量為Vl(I),第2電壓矢量為Vl (2)，第1電壓矢量與第2電壓矢量一致。在時刻tl(n)~t2(n)的定時，在時刻tsl-l(n)檢測 第1母線電流Idcl。A tl設定為W下時間：即，比第1功率轉換單元3或第2功率轉換單元4的 死區(qū)時間、與第1電流檢測單元7檢測第1母線電流Idcl所需時間（例如，檢測波形所包含的 環(huán)收斂所需的時間、或采樣保持所需的時間)之和要長的時間。
[0028] 根據圖6、圖10,在時刻tl(n)~t2(n)，第I電壓矢量為Vl(l)，時刻tsl-l(n)檢測到 的IdcU與流過Ul相的電流Iul相等。接著，在時刻t2(n)，將Qvpl、Qvp2設為1，到時刻t3(n) 為止持續(xù)采用該開關模式。根據圖6、圖10,在時刻t2(n)~t3(n)中，第1電壓矢量變?yōu)閂2 (1)，第2電壓矢量變?yōu)閂2(2)，第1電壓矢量與第2電壓矢量一致。在該定時中，在時刻tsl-2 (n)再次對第1母線電流Idcl進行檢測。
[0029] A t2與A tl同樣地被設定為W下時間：即，比第1功率轉換單元3或第2功率轉換單 元4的死區(qū)時間、與第1電流檢測單元7檢測第1母線電流Idcl所需時間之和要長的時間。通 常設定為Atl= A t2。根據圖6、圖10,時刻tsl-2(n)檢測到的第1母線電流Idcl與流過Wl相 的電流的符號反轉值-Iwl相等。接著，在時刻口 (n)，將Qwpl、Qwp2設為IdQupI~Qwp2的脈寬 (持續(xù)1的值的時間）由第1電壓指令化1、Vv 1、Vwl、第視壓指令化2、Vv2、Vw2來決定，根據該 脈寬來確定如Pl~Qwp2成為0的定時。
[0030] 由此，在實施方式1中，在時刻tl(n)~t2(n)、t2(n)~t3(n)，W分別生成"Vl(l)、 Vl(2r、"V2(l)、V2(2r運兩組第1電壓矢量、與第視壓矢量相一致的組合的方式，向第1繞 組和第2繞組中不存在相位差的交流旋轉電機Ia輸出第1開關信號，并輸出第2開關信號，并 在第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的定時，對第1母線電流Idcl進行檢測。
[0031] 下面，對在第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的定時檢測第1母線電流運一方式 所獲得的效果進行說明。根據圖6、圖10,為了基于第1母線電流Idcl來檢測流過第1 =相繞 組的電流1111、1乂1、1*1，需要從第1電壓矢量中除￥0(1)、￥7(1)^外的￥1(1)~￥6(1)中，輸出 兩組作為能夠根據第1母線電流Idcl使Iul、Ivl、Iwl中的兩相再生的組合，或者輸出=組作 為能夠根據第1母線電流Idcl使Iul、Ivl、Iwl中的=相再生的組合。如先前所描述的那樣， 對于輸出該兩組或立組的第1電壓矢量及第2電壓矢量的時間，在每次輸出各矢量時，都需 要將其設為第1功率轉換單元3或第2功率轉換單元4的死區(qū)時間、與第1電流檢測單元7檢測 第1母線電流Idcl所需的時間W上，在該期間中1111、1乂1、1巧1，^及1112、1乂2、1巧2發(fā)生變動。
[0032] 圖11是在圖10中增加了流過第IS相繞組的電流Iul、Ivl、Iwl后得到的圖。根據該 圖，在A tl、A t2的區(qū)間中Iul分別僅變動A Iul_l、A Iul_2，Iwl分別僅變動AIwl_l、A Iwl_2 Jul的平均電流、Iwl的平均電流分別與Iul的檢測值、Iwl的檢測值不一致，從而產生 檢測誤差。圖11中由于示出了根據第1母線電流Idcl檢測出作為流過第1=相繞組的電流的 Iul、Iwl的示例，因此沒有記載Iv的變動，但Iv發(fā)生了變動。
[0033] 專利文獻1中示出了下述示例，即：對于該檢測誤差，利用電流檢測校正部，使用逆 變器的電源電壓、各相占空指令值、電動機的反向電動勢信息、電流檢測器檢測到的各相電 動機電流、PWM配置信息W及電動機的電氣特性式來計算電流檢測校正值，從而將其校正成 平均電流。然而，在進行校正值的計算時需要進行大量的運算，因此，存在難W向廉價的微 機進行安裝的問題。并且，由于電動機的溫度變動，與電動機的電阻R、反向電動勢EMF成正 比的磁通交鏈數發(fā)生變動，并且，電動機的電感L會在向電動機的繞組通電流過電流時受到 磁飽和的影響而發(fā)生變動。由此，若電動機常數發(fā)生變動，且與電流檢測校正部所存儲的電 動機常數之間產生誤差，則電流檢測器檢測到的各相電動機電流和電動機平均電流的差 分、與電流檢測校正值之間會產生誤差，從而存在無法將電流檢測器檢測到的各相電動機 電流校正為電動機平均電流的問題。此外，即使利用電流檢測校正部對此采取應對措施來 實施將電動機常數的變動考慮在內的校正，也還是會產生對于該應對措施還需要進行運算 運一新的問題。
[0034] 本發(fā)明中，通過設為在第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的定時對第1母線電流 1 dc 1進行檢測，從而能夠減少該定時流過第1 =相繞組的電流Iu 1、IV1、IW1的變動，因而不 需要專利文獻1那樣的電流檢測校正部中進行的校正值的運算，就能夠高精度地獲得流過 第1 =相繞組的電流Iu 1、IV1、Iw 1。根據本發(fā)明，例如，在圖11中，能夠減小IU1的變動值A Iul_l及A Iul_2,還能夠減小Iwl的變動值A Iwl_l及A Iwl_2。因此，Iul的檢測值、Iwl的檢 測值分別成為與Iul的平均電流、Iwl的平均電流相接近的值。其理由將在后文中闡述。
[0035] 此時，雖然圖11沒有示出，但在第1電壓矢量和第2電壓矢量相一致的定時，流過第 2 =相繞組的電流Iu2、Iv2、的變動量也同時減小。因此，通過導入檢測流過直流電源2與 第2功率轉換單元4之間的電流即第2母線電流的第2電流檢測單元及第2相電流運算單元， 還能夠高精度地檢測流過第2 =相繞組的電流Iu2、Iv2、Iw2。該結構將在后面的實施方式中 進行闡述。
[0036] 下面，對在第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的時刻，流過第1=相繞組的電流 1111、1乂1、1巧1及流過第2^相繞組的電流1112、1乂2、1巧2的變動量變小的理由進行闡述。圖12、 圖13示出對圖4的Vdl、Vd2施加了具有相比于電氣時間常數足夠短的時間寬度的脈沖電壓 的情況下的各部分波形，該電氣時間常數根據交流旋轉電機Ia的電樞繞組電阻R和d軸自感 Ld并通過Ld/R來求得。橫軸是時刻。圖12是對Vdl、Vd2施加了相同符號且相同振幅的階躍電 壓的情況下的波形。對VdU Vd2施加符號為正的電壓，idl、id2會向符號為正的方向增大，但 由于在符號為正的方向上產生基于idl、id2的干設電壓Vid21、Vidl2,因此，干設電壓向減 弱施加電壓的方向進行作用，與Vdl、Vd2相比，被輸入到一次延遲系統(tǒng)l/(R+sLd)的Vdl- Vidl2、Vd2-Vid21分別減少，與后述的圖13相比，idl、id2的變化量較小。
[0037] 圖13中，Vdl與圖12相同，另一方面，Vd2與一Vdl相等。該情況下，由于向Vd2的負方 向施加電壓，因此，id2向負的方向增大，其結果是，在負的方向上產生Vidl2。因此，與圖12 不同，干設電壓按下述方式向增強電壓的方向作用，與Vdl相比，被輸入到一次延遲系統(tǒng)1/ (R+sLd)的Vdl-Vidl2變大，其結果是，使得idl的變化量較大?；谕瑯拥睦碛?，id2的變化 量也變大。
[0038] 在W上的討論是關于旋轉二軸(d-q軸）中圖4所示的d軸的等效電路的，但對于圖5 所示的q軸的等效電路也相同。圖5中，與圖4的等效電路相比，包含有由eq 1、eq2所表示的感 應電壓，但感應電壓由磁通交鏈數和交流旋轉電機Ia的轉速之積來提供，通常該轉速的響 應頻率與交流旋轉電機Ia的電氣時間常數相比足夠低，因此，即使施加圖12、圖13所示那樣 的與電氣時間常數相比足夠小的脈沖電壓，因eql、eq2而引起的iql、iq2的變動幾乎為零， 可W忽略。因此，可認為圖5的q軸的等效電路也等同于圖4的d軸的等效電路，與圖12、圖13 的結果相同，在Vq 1 = Vq2的情況下，i q 1、i q2的變化量較小，在存在Vq2 = - Vq 1的關系時， iql、iq2的變化量變大。
