)變 大，期間Y的比變小的情況下，對(duì)于基于轉(zhuǎn)換的實(shí)際的輸出電壓PWM波形的波形（基波、高 次諧波）而言，期間Y的內(nèi)部的轉(zhuǎn)換的影響變小，與3沖擊脈沖模式的波形差異、含有高次 諧波的分布特性的差異變小。因此，如果在期間Y短的條件下從區(qū)域（2)的過(guò)調(diào)制模式轉(zhuǎn) 移到區(qū)域（3)的3沖擊脈沖模式，則能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)于基波、高次諧波都將變化抑制得較小的模 式切換。另外，如果在3沖擊脈沖模式中，調(diào)制系數(shù)到達(dá)100%的所謂期間Y成為0,則能夠 平滑地轉(zhuǎn)移到1脈沖控制。
[0107] 從上述說(shuō)明可理解，如果在調(diào)制系數(shù)接近1的條件下、作為具體例在調(diào)制系數(shù)為 97%以上時(shí)，從區(qū)域（2)的過(guò)調(diào)制模式轉(zhuǎn)移到區(qū)域（3)的3沖擊脈沖模式，則能夠遵守不發(fā) 生短的脈沖這樣的機(jī)器制約，并且能夠使實(shí)際的輸出電壓振幅從與調(diào)制系數(shù)97%以下相當(dāng) 的振幅平滑地迀移至與調(diào)制系數(shù)100%相當(dāng)?shù)恼穹?br>[0108] 如以上說(shuō)明，根據(jù)實(shí)施方式1的電力變換裝置，作為向各相的選通信號(hào)，在交流電 壓輸出指令的1個(gè)周期中，在以成為上側(cè)電位的相位角Θ 1為中心的期間Xl中，為了始終 輸出逆變器電路2的直流輸入正側(cè)端子電壓值而使選通信號(hào)固定，在以成為下側(cè)電位的相 位角Θ 2為中心的期間Χ2中，為了始終輸出逆變器電路2的直流輸入負(fù)側(cè)端子電壓值而使 選通信號(hào)固定，輸出根據(jù)調(diào)制系數(shù)指令PMF或者交流電壓輸出振幅指令值IVI *而對(duì)從相位 角Θ 1與相位角Θ 2之間的期間除去期間X1、X2得到的期間Yl與期間Xl的比值（第1比 值）、以及從相位角Θ2與相位角Θ 1+360[度]之間的期間除去期間X1、X2得到的期間Y2 與期間X2的比值（第2比值）進(jìn)行了設(shè)定的選通信號(hào)，所以即使在所謂的過(guò)調(diào)制控制區(qū)域 中，也能夠提尚針對(duì)交流電壓輸出振幅指令的變化的追蹤性能。
[0109] 另外，如果在期間Xl中將調(diào)制波的大小固定為載波的上限值以上，并在期間X2中 將調(diào)制波的大小固定為載波的下限值以下，則能夠在過(guò)調(diào)制控制區(qū)域中進(jìn)一步提高向交流 電壓輸出振幅指令變化的追蹤性能。
[0110] 另外，如果將期間X1、Y1、X2、Y2各自的邊界相位角條件中的載波的值作為上限值 或者下限值，輸出并非不連續(xù)的載波，則通過(guò)避免在實(shí)際的逆變器電路中不能輸出的短的 電壓脈沖的輸出，從而能夠提高電壓的控制精度，能夠抑制逆變器電路的轉(zhuǎn)換損耗，并且維 持控制性。
[0111] 另外，如果根據(jù)交流電壓輸出振幅指令或者調(diào)制系數(shù)指令，在不需要過(guò)調(diào)制運(yùn)轉(zhuǎn) 的運(yùn)轉(zhuǎn)條件下選擇作為以往技術(shù)的基于非同步PffM的運(yùn)轉(zhuǎn)，并在適合過(guò)調(diào)制運(yùn)轉(zhuǎn)的運(yùn)轉(zhuǎn)條 件下選擇過(guò)調(diào)制模式來(lái)進(jìn)行運(yùn)轉(zhuǎn)，則能夠在各運(yùn)轉(zhuǎn)條件下抑制負(fù)載的高次諧波損耗的同時(shí) 進(jìn)行運(yùn)轉(zhuǎn)。
[0112] 另外，如果在判定了調(diào)制系數(shù)是95~97%以上之后選擇所謂的3沖擊脈沖模式來(lái) 進(jìn)行運(yùn)轉(zhuǎn)，則能夠防止陷入到脈沖寬度變得極窄而超過(guò)逆變器電路的控制分辨率的控制， 并且可迀移到不會(huì)使電壓失真率極端地變化而能夠抑制轉(zhuǎn)換損耗的3沖擊脈沖模式。
[0113] 另外，如果在載波生成部中設(shè)置非同步PWM模式用載波生成部以及過(guò)調(diào)制模式用 載波生成部，在調(diào)制波生成部中設(shè)置非同步PWM模式用調(diào)制波生成部以及過(guò)調(diào)制PWM模式 用調(diào)制波生成部，并且根據(jù)調(diào)制模式信號(hào)來(lái)適當(dāng)切換使用這些個(gè)別的結(jié)構(gòu)部，則能夠進(jìn)行 平滑的模式迀移。
[0114] 實(shí)施方式2.
[0115] 在實(shí)施方式1中，在圖2所示的各調(diào)制模式的選擇范圍的關(guān)系中，將選擇區(qū)域 (2)的過(guò)調(diào)制PffM模式的調(diào)制系數(shù)范圍的下限值PMF_1設(shè)定為0. 9069，在比該值低的調(diào) 制系數(shù)的范圍中，選擇區(qū)域（1)的非同步PWM模式。相對(duì)于此，在實(shí)施方式2中，如圖9 所示的區(qū)域（2)a那樣，在調(diào)制系數(shù)PMF是PMF_1以下的區(qū)域中，將該調(diào)制系數(shù)PMF滿足 PMFJKPMF彡P(guān)MF_1的區(qū)域定義為"過(guò)調(diào)制準(zhǔn)備模式"，調(diào)制模式選擇部9判別與調(diào)制系數(shù)條 件對(duì)應(yīng)的調(diào)制模式，向載波生成部5以及調(diào)制波生成部6輸出區(qū)域（2) a的過(guò)調(diào)制準(zhǔn)備模式 信號(hào)作為調(diào)制模式信號(hào)。本申請(qǐng)中的區(qū)域（2)a的過(guò)調(diào)制準(zhǔn)備模式、區(qū)域（2)的過(guò)調(diào)制PffM 模式、以及區(qū)域（3)的3沖擊脈沖模式是基于生成與