[0039] 并且，對在下述設定條件下，相對于Vl與V2的相位差從0度變動到180度的情況下、 相位差的第1 =相繞組的電流振幅變動量（1-1)、第2 =相繞組的電流振幅變動量（1-2)進行 說明，即：作為對圖4的d軸等效電路施加的施加電壓Vdl、Vd2,分別設定為第1矢量Vl的d軸 方向分量Vl_d、第2矢量V2的d軸方向分量V2_d，作為對圖5的q軸等效電路施加的施加電壓 Vql、Vq2,分別設定為第1矢量Vl的q軸方向分量Vl_q、第2矢量V2的d軸方向分量V2_q。
[0040] 【數學式1】
[0041] 圖15中，橫軸為相位差A 0[度]，縱軸為第1 =相繞組的電流振幅變動量相對于具 有單一的=相繞組的交流旋轉電動機的電流振幅變動量的相對值。同樣地，圖16中，橫軸為 相位差A 0[度]，縱軸為第2 =相繞組的電流振幅變動量相對于具有單一的=相繞組的交流 旋轉電動機的電流振幅變動量的相對值。
[0042] 圖15、圖16均使用單位法(per unit method)將具有單一的S相繞組的交流旋轉 電機中的電流振幅變動量設為1[PU]。運里，具有單一的S相繞組的交流旋轉電機的d軸、q 軸等效電路分別由圖17、圖18示出。采用施加電壓VcU Vq分別直接輸入到一次延遲系統(tǒng)1/(R +sLd)、l/(R+sLq)的結構，并且，由于是單一的S相繞組，因此不存在干設電壓。其中，由于 圖17、圖18中轉速的響應頻率相比于電氣時間常數足夠低，因此忽略與轉速成正比的速度 電動勢、感應電壓。
[0043] 根據圖15、圖16,第1矢量Vl與第2矢量V2的相位差A 0越小，則第IS相繞組及第2 S相繞組的電流振幅變動量越小。運是因為，相位差A 0越小，則圖14所示的Vl_d和V2_cLS Vl_q和V2_q越會得到相近的值，從而d軸、q軸中干設電壓均向減弱施加電壓的方向進行作 用。尤其是在相位差為45度W下的情況下，與施加電壓被直接輸入到一次延遲系統(tǒng)的具有 單一的=相繞組的交流旋轉電機相比，能夠減小電流振幅變動量，該電流振幅變動量在相 位差為0度時變?yōu)樽钚?。運里，先前所闡述的第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的情況對應 于圖14~圖16中相位差為0度的情況。
[0044] 圖11所示的AtU A t2運樣的為了檢測第1母線電流Idcl而設置的時間會因第1功 率轉換單元3、第2功率轉換單元4的半導體開關的種類的不同而不同，通常為幾iis~幾十y S，與交流旋轉電機Ia的電氣時間常數相比足夠短。因此，能夠減小AtU A t2中第1繞組的 =相電流1111、1乂1、1巧1的電流變化量^及第2繞組的=相電流1112、1乂2、1巧2的電流變化量。 例如，在圖11中，能夠減小輸出一致的矢量的A 11的區(qū)間中Iul的變動值A Iul_l和A Iu 1_ 2,還能夠減小A t2的區(qū)間中Iwl的變動值A Iwl_l和A Iwl_2。因此，對于Iul的檢測值、Iwl 的檢測值，可獲得分別與Iul的平均電流、Iwl的平均電流相接近的值。
[0045] 由此，在實施方式1中，W至少分別生成"￥1(1)、￥1(2)"、"￥2(1)、￥2(2)"運兩組第1 電壓矢量和第2電壓矢量相一致的組合的方式，向第1繞組（多相繞組)和第2繞組（多相繞 組)之間不存在相位差的交流旋轉電機輸出第1開關信號，并輸出第2開關信號，并在該定時 對第1母線電流Idcl進行檢測。由此，能夠減少流過第1=相繞組的電流IuU IvU Iwl及流過 第2 =組繞組的電流Iu2、Iv2、Iw2的變動量，其結果是，使得能夠高精度地檢測出=相交流 旋轉電機的第1多相繞組的電流。
[0046] 另外，在實施方式1中，采用的是W至少生成兩組第1電壓矢量和第2電壓矢量相一 致的組合的方式，向第1繞組(多相繞組)和第2繞組(多相繞組)之間不存在相位差的交流旋 轉電機輸出第1開關信號，并輸出第2開關信號的結構，但本發(fā)明并不限于此，也可W構成為 第I功率轉換單元3及第2功率轉換單元4使用載波比較、空間矢量調制等公知的PWM調制技 術來輸出第1開關信號并輸出第2開關信號，在第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的定時， 對第1母線電流Idcl進行檢測，即使采用該結構，在該定時IuU IvU Iwl及Iu2、Iv2、的變 動量較小，從而也能夠根據第1母線電流Idcl高精度地獲得Iul、Ivl、Iwl。因此，并不一定要 W至少生成兩組第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合的方式來輸出第1開關信號并輸 出第2開關信號。
[0047] 實施方式2 關于與實施方式1共通的部分，此處省略說明。實施方式2與實施方式1的不同之處在 于，在開關信號生成單元5a中，除了時刻tl(n)~t2(n)和時刻t2(n)~t3(n)，在時刻t3(n) ~t4(n)也生成第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合。通過設為在第1電壓矢量與第2 電壓矢量相一致的定時中的時刻ts 1-3(n)，對第1母線電流Idcl進行檢測，從而實施方式1 中，生成兩組第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合，而在實施方式2中生成=組。
[0048] 圖19是說明實施方式2的開關信號生成單元化的動作的圖。圖19中，由于設為生成 =組第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合，因此，第1母線電流Idcl在時刻tl(n)~t2 (n)、時刻t2(n)~t3(n)、時刻t3(n)~t4(n)處分別與Iul、-Iwl、-Ivl相等，從而可獲得能夠 檢測出第1=相繞組中全部電流的優(yōu)點。
[0049] 如上所述，在實施方式3中，通過在開關周期Ts期間，從一致的矢量，即"Vl(I)與Vl (2)"、"￥2(1)與￥2(2)"、"￥3(1)與￥3(2)"、"￥4(1)與￥4(2)"、"￥5(1)與￥5(2)"、^及"￥6(1)與 V6(2)"中，輸出能夠根據圖6中第1母線電流Idcl檢測出1111、1乂1、1*1的；組組合，從而可獲 得能夠高精度地檢測出第1 =相繞組的全部電流的效果。另外，同樣地也能夠實施=組W上 的第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合的生成。
[(K)加]實施方式3. 關于與實施方式1、2共通的部分，此處省略說明。實施方式1、2中，對下述方式進行了說 明，即：設為在每一個開關周期Ts,生成兩組W上第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組 合，并在該定時對第1母線電流Idcl進行檢測，但在實施方式3中，對開關周期Ts與電流檢測 周期Tc不同，且Tc = nXTs(n:2W上的整數)的情況進行說明。該情況下，無需如實施方式1、 2所述那樣在每一個開關周期Ts生成第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合，利用電流 檢測周期Tc的周期生成即可。
[0051]圖20是說明實施方式3的開關信號生成單元5c的動作的圖。該圖是Tc = 2XTs的示 例，開關周期(n)進行與開關信號生成單元5a(圖10)相同的動作。接著，由于在開關周期(n+ 1)中不檢測電流，因此，使用載波比較、空間矢量調制等公知的開關控制技術，而不生成第1 電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合。然后，在開關周期(n+2)中，與開關周期(n)同樣地 生成兩組第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合，并在時刻tsl-l(n+2)及tsl-2(n+2)對 第1母線電流Idcl進行檢測。開關周期(n+klKkl:4W上的偶數)進行與開關周期(n)相同的 動作，開關周期(n+k2Kk2:3W上的奇數)進行與開關周期(n+1)相同的動作。在開關周期Ts 與電流檢測周期Tc為Tc = xXTs(x:3W上的整數）的情況下，也可同樣地進行實施。由此，即 使在電流檢測周期Tc與開關周期Ts不同的情況下，也可獲得能夠實施實施方式1~2的效 果。
[0化2]實施方式4 關于與實施方式I~3共通的部分，此處省略說明。實施方式4中，在開關周期Ts與電流 檢測周期Tc不同，且為Tc = nXTs的情況下，在每一個開關周期Ts生成兩組或=組第1電壓 矢量與第2電壓矢量相一致的組合。圖21是說明實施方式4的開關信號生成單元5d的動作的 圖。在該圖中，開關周期(n)和開關周期(n+2)的動作與圖20相同。在開關周期(n+1)中，與開 關周期(n)及開關周期(n+2)相同，在時刻tl(n+l)~t2(n+l)生成Vl(I)和Vl(2)，在時刻t2 (n+1)~口 (n+1)生成V2(l)和V2(2)運樣兩組第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合。Tc =X X Ts的情況也相同。
[0053] 接著，對實施方式4的效果進行闡述。例如，在電流檢測周期Tc設定為10化S，開關 周期Tc設定為50ys(開關頻率20kHz)的情況下，在實施方式3的結構中，在每一個電流檢測 周期Tc( = 10化S)，產生第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合，因此，與開關周期Ts為 50iis無關，第1開關信號Qupl~Qwpl和第2開關信號Qup2~Qwp2中都包含有Tc( = 100iis)的 倒數即IOkHz的分量，結果導致具有該IOkHz分量的電壓被施加到交流旋轉電機Ia的第IS 相繞組和第2 =相繞組，從而流過第1 =相繞組的電流IuU IvU Iwl及流過第2 =相繞組的電 流Iu2、Iv2、Iw2中也包含有該IOkHz分量。根據該分量的大小的不同，有時會產生從交流旋 轉電機Ia發(fā)出10曲Z噪聲運樣的問題。
[0054] 然而，在實施方式4中，通過設為在每一個開關周期Ts輸出第1電壓矢量與第2電壓 矢量相一致的組合，從而能夠從第1開關信號如pi~Qwpl及第2開關信號如p2~Qwp2中基本 去除電流檢測周期Tc的分量。因此，在實施方式4的結構中，即使在開關周期Ts為50ys，電流 檢測周期Tc為IOOiiS的情況下，由于在第1開關信號Qupl~Qwpl及第2開關信號Qup2~Qwp2 的每一個周期Ts( = 50ys)輸出第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合，因此，電流檢測 周期Tc的分量基本被去除，從而IOkHz的噪聲得W減少。由此，與實施方式3相比，可獲得能 夠減少來自交流旋轉電機1 a的周期Tc的頻率分量的噪聲的效果。
[0化日]實施方式5 關于與實施方式1~4共通的部分，此處省略說明。圖22是表示實施方式5的功率轉換裝 置的整體的結構圖。圖23示出第2開關信號如p2~Qwn2與第2電壓矢量、W及第2母線電流與 流過第2 =相繞組的電流Iu2、Iv2、之間的關系。圖22與圖1所示的實施方式1的功率轉換 裝置的整體結構的不同之處在于，增加了第2電流檢測單元9和第2相電流運算單元10。第2 電流檢測單元9檢測在直流電源2與第2功率轉換單元4之間流過的電流即第2母線電流 Idc2,并向第2電流運算單元10輸出。第2電流檢測單元9由分流電阻9a和采樣保持器9b構 成，上述采樣保持器9b通過對流過分流電阻9a的電流進行采樣保持來檢測第2母線電流 Idc2?？蒞使用計量器用變流器(CT)來取代分流電阻9a，在該情況下，通過利用采樣保持器 9b對計量器用變流器的檢測值進行采樣保持來檢測第2母線電流Idc2。
[0056] 第2相電流運算單元10基于第2母線電流Idc2及第2開關信號Q叫1~Qwn2,根據圖 23所示的關系，輸出第2繞組(第2 =相繞組）的電流1112、1乂2、1巧2。但是，也可^構成為利用 =相=線式的交流旋轉電機中流過=相的電流之和為零運一特性，對第2繞組的電流Iu2、 I v2、中任兩相的電流進行運算并輸出。
[0057] 電壓指令運算部6a與電壓指令運算部6相同，對用于驅動交流旋轉電機Ia的第1電 壓指令化UVvl、Vwl及第2電壓指令化2、Vv2、Vw2進行運算，并輸出至開關信號生成單元5曰。 作為第1電壓指令化l、Vvl、Vwl及第視壓指令化2、Vv2、Vw2的運算方法，使用V/F控制、電流 反饋控制等，該上述V/F控制中，在設定為交流旋轉電機la的速度(頻率)指令f來作為圖22 中的控制指令之后，決定第1電壓指令及第2電壓指令的振幅，在上述電流反饋控制中，設定 為交流旋轉電機Ia的電流指令來作為控制指令，基于該電流指令與從第1相電流運算單元8 輸出的流過第1=相繞組的電流Iul、Ivl、Iwl之間的偏差，通過比例積分控制來運算第1電 壓指令化UVvUVwI W將該偏差調整為零，W及基于該電流指令與從第2相電流運算單元10 輸出的流過第2 =相繞組的電流Iu2、Iv2、Iw2之間的偏差，通過比例積分控制來運算第2電 壓指令Vu2、Vv2、Vw2W將該偏差調整為零。其中，V/F控制為前饋控制，不需要第lS相電流 1111、1乂1、1*1及第2^相電流1112、1乂2、1*2。因此，在該情況下，無需向電壓指令運算部6曰輸 入第IS相電流1111、1￥1、1巧1及第2^相電流1112、1￥2、1訊2。
[0058] 接著，對于第2電流檢測單元9中第2母線電流Idc2的檢測，在表示開關信號生成單 元5a的動作的圖10中與第1母線電流Idcl的檢測相同，在時刻tsl-l(n)及tsl-2(n)對第2母 線電流Idc2進行檢測。由此，在實施方式5中，在時刻tl(n)~t2(n)、t2(n)~t3(n)，W分別 生成"￥1(1)、￥1(2)"、"￥2(1)、￥2(2)"運兩組第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合的方 式，輸出第1開關信號，并輸出第2開關信號，并在第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的定 時，對第1母線電流Idcl及第2母線電流Idc2進行檢測。
[0059] 下面，對在第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的定時檢測第2母線電流運一方式 所獲得的效果進行說明。如實施方式1中所闡述的那樣，在Vdl與Vd2相一致、且Vql與Vq2相 一致的情況下，A tl、A t2中流過第1 =相繞組的電流IuU Ivl、Iwl的電流變化量W及流過 第2 =相繞組的電流Iu2、Iv2、Iw2的電流變化量變?yōu)樽钚?。因此，在輸出?開關信號并輸出 第2開關信號，且第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的定時，能夠高精度地檢測出流過第2 S相繞組的電流Iu2、Iv2、Iw2。
[0060] 此外，根據圖16,在相位差為0度的情況下，與具有單一的=相繞組的交流旋轉電 動機相比，由于流過第2 =相繞組的電流的電流振幅變動量較小，因此能夠減小在輸出相一 致的矢量的定時所檢測到的流過第2 =相繞組的電流Iu2、Iv2、Iw2相對于平均電流的誤差。
[0061] 此外，在實施方式5中，采用的是W至少生成兩組第1電壓矢量和第2電壓矢量相一 致的組合的方式，向第1繞組和第2繞組之間不存在相位差的交流旋轉電機輸出第1開關信 號，并輸出第2開關信號的結構，但也可W構成為第1功率轉換單元3及第2功率轉換單元4使 用載波比較、空間矢量調制等公知的PWM調制技術來輸出第1開關信號并輸出第2開關信號， 在第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的定時，對第2母線電流Idc2進行檢測，即使采用該結 構，由于在該定時Iu2、Iv2、Iw2的變動量較小，因此也能夠根據第2母線電流Idc2高精度地 獲得 Iu2、Iv2、Iw2。
[0062] 由此，在實施方式5中，通過具備第2電流檢測單元9和第2相電流運算單元10,在能 夠高精度地檢測流過交流旋轉電機Ia的第1=相繞組的電流的基礎上，還能夠高精度地檢 測流過第2 =相繞組的電流。在實施方式5中，對向實施方式1增加第2電流檢測單元9和第2 相電流運算單元10之后得到結構和效果進行了闡述，但當然也能夠在實施方式2~4的結構 中組合增加了第2電流檢測單元9和第2相電流運算單元10的結構。
[0063] 實施方式6 關于與實施方式1~5共通的部分，此處省略說明。實施方式6與表示實施方式1的功率 轉換裝置的整體結構的圖1的不同點在于，將交流旋轉電機Ia變更為交流旋轉電機Ib,將電 壓指令運算部6變更為電壓指令運算部6b，W及將開關信號生成單元5a變更為開關信號生 成單元5e。電壓指令運算部化與電壓指令運算部6相同，對用于驅動交流旋轉電機Ib的第1 電壓指令Vul、Vvl、Vwl及第2電壓指令化2、Vv2、Vw2進行運算，并輸出至開關信號生成單元 5e。詳細內容由于與電壓指令運算部6相同，因此省略說明。
[0064]接著，交流旋轉電機化與交流旋轉電機Ia的不同之處在于，如圖24所示，Ul繞組與 U2繞組、Vl繞組與V2繞組、Wl繞組與W2繞組分別具有電角度為15度的相位差（關于該相位 差，圖24中，通過在實線所示的第2S相繞組U2、V2、W2上疊加虛線所示的第IS相繞組U1、 Vl、W1來示出）。在該情況下，通過將第IS相繞組Ul、V1、W1及第2S相繞組U2、V2、W2坐標變 換到旋轉二軸(d-q)上，從而也能夠等效于實施方式1所描述的交流旋轉電機la。
[00化]其中，由于第IS相繞組U1、V1、W1與第2S相繞組U2、V2、W2具有15度的相位差，因 此需要注意的是，為了將它們坐標變換成旋轉二軸(d-q)運樣的共通的軸，在將第1繞組的 Ul軸作為基準與d軸所成的角度設為0的情況下，只要W角度0對第1 =相繞組UUVUWl進行 坐標變換即可，但也需要W角度(目-15)對第2S相繞組U2、V2、W2進行坐標變換。
[0066] 因此，若將具有15度相位差的第IS相繞組UUVUWl和第2S相繞組U2、V2、W2坐標 變換成旋轉二軸(d-q)運樣的共通的軸，則與交流旋轉電機Ia相同，能夠得到圖4中示出的 W框圖形式表示的d軸的等效電路，圖5中示出的W框圖形式表示的q軸的等效電路。因此， 與交流旋轉電機Ia相同，在交流旋轉電機Ib中，也如實施方式1所述那樣，關于施加了與電 氣時間常數相比足夠短的脈沖電壓的情況下的電流變動量，在Vdl與Vd2的差較小，且Vql與 Vq2的差較小的情況下，流過第1 =相繞組的電流W及流過第2 =相繞組的電流的變化量變 小。
[0067] 接著，對實施方式6的第1電壓矢量與第2電壓矢量的關系進行說明。圖25示出第1 電壓矢量，關于該圖，與實施方式1所述的圖7相同。另一方面，圖26中用實線示出第2電壓矢 量，用虛線示出第1電壓矢量。其中，V〇(2)、V7(2)矢量在原點用黑色圓點來表示，V0(1)、V7 (1)同樣也存在于原點，但此處省略。如先前所闡述的那樣，交流旋轉電機化在第1=相繞組 與第2S相繞組間具有15度的相位差，除不具有大小的V0(1)、V0(2)、V7(1)、V7(2)W外，Vl (1) 與￥1(2)、￥2(1)與乂2(2)、￥3(1)與￥3(2)、￥4(1)與￥4(2)、￥5(1)與￥5(2)、￥6(1)與￥6(2)均 具有15度的相位差。
[0068] 運里，Vl(I)具有與Vl(2)相差15度的相位差，與V6(2)相差45度的相位差的關系。 因此，最為接近Vl(I)(相位差較?。┑牡?電壓矢量為Vl(2)。同樣地，最為接近第1電壓矢量 ￥2(1)、￥3(1)、￥4(1)、￥5(1)、￥6(1)(相位差較小）的第2電壓矢量分別為￥2(2)、￥3(2)、￥4 (2) 、￥5(2)、￥6(2)。本發(fā)明中，將第1電壓矢量與最接近(相位差較?。┑牡?電壓矢量的關系 定義為相鄰。因此，在實施方式6中具有彼此相鄰的關系的矢量為"Vl(l)、Vl(2r、"V2(l)、 ￥2(2)"、'^3(1)、￥3(2)"、'^4(1)、￥4(2)"、'^5(1)、￥5(2)"、^及''￥6(1)眉(2)"。
[0069] 接著，對實施方式6的開關信號生成單元5e的動作進行說明。開關信號生成單元5e 的動作與實施方式1相同，可通過圖10來進行說明。構成為在時刻tl(n)~t2(n)生成Vl(I) 和￥1(2)，^及在時刻*2(11)~*3(11)生成￥2(1)和￥2(2)運樣的兩組第1電壓矢量和第2電壓 矢量相鄰的組合，并在該定時中的時刻ts 1-1 (n)、ts 1-2(n)對第1母線電流Idcl進行檢測。 關于相鄰組合中選擇兩組的選擇方法，從具有相鄰關系的矢量"Vl(l)、Vl(2r、"V2(l)、V2 (2)"、'^3(1)、￥3(2)"、'^4(1)、￥4(2)"、'^5(1)、￥5(2)"、^及''￥6(1)、￥6(2)"中，參照圖6，選 擇能夠根據第I母線電流Idcl從第1 =相繞組Iul、Ivl、Iwl中檢測出兩相的組合即可。圖10 中，在時刻tsl-l(n)檢測Iul,在時刻tsl-2(n)檢測-Iwl。
[0070]下面，說明對于第1 =組繞組與第2 =相繞組之間具有15度相位差的交流旋轉電機 Ib,在第1電壓矢量與第2電壓矢量相鄰的定時檢測出第1母線電流運一方法所獲得的效果。 由于第1電壓矢量與第2電壓矢量具有15度的相位差，因此，如實施方式1~5所示，不可能輸 出一致的矢量。因此，無法使第1電壓矢量的d軸分量與第2電壓矢量的d軸方向分量，第1電 壓矢量的q軸分量與第2電壓矢量的q軸方向分量同時一致。但是，通過輸出第1電壓矢量與 第2電壓矢量相鄰的矢量，與輸出相鄰W外的矢量的情況相比，能夠使第1電壓矢量的d軸分 量與第2電壓矢量的d軸方向分量、第1電壓矢量的q軸分量與第2電壓矢量的q軸方向分量在 值上最為接近，其結果是，使得能夠使輸出相鄰的矢量的期間中的電流變動量減少到最低。 [007。 圖27中，用d軸方向分量Vl (1 )_d、q軸方向分量Vl (1 )_q來表示Vl (1)，圖28中用d軸 方向分量Vl(2)_d、q軸方向分量Vl(2)_q來表示Vl(2)。其中，將Wui相作為基準的d軸的角 度設為0。由于Ul相與U2相具有15度的相位差，因此，WU2相為基準的d軸的角度為0+15。由 于V1(1)、V1(2)具有相鄰的關系，因此，與具有其他的矢量關系的情況相比，d軸方向分量Vl (l)_cU^Vl(2)_dW及q軸方向分量￥1(1)_0與￥1(2)_0的值之差較小。其結果是，使得在時刻 tl(n)~t2(n)期間流過第1 =相繞組的電流W及流過第2 =相繞組的電流的變化量變小。此 時，根據圖6,由于在輸出Vl(I)作為第1電壓矢量時，第1母線電流Idcl與Iul相等，因此能夠 高精度地檢測出Iul。
[0072] 圖29中，用d軸方向分量V2(l)_d、q軸方向分量V2(l)_q來表示V2(l)，圖30中用d軸 方向分量V2 (2 )_d、q軸方向分量V2 (2 )_q來表示V2 (2)。根據圖29、圖30，在輸出分別具有相 鄰關系的V2(1)、V2(2)作為第1電壓矢量、第2電壓矢量時，與具有其他的矢量關系的情況相 比，d軸方向分量￥1(1)_(1與￥1(2)_(1、^及9軸方向分量￥1(1)_9與￥1(2)_9的值之差較小。其 結果是，使得在時刻t2(n)~t3(n)期間流過第1=相繞組的電流W及流過第2 =相繞組的電 流變動量較小。此時，根據圖6,由于在輸出V2(l)作為第1電壓矢量時，第1母線電流Idcl與- Iwl相等，因此能夠高精度地檢測出Iwl。
[0073] 因此，由于能夠高精度地檢測出Iul和Iwl,因此，考慮到交流旋轉電機化的=相電 流之和為零，通過根據均W高精度檢測到的Iul和Iwl之和的符號的反相值來進行求取，從 而能夠高精度地得到Ivl。此外，根據圖16，在相位差為15度的情況下，與具有單一的=相繞 組的交流旋轉電機相比，由于電流振幅變動量也較小，因此能夠使輸出相鄰的矢量的定時 所檢測到的流過第1=相繞組的電流Iul、Ivl、Iwl相對于平均電流的誤差也較小。
[0074] 由此，在實施方式6中，W分別生成Vl(I)與V1(2)、V2(1)與V2(2)運兩組第1電壓矢 量與第2電壓矢量相鄰的組合的方式，向第1繞組和第2繞組間之具有15度相位差的交流旋 轉電機輸出第1開關信號，并輸出第2開關信號，并在第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的 定時，對第1母線電流Idcl進行檢測。通過從第1電壓矢量Vl(I)~V6(l)中，輸出兩組成為基 于所檢測到的第1母線電流Idcl檢測流過第1 =相繞組的電流Iul、Ivl、Iwl所需的，且能夠 根據第1母線電流Idcl使Iul、Ivl、Iwl中的不同的兩相再生的組合，從而能夠減小該期間中 Iul、Ivl、Iwl和Iu2、Iv2、Iw2的變動量，能夠高精度地檢測出流過 = 相交流旋轉電機的第l 繞組的電流。
[0075] 另外，在實施方式6中，采用的是W至少生成兩組第1電壓矢量和第2電壓矢量相鄰 的組合的方式，向第1=相繞組和第2 =相繞組之間具有15度的相位差的交流旋轉電機化輸 出第1開關信號，并輸出第2開關信號的結構，但本發(fā)明并不限于此，也可W構成為第1功率 轉換單元3及第2功率轉換單元4使用載波比較、空間矢量調制等公知的PWM調制技術來輸出 第1開關信號并輸出第2開關信號，在第1電壓矢量與第2電壓矢量相鄰的定時，對第1母線電 流Idcl進行檢測，即使采用該結構，在該定時IuU IvU Iwl及Iu2、I v2、Iw2的變動量較小，從 而也能夠根據第1母線電流Idcl高精度地獲得Iul、Ivl、Iwl。
[0076] 通過參照實施方式1到實施方式2的變更點，當然也可W由實施方式6容易地對交 流旋轉電機化實現至少生成=組W上第1電壓矢量與第2電壓矢量相鄰的組合的方法。通過 參照實施方式1到實施方式3、4的變更點，當然也可W由實施方式6容易地對交流旋轉電機 Ib實現電流檢測周期Tc與開關周期不同的示例。此外，通過參照實施方式1到實施方式5的 變更點，當然也可W在實施方式6的結構中使用第2電流檢測單元9和第2相電流運算單元10 來檢測流過交流旋轉電機化的第2 =相繞組的電流。
[0077] 實施方式7 關于與實施方式1~6共通的部分，此處省略說明。實施方式7中與實施方式6的不同的 結構為電壓指令運算部6c、交流旋轉電機1C、W及開關信號生成單元5f。電壓指令運算部6c 與電壓指令運算部6相同，對用于驅動交流旋轉電機Ic的第1電壓指令化l、Vvl、Vwl及第2電 壓指令化2、Vv2、Vw2進行運算，并輸出至開關信號生成單元5f。詳細內容由于與電壓指令運 算部6相同，因此省略說明。
[0078] 交流旋轉電機Ic與交流旋轉電機Ib的不同之處在于，如圖31所示，Ul繞組與U2繞 組、Vl繞組與V2繞組、Wl繞組與W2繞組分別具有電角度為30度的相位差(關于該相位差，圖 31中，通過在實線所示的第2S相繞組U2、V2、W2上疊加虛線所示的第IS相繞組UUVUWl來 示出）。在該情況下，通過將第IS相繞組Ul、V1、W1及第2S相繞組U2、V2、W2坐標變換到旋轉 二軸(d-q)上，從而也能夠等效于實施方式1所描述的交流旋轉電機la、或實施方式6所描述 的交流旋轉電機化。其中，由于第IS相繞組U1、V1、W1與第2S相繞組U2、V2、W2具有30度的 相位差，因此需要注意的是，為了將它們坐標變換成旋轉二軸(d-q)運樣的共通的軸，在將 第1繞組的Ul軸作為基準與d軸所成的角度設為0的情況下，只要W角度0對第1=相繞組U1、 Vl、Wl進行坐標變換即可，但需要W角度(目-30)對第2S相繞組U2、V2、W2進行坐標變換。
[00巧]因此，若將具有30度相位差的第IS相繞組UUVUWl和第2S相繞組U2、V2、W2坐標 變換成旋轉二軸(d-q)運樣的共通的軸，則與交流旋轉電機la、交流旋轉電機Ib相同，能夠 得到圖4中示出的W框圖形式表示的d軸的等效電路，圖5中示出的W框圖形式表示的q軸的 等效電路。因此，與交流旋轉電機Ia、交流旋轉電機Ib相同，在交流旋轉電機1C中，也如實施 方式1所述那樣，關于施加了與電氣時間常數相比足夠短的脈沖電壓的情況下的電流變動 量，在Vdl與Vd2為相近的值，且Vql與Vq2為相近的值的情況下，流過第IS相繞組的電流W 及流過第2 =相繞組的電流的變化量變小。
[0080]接著，對實施方式7的第1電壓矢量與第2電壓矢量的關系進行說明。圖32示出第1 電壓矢量，關于該圖，與實施方式1所述的情況相同。另一方面，圖33中用實線示出第2電壓 矢量，用虛線示出第1電壓矢量。其中，V〇(2)、V7(2)矢量在原點用黑色圓點來表示，VO(I)、 V7(l)同樣也存在于原點，但此處省略。如上所述實施方式7的交流旋轉電機Ic中，由于第1 S相繞組與第2S相繞組之間具有30度的相位差，因此，除不具有大小的VO(I)、V0(2)、V7 (1)、V7(2)W外，Vl(I)與Vl(2)及 V6(2)，V2(1)與Vl(2)及 V2(2)、V3(1)與V2(2)及 V3(2)、V4 (I)與 V3(2)及 V4(2)、V5(1)與 V4(2)及 V5(2)、V6(1)與 V5(2)及 V6(2)間全部具有 30 度的相位 差。
[0081] 如實施方式6所述，在本發(fā)明中，將第1電壓矢量與最接近(相位差較?。┑牡?電壓 矢量的關系定義為相鄰。在第1=相繞組與第2 =相繞組的相位差為30度的交流旋轉電機Ic 中，根據圖33可知除了 VO(I)和V7(l) W外的第1電壓矢量與最接近(相位差較?。┑牡?電壓 矢量間的相位差為30度。因此，實施方式7中相鄰的矢量是剛剛所列舉的具有相位差為30度 關系的第1電壓矢量與第2電壓矢量的組合。
[0082] 接著，對實施方式7的開關信號生成單元5f的動作進行說明。開關信號生成單元5f 的動作與實施方式1相同，可通過圖10來進行說明。構成為在時刻tl(n)~t2(n)生成Vl(I) 和￥1(2)，^及在時刻*2(11)~*3(11)生成￥2(1)和￥2(2)運樣的兩組第1電壓矢量和第2電壓 矢量相鄰的組合，并在該定時中的時刻ts 1-1 (n)、ts 1-2(n)對第1母線電流Idcl進行檢測。 關于相鄰組合中選擇兩組的選擇方法，從具有相鄰關系的矢量Vl(I)與Vl(2)及V6(2)、V2 (1) 與￥1(2)及￥2(2)、￥3(1)與￥2(2)及￥3(2)、￥4(1)與￥3(2)及￥4(2)、￥5(1)與￥4(2)及￥5 (2) 、V6(1)與V5(2)及V6(2)中，參照圖6,選擇能夠根據第1母線電流Idcl從第IS相繞組 1111、1￥1、1*1中檢測出兩相的組合即可。圖10中，在時刻131-1(11)檢測1111，在時刻131-2(11) 檢測-Iwl。
[0083] 由此，在實施方式7中，W分別生成Vl(I)與Vl(2)或與V6(2)、V2(1)與Vl(2)或與V2 (2)運兩組第1電壓矢量與第2電壓矢量相鄰的組合的方式，向第1繞組和第2繞組之間具有 30度相位差的交流旋轉電機輸出第1開關信號，并輸出第2開關信號，并在第1電壓矢量與第 2電壓矢量相一致的定時，對第1母線電流Idcl進行檢測。通過從第1電壓矢量Vl (1)~V6( 1) 中，輸出兩組成為基于所檢測到的第1母線電流Idcl檢測流過第1=相繞組的電流luUIvl、 Iwl所需的，且能夠根據第1母線電流Idcl使Iul、Ivl、Iwl中的不同的兩相再生的組合，從而 能夠減小該期間中流過第1 =相繞組的電流W及流過第2 =繞組的電流的變動量，能夠高精 度地檢測出流過=相交流旋轉電機的第1繞組的電流。
[0084] 此外，根據圖15、圖16,在相位差為30度的情況下，與具有單一的=相繞組的交流 旋轉電機相比，由于電流振幅變動量也較小，因此能夠使在輸出相鄰的矢量的定時所檢測 到的流過第1=相繞組的電流Iul、Ivl、Iwl相對于平均電流的誤差也較小。
[0085] 另外，在實施方式7中，采用的是W至少生成兩組第1電壓矢量和第2電壓矢量相鄰 的組合的方式，向第1=相繞組和第2 =相繞組之間具有30度的相位差的交流旋轉電機Ic輸 出第1開關信號，并輸出第2開關信號的結構，但本發(fā)明并不限于此，也可W構成為第1功率 轉換單元3及第2功率轉換單元4使用載波比較、空間矢量調制等公知的PWM調制技術來輸出 第1開關信號并輸出第2開關信號，在第1電壓矢量與第2電壓矢量相鄰的定時，對第1母線電 流Idcl進行檢測，即使采用該結構，在該定時流過第1 =相繞組的電流和流過第2 =繞組的 電流的變動量較小，從而也能夠根據第1母線電流Idcl高精度地獲得Iul、Ivl、Iwl。
[0086] 通過參照實施方式1到實施方式2的變更點，當然也可W由實施方式7容易地對交 流旋轉電機Ic實現至少生成=組W上第1電壓矢量與第2電壓矢量相鄰的組合的方法。通過 參照實施方式1到實施方式3、4的變更點，當然也可W由實施方式7容易地對交流旋轉電機 Ic實現電流檢測周期Tc與開關周期不同的示例。此外，通過參照實施方式1到實施方式5的 變更點，當然也可W在實施方式7的結構中使用第2電流檢測單元9和第2相電流運算單元10 來檢測流過交流旋轉電機1C的第2 =相繞組的電流。
[0087] 實施方式8 關于與實施方式1~7共通的部分，此處省略說明。實施方式8中與實施方式7的不同的 結構為電壓指令運算部6d、交流旋轉電機IcU W及開關信號生成單元5g。電壓指令運算部6d 與電壓指令運算部6相同，對用于驅動交流旋轉電機Id的第1電壓指令化l、Vvl、Vwl及第2電 壓指令化2、Vv2、Vw2進行運算，并輸出至開關信號生成單元5g。詳細內容由于與電壓指令運 算部6相同，因此省略說明。
[0088] 交流旋轉電機Id與交流旋轉電機Ic的不同之處在于，如圖34所示，Ul繞組與U2繞 組、Vl繞組與V2繞組、Wl繞組與W2繞組分別具有電角度為45度的相位差（關于該相位差，圖 34中，通過在實線所示的第2S相繞組U2、V2、W2上疊加虛線所示的第2S相繞組UUVUWl來 示出）。在該情況下，通過將第IS相繞組Ul、V1、W1及第2S相繞組U2、V2、W2坐標變換到旋轉 二軸(d-q)上，從而也能夠等效于實施方式1~7所描述的交流旋轉電機la、交流旋轉電機 化、交流旋轉電機1C。其中，由于第IS相繞組UUVUWl與第2S相繞組U2、V2、W2具有45度的 相位差，因此需要注意的是，為了將它們坐標變換成旋轉二軸(d-q)運樣的共通的軸，在將 第1繞組的Ul軸作為基準與d軸所成的角度設為0的情況下，只要W角度0對第1=相繞組U1、 Vl、Wl進行坐標變換即可，但需要W角度(目-45)對第2S相繞組U2、V2、W2進行坐標變換。
[0089] 因此，若將具有45度相位差的第IS相繞組U1、V1、W巧日第2S相繞組U2、V2、W2坐標 變換成旋轉二軸(d-q)運樣的共通的軸，則與交流旋轉電機la、交流旋轉電機lb、交流旋轉 電機Ic相同，能夠得到圖4中示出的W框圖形式表示的d軸的等效電路，圖5中示出的W框圖 形式表示的q軸的等效電路。因此，與交流旋轉電機1 a、交流旋轉電機1 b、交流旋轉電機1C相 同，在交流旋轉電機Id中，也如實施方式1所述那樣，關于施加了與電氣時間常數相比足夠 短的脈沖電壓的情況下的電流變動量，在Vd 1與Vd2為相近的值、且Vq 1與Vq2為相近的值的 情況下，流過第1 =相繞組的電流W及流過第2 =相繞組的電流的變動量變小。
[0090] 接著，對實施方式8的第1電壓矢量與第2電壓矢量的關系進行說明。圖35示出第1 電壓矢量，關于該圖，與實施方式1所述的相同。另一方面，圖36中用實線示出第2電壓矢量， 用虛線示出第1電壓矢量。其中，V〇(2)、V7(2)矢量在原點用黑色圓點來表示，V0(1)、V7(1) 同樣也存在于原點，但此處省略。
[0091] 如上所述，實施方式8的交流旋轉電機Id在第1 =相繞組與第2 =相繞組間具有45 度的相位差，除不具有大小的￥〇(1)、￥〇(2)、￥7(1)、￥7(2)^外，￥1(1)與￥6(2)、￥2(1)與￥1 (2)、￥3(1)與￥2(2)、￥4(1)與￥3(2)、￥5(1)與￥4(2)、￥6(1)與￥5(2)均具有15度的相位差。如 實施方式6所述，在本發(fā)明中，將第1電壓矢量與最接近(相位差較小）的第2電壓矢量的關系 定義為相鄰。在第1 =相繞組與第2 =相繞組的相位差為45度的交流旋轉電機Id中，根據圖 36可知除VO(I)和V7(l) W外的第1電壓矢量與最接近(相位差較?。┑牡?電壓矢量之間的 相位差為15度。因此，在實施方式7中具有彼此相鄰的關系的矢量為具有相位差為15度關系 的'^1(1)、乂6(2)"、'^2(1)、￥1(2)"、'^3(1)、￥2(2)"、'^4(1)、乂3(2)"、'^5(1)、乂4(2)"、^及 "V6(1)、V5(2)。"
[0092] 接著，參照圖37,對實施方式8的開關信號生成單元5g的動作進行說明。構成為在 時刻tl(n)~t2(n)生成Vl(I)和V6(2)，W及在時刻t2(n)~t3(n)生成V2(l)和Vl(2)運樣的 兩組第I電壓矢量和第2電壓矢量相鄰的組合，并在該定時中的時刻tsl-l(n)、tsl-2(n)對 第1母線電流Idcl進行檢測。關于相鄰組合中選擇兩組的選擇方法，從具有相鄰關系的矢量 ''Vl(l)、V6(2r、''V2(l)、Vl(2r、''V3(l)、V2(2r、''V4(l)、V3(2r、''V5(l)、V4(2r、l^''V6 (l)、V5(2r中，參照圖6,選擇能夠根據第1母線電流Idcl從第IS相繞組Iul、Ivl、Iwl中檢 測出兩相的組合即可。圖37中，在時刻tsl-l(n)檢測Iul,在時刻tsl-2(n)檢測-Iwl。
[0093] 由此，在實施方式8中，通過構成為W生成兩組第1電壓矢量與第2電壓矢量相鄰的 組合的方式，向第1繞組與第2繞組之間具有45度相位差的交流旋轉電機輸出第1開關信號， 并輸出第2開關信號，并在輸出相鄰矢量的定時對第1母線電流Idcl進行檢測，從而能夠減 少流過第1 =相繞組的電流W及流過第2 =相繞組的電流的變動量，能夠高精度地檢測出流 過交流旋轉電機Id的第1繞組的電流。
[0094] 此外，根據圖15、圖16,在相位差為15度的情況下，與具有單一的=相繞組的交流 旋轉電機相比，由于電流振幅變動量也較小，因此能夠使在輸出相鄰的矢量的定時所檢測 到的流過第1=相繞組的電流Iul、Ivl、Iwl相對于平均電流的誤差也較小。
[0095] 另外，在實施方式8中，采用的是W至少生成兩組第1電壓矢量和第2電壓矢量相鄰 的組合的方式，向第1繞組和第2繞組之間具有45度的相位差的交流旋轉電機Id輸出第1開 關信號，并輸出第2開關信號的結構，但本發(fā)明并不限于此，也可W構成為第1功率轉換單元 3及第2功率轉換單元4使用載波比較、空間矢量調制等公知的PWM調制技術來輸出第1開關 信號并輸出第2開關信號，在第1電壓矢量與第2電壓矢量相鄰的定時，對第1母線電流Idcl 進行檢測，即使采用該結構，在輸出相鄰的矢量的定時流過第1 =相繞組的電流和流過第2 =相繞組的電流的變動量較小，從而也能夠根據第1母線電流Idcl高精度地獲得Iul、Ivl、 Iwlo
[0096] 通過參照實施方式1到實施方式2的變更點，當然也可W由實施方式8容易地對交 流旋轉電機Id實現至少生成=組W上第1電壓矢量與第2電壓矢量相鄰的組合的方法。通過 參照實施方式1到實施方式3、4的變更點，當然也可W由實施方式8容易地對交流旋轉電機 Id實現電流檢測周期Tc與開關周期不同的示例。此外，通過參照實施方式1到實施方式5的 變更點，當然也可W在實施方式8的結構中使用第2電流檢測單元9和第2相電流運算單元10 來檢測流過交流旋轉電機1 d的第2 =相繞組的電流。
[0097] W上，在實施方式6中對第1 =相繞組與第2 =相繞組具有15度的相位差的交流旋 轉電機Ib,在實施方式7中對第1 =相繞組與第2 =相繞組具有30度的相位差的交流旋轉電 機Ic,在實施方式8中對第1 =相繞組與第2 =相繞組具有45度的相位差的交流旋轉電機Id 進行了闡述，但對于第1=相繞組與第2 =相繞組之間的相位差為任意的角度的交流旋轉電 機，當然也能夠通過參照實施方式6、7、8來同樣地進行實施。
[009引實施方式9 關于與實施方式1~8共通的部分，此處省略說明。實施方式9中與實施方式1不同的結 構為開關信號生成單元化。掲示了在實施方式1的開關信號生成單元5a中，生成兩組第1電 壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合的示例，而實施方式9的開關信號生成單元化中，基于 第1電壓指令、第2電壓指令中的至少一個的電壓大小關系或電壓相位來切換開關信號生成 單元5a中相一致的組合。
[0099]電壓相位是如圖38所示那樣的WUl相方向（Vl(I)方向）為基準的電壓指令矢量V* 的角度目V。電壓指令V*可通過使用第I繞組的電壓指令化l、Vvl、Vwl表示如下。 V* = 2/3X(化 1+VvlXe 邱（jl20)+VwlXe 邱（-jl20))(9-1) = Vamp X exp (j 白V) 其中， 化I=Vamp X COS (目V)---(9-2) Vvl =Vamp X COS (0V-120)---(9-3) Vwl=VampXcos(0v+12O)---(9-4) Vamp:第1電壓指令的振幅，j :虛數單位(j X j = -1)
[0100] 接著，圖39中示出開關信號生成單元化中兩組組合的切換例。該圖中，根據電壓相 位0V，在0V為0~60度的范圍內，選擇"￥1(1)、￥1(2)"、"￥2(1)、￥2(2)"作為第1電壓矢量與第 2電壓矢量相一致的組合，在圖10中的時刻tl(n)~t2(n)輸出其中一個組合，在時刻t2(n) ~t3(n)輸出另一個組合。同樣地，在0V為60~120度的范圍內，選擇"V2(l)、V2(2r、"V3 (l)、V3(2r作為第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合，在圖10中的時刻tl(n)~t2(n) 輸出其中一個組合，在時刻t2(n)~t3(n)輸出另一個組合。
[0101] 對于0V和第1電壓指令￥111、￥乂1、￥*1，如圖4〇所示，根據0乂切換第1電壓指令￥111、 VvUVwl的電壓大小關系。圖39示出相對于0V的第1繞組的電壓指令的電壓大小關系(化1、 VvUVwl的S個電壓指令的大小關系）。由此，可W基于電壓大小關系，如圖39所示那樣決定 第1組合、第2組合。在圖39的組合中，設定為從Vl(I)~V6(l)中選擇相對于電壓指令矢量V* 最為接近(相位差較?。┑慕M合，能夠從第1功率轉換單元3輸出振幅較大的電壓。
[0102] 同樣地，通過分別代入￥112、￥￥2、￥巧2^替代式(9-2~9-4)的化1、￥￥1、￥巧1，來求得 第2電壓指令的電壓相位0V，由此也能切換第1組合、第2組合，并且，也可W同時使用第1電 壓指令和第2電壓指令運兩者，將Vul與化2、Vvl與Vv2、Vwl與Vw2的平均值分別設為Vu_ave、 Vv_ave、Vw_ave，并分別將Vu_ave、Vv_ave、Vw_ave代入式(9-2~9-4) W 替代化 1、Vvl、Vwl， 從而求出基于第1電壓指令和第2電壓指令的平均值的電壓相位0V來切換第1組合、第2組 合。此時，也可W基于化2、Vv2、Vw2的電壓大小順序、化_ave、Vv_ave、Vw_ave的電壓大小順 序來進行切換。
[0103] 通過基于Vu2、Vv2、Vw2進行切換，能夠從第2功率轉換單元4輸出振幅較大的電壓， 通過基于￥11_3￥6、￥￥_3￥6、'\%_3￥6進行切換，能夠由第1功率轉換單元3和第2功率轉換單元4 雙方生成電壓較高的輸出的組合。實施方式9中，闡述了對開關信號生成單元化實施選擇和 切換的示例，但對于開關信號生成單元5a~5g，當然也可同樣地進行實施。
[0104] 如上所述，實施方式9的開關信號生成單元基于所述第1繞組的電壓指令和所述第 2電壓指令中的至少一個的=個電壓指令的大小關系或電壓相位，來切換第1電壓矢量與第 2電壓矢量相一致或相鄰的組合，由此能夠在維持實施方式1~8所述的效果的狀態(tài)下，從第 1功率轉換單元3和第2功率轉換單元4輸出振幅較大的電壓。
[0105] 實施方式10 關于與實施方式1~9共通的部分，此處省略說明。圖41示出實施方式10的功率轉換裝 置的整體結構。與表示實施方式1的結構的圖1相比，檢測交流旋轉電機Ia的旋轉位置0的位 置檢測單元100a、W及開關信號生成單元5i不同。位置檢測單元IOOa使用編碼器、分析器、 霍爾傳感器等位置檢測器來檢測交流旋轉電機Ia的旋轉位置0。也可W通過根據交流旋轉 電機la的電壓、電流信息推定旋轉位置的方法來檢測旋轉位置0。
[0106] 接著，對開關信號生成單元5i進行闡述。實施方式1的開關信號生成單元5a中，闡 述了生成兩組第1電壓矢量與第2電壓矢量相一致的組合的示例，而在實施方式10的開關信 號生成單元5i中，特別通過旋轉位置0來切換相一致的兩組組合。圖42中示出開關信號生成 單元5i中兩組組合的切換方法。
[0107] 在該圖中，利用旋轉位置0設定第1組合和第2組合。例如，在0為270~330度的范圍 內，選擇"￥1(1)、￥1(2)"、"￥2(1)、￥2(2)"作為相一致的組合，在圖10中的時刻*1(1〇~*2(11) 輸出其中一個組合，在時刻t2(n)~t3(n)輸出另一個組合。同樣地，在0為330~0度或0~30 度的范圍內，選擇"￥2(1)、￥2(2)"、"￥3(1)、￥3(2)"作為相一致的組合，在圖10中的時刻*1 (n)~t2(n)輸出其中一個組合，在時刻t2(n)~t3(n)輸出另一個組合。W下同樣地，如圖42 所示那樣進行切換。另外，圖42中也示出q軸相位0q"0與0q的關系是0q相對于0相位提前90 度。
[0108] 圖42中，從相一致的組合中，切換并選擇夾住q軸的兩個組合。關于此，示出兩個示 例。根據圖仏在的為0~60度的范圍內，輸出"Vl(l)、Vl(2r、"V2(l)、V2(2r作為相一致的 組合，但如圖43所示/'￥1(1)、￥2(1)"、"￥1(2)、￥2(2)"夾著9軸存在于左右。根據圖42，在09 為60~120度的范圍內，輸出"￥2(1)、￥2(2)"、"￥3(1)、￥3(2)"作為相一致的組合，但如圖44 所示，"￥2(1)、￥3(1)"、"￥2(2)、￥3(2)"夾著9軸存在于左右。
[0109] W下，對如圖42所示選擇并切換夾住q軸的組合的效果進行闡述。與d軸相比，夾住 q軸的第1電壓矢量、第2電壓矢量與q軸的相位差均較小，因此，在分解為d軸、q軸方向的分 量的情況下，q軸方向分量較大。因此，在開關信號生成單元5i輸出相一致的兩個組合時，與 d軸方向相比，由第1功率轉換單元3及第2功率轉換單元4施加到交流旋轉電機Ia的第1繞組 和第2繞組的電壓均為q軸方向分量較大。此處，在交流旋轉電機Ia具有凸極性，LcKLq成立 的情況下，或者雖然不具有凸極性，但電感因磁飽和而變動，從而LcKLq成立的情況下，q軸 方向阻抗比d軸方向阻抗要大。因此，通過W與d軸相比使向q軸方向變大的方式選擇和切換 相一致的組合，換言之，向阻抗較大的方向選擇并切換相一致的組合，從而能夠進一步減小 第1 =相繞組的電流1111、1乂1、1巧1^及第2 =相繞組的電流1112、1乂2、1巧2的變化量。因此，由 于能夠進一步減小運些變化量，從而能夠檢測出更為接近平均電流的電流。
[0110] 在上述內容中，W比d軸提前90度的q軸方向的符號被夾在正側的方式來選擇并切 換組合，但也可WW比d軸延遲90度的q軸方向的符號被夾在負側的方式來選擇并切換組 合。在交流旋轉電機Ia中，在具有凸極性從而Ld〉Lq成立或不具有凸極性但因磁飽和而導致 Ld〉Lq成立的情況下，只要W夾住d軸的符號正側或d軸的符號負側的方式對相一致的兩組 組合進行選擇和切換即可。此外，通過參照實施方式1到實施方式5的變更點，當然也可W在 實施方式10的結構中使用第2電流檢測單元9和第2相電流運算單元10來檢測更為接近平均 電流的流過交流旋轉電機Ia的第2 =相繞組的電流。
[01川實施方式11 關于與實施方式1~10共通的部分，此處省略說明。圖45示出實施方式11的功率轉換裝 置的整體結構。與表示實施方式10的結構的圖41相比，不同點在于，電壓指令運算單元6b、 交流旋轉電機1C、檢測交流旋轉電機Ic的旋轉位置0的位置檢測單元100b、W及開關信號生 成單元5j。位置檢測單元10化使用編碼器、分析器、霍爾傳感器等位置檢測器來檢測交流旋 轉電機Ic的旋轉位置0。也可W通過根據交流旋轉電機Ic的電壓、電流信息來推定旋轉位置 的方法，從而檢測旋轉位置0。
[0112] 接著，對開關信號生成單元5j進行闡述。實施方式10的開關信號生成單元5i中，通 過旋轉位置0來切換相一致的兩組組合，但在實施方式11的開關信號生成單元5j中，通過旋 轉位置0來切換實施方式7所述的第1 =相繞組與第2 =組繞組之間具有30度的相位差的交 流旋轉電機Ic中所描述的相鄰的兩組組合。圖46示出切換方法。在該圖中，根據旋轉位置0 輸出第1組合和第2組合。
[0113] 例如，在0為285~345度的范圍內，選擇"Vl(l)、Vl(2r、"V2(l)、V2(2r作為相鄰 的組合，在圖10中的時刻tl(n)~t2(n)輸出其中一個組合，在時刻t2(n)~t3(n)輸出另一 個組合。同樣地，在目為345~0度、及0~45度的范圍內，選擇"V2(l)、V2(2r、"V3(l)、V3(2r 作為相鄰的組合，在圖10中的時刻tl(n)~t2(n)輸出其中一個組合，在時刻t2(n)~t3(n) 輸出另一個組合。W下同樣地，如圖46所示那樣進行切換。另外，圖46中也示出q軸相位0q。
[0114] 另外，在實施方式10中是與圖42所示的切換角度相比延遲15度的關系，運是由于 交流旋轉電機Ic中第1=相繞組與第2 =相繞組具有30度的相位差，因此，與第1電壓矢量相 比，第2電壓矢量的相位延遲30度。因此，若對第1電壓矢量和第2電壓矢量進行平均，則與第 1電壓矢量相比延遲15度。平均矢量為圖47的￥1(曰乂6)(￥1(1)與￥1(2)的平均）、￥2(曰乂6)(￥2 (1) 與乂2(2)的平均）、￥3(曰￥6)(￥3(1)與￥3(2)的平均）、￥4(曰￥6)(￥4(1)與￥4(2)的平均）、￥5 (曰乂6)(￥5(1)與￥5(2)的平均）、￥6(曰乂6)(￥6(1)與￥6(2)的平均），其與￥1(1)、￥2(1)、￥3(1)、 V4(1)、V5(1)、V6(1)相比分別延遲15度。
[0115] 圖46中，從圖47所示的六個平均矢量中，切換并選擇夾住q軸的兩個組合。關于此， 圖中示出一個示例。根據圖46,在0q為15~75度的范圍內，輸出"Vl(l)、Vl(2r、"V2(l)、V2 (2) "作為相鄰的組合，運在平均矢量中相當于Vl (ave) (Vl(I)與Vl (2)的平均矢量）、V2 (ave)(V2(l)與V2(2)的平均矢量），如圖47所示，Vl(ave)、V2(ave)夾住q軸。
[0116] W下，對通過按圖46所示那樣進行切換來選擇并切換夾住q軸的平均矢量的效果 進行闡述。若選擇夾住q軸的組合，則在d軸、q軸方向上進行分量分解的情況下，q軸方向分 量變大。因此，在開關信號生成單元5j輸出相鄰的兩個組合時，由第1功率轉換單元3及第2 功率轉換單元4施加到交流旋轉電機Ic的電壓均為q軸方向分量大于d軸方向分量的電壓。 此處，在交流旋轉電機Ic具有凸極性，且LcKLq成立的情況下，或者雖然不具有凸極性，但電 感因磁飽和而變動，從而LcKLq成立的情況下，q軸方向阻抗比d軸方向阻抗要大。因此，通過 W與d軸相比使向q軸方向變大的方式選擇和切換相一致的組合，換言之向阻抗較大的方向 選擇并切換相一致的組合，從而能夠進一步減小輸出相一致的兩組組合時的第1=相繞組 的電流1111、1乂1、1巧1^及第2 =相繞組的電流1112、1乂2、1巧2的變化量。因此，由于能夠進一步 減小運些變化量，因此可獲得能夠檢測出更為接近平均電流的電流的效果。
[0117] 在上述內容中，W比d軸提前90度的q軸方向的符號被夾在正側的方式來選擇并切 換組合，但也可WW比d軸延遲90度的q軸方向的符號被夾在負側的方式來選擇并切換組 合。在交流旋轉電機Ic中，在具有凸極性從而Ld〉Lq成立的情況下，或者不具有凸極性但因 磁飽和而導致Ld〉Lq成立的情況下，只要W夾住d軸的符號正側或d軸的符號負側的方式對 相鄰的兩組組合進行選擇和切換即可。實施方式11中，對第1=相繞組與第2 =相繞組具有 30度的相位差的交流旋轉電機Ic進行了闡述，但當然也可適用于具有30度W外的相位差的 交流旋轉電機。此外，通過參照實施方式巧Ij實施方式5的變更點，當然也可W在實施方式11 的結構中使用第2電流檢測單元9和第2相電流運算單元10來檢測流過交流旋轉電機Ic的第 2S相繞組的電流。
[011引實施方式12 關于與實施方式1~11共通的部分，此處省略說明。圖48示出實施方式12的功率轉換裝 置的整體結構。與表示實施方式10的結構的圖41相比，電壓指令運算部6e與開關信號生成 單元化不同。電壓指令運算部6e輸入交流旋轉電機Ia的電流指令Idref、Iqref及旋轉位置 9,并對第1電壓指令Vul、Vvl、Vwl及第2電壓指令Vu2、Vv2、Vw2進行運算。關于運算方法，有 基于旋轉位置0，坐標變換為旋轉二軸(d-q軸)來實施矢量控制等，但由于是公知技術，因此 省略詳細的描述。
[0119] 接著，對開關信號生成單元化進行闡述。輸入電流指令Iqref,使用旋轉位置0向靜 止S相坐標進行變換，得到電流指令Iu、Iv、Iw。圖49示出電流指令Iu、Iv、Iw的波形例。運 里，基于Iu、Iv、Iw的大小關系，如圖50所示那樣輸出兩組相一致的組合。運僅僅是將實施方 式10的圖42中將切換基準從旋轉位置變更為Iu、Iv、Iw的大小關系。因此，作為效果，可獲得 與實施方式10中所得到效果相同的效果。
[0120] 在實施方式1~12中，作為交流旋轉電機，對具有第1=相繞組和第2 =相繞組的永 磁體同步旋轉電機進行闡述。運里，雖然與永磁體同步旋轉電機相比，具有第1 =相繞組和 第2 =相繞組的感應旋轉電機、W及具有第1=相繞組和第2 =相繞組的磁阻轉矩電動機的 轉子結構不同，但由于在電樞繞組結構中具有第1=相繞組和第2 =相繞組，因此在電樞繞 組間產生互感運一點上是共通的，因此也能夠適用本發(fā)明，獲得相同的效果。
[0121] 在實施方式1~12中，對具有第1 =相繞組和第2 =相繞組的永磁體同步旋轉電機 進行闡述，在=相W外的多相繞組中，由于在由第1多相繞組和第2多相繞組構成的電壓矢 量相一致或相鄰的定時，也能夠維持第1多相繞組和第2多相繞組的電流變化較小的效果， 因此也包含在本發(fā)明內。 并且，對于具有第3W上的多個多相繞組的交流旋轉電機，當然也可W通過參照實施方 式1~12來同樣地進行實施。 此外，本發(fā)明可W在該發(fā)明的范圍內對各實施方式自由地進行組合，或對各實施方式 進行適當的變形、省略。
【主權項】
1. 一種功率轉換裝置，其特征在于，包括： 具有多個多相繞組的交流旋轉電機； 直流電源； 輸出多個電壓指令的電壓指令運算部； 基于多個所述電壓指令，輸出多個開關信號的開關信號生成單元； 基于多個所述開關信號，對所述直流電源的直流電壓進行功率轉換，并向多個所述多 相繞組施加電壓的多個功率轉換單元； 檢測在向多個所述多相繞組中的某一個多相繞組施加電壓的所述功率轉換單元與所 述直流電源之間流過的電流即第1母線電流的第1電流檢測單元;以及 基于檢測到的所述第1母線電流，對流過一個所述多相繞組的電流進行運算的第1相電 流運算單元， 所述第1電流檢測單元在基于多個所述開關信號的多個電壓矢量相鄰或相一致的定時 對所述第1母線電流進行檢測。2. -種功率轉換裝置，其特征在于，包括： 具有第1多相繞組和第2多相繞組的交流旋轉電機； 直流電源； 輸出第1電壓指令和第2電壓指令的電壓指令運算部； 基于所述第1電壓指令輸出第1開關信號，且基于所述第2電壓指令輸出第2開關信號的 開關信號生成單元； 基于所述第1開關信號，對所述直流電源的直流電壓進行功率轉換，并向所述第1多相 繞組施加電壓的第1功率轉換單元； 基于所述第2開關信號，對所述直流電源的直流電壓進行功率轉換，并向所述第2多相 繞組施加電壓的第2功率轉換單元； 檢測在所述直流電源與所述第1功率轉換單元之間流過的電流即第1母線電流的第1電 流檢測單元；以及 基于檢測到的所述第1母線電流，對流過所述交流旋轉電機的第1多相繞組的電流進行 運算的第1相電流運算單元， 所述第1電流檢測單元在基于所述第1開關信號的第1電壓矢量與基于所述第2開關信 號的第2電壓矢量相鄰或相一致的定時對所述第1母線電流進行檢測。3. 如權利要求2所述的功率轉換裝置，其特征在于，包括： 檢測在所述直流電源與所述第2功率轉換單元之間流過的電流即第2母線電流的第2電 流檢測單元；以及 基于檢測到的所述第2母線電流，對流過所述交流旋轉電機的第2多相繞組的電流進行 運算的第2相電流運算單元， 所述第2電流檢測單元在所述第1電壓矢量與所述第2電壓矢量相鄰或相一致的定時對 所述第2母線電流進行檢測。4. 如權利要求2或3所述的功率轉換裝置，其特征在于， 所述交流旋轉電機是所述第1多相繞組與所述第2多相繞組之間不存在相位差的N相交 流旋轉電機，所述開關信號生成單元在每一個所述第1母線電流的檢測周期或者每一個所 述第1開關信號、所述第2開關信號的周期，以至少生成N-1組所述第1電壓矢量與所述第2電 壓矢量相一致的組合的方式輸出所述第1開關信號及所述第2開關信號。5. 如權利要求2或3所述的功率轉換裝置，其特征在于， 所述交流旋轉電機是所述第1多相繞組與所述第2多相繞組之間具有相位差的N相交流 旋轉電機，所述開關信號生成單元在每一個所述第1母線電流的檢測周期或者每一個所述 第1開關信號、所述第2開關信號的周期，以至少生成N-1組所述第1電壓矢量與所述第2電壓 矢量相鄰的組合的方式輸出所述第1開關信號及所述第2開關信號。6. 如權利要求5所述的功率轉換裝置，其特征在于， 所述交流旋轉電機中第1多相繞組與第2多相繞組的所述相位差為30度。7. 如權利要求4至6的任一項所述的功率轉換裝置，其特征在于， 所述開關信號生成單元基于所述第1多相繞組的電壓指令、所述第2多相繞組的電壓指 令中的至少一個的電壓大小關系或電壓相位，來切換所述組合。8. 如權利要求4至7的任一項所述的功率轉換裝置，其特征在于， 包括檢測所述交流旋轉電機的旋轉位置的旋轉位置檢測單元，所述開關信號生成單元 基于所述旋轉位置來切換所述組合。9. 如權利要求4至7的任一項所述的功率轉換裝置，其特征在于， 包括檢測所述交流旋轉電機的旋轉位置的旋轉位置檢測單元， 所述電壓指令運算部基于所述N相交流旋轉電機的電流指令及所述旋轉位置，對第1電 壓指令和第2電壓指令進行運算， 所述開關信號生成單元基于所述電流指令來切換所述組合。
【文檔編號】H02P21/22GK105981293SQ201380080878
【公開日】2016年9月28日
【申請日】2013年11月11日
【發(fā)明人】森辰也, 古川晃
【申請人】三菱電機株式會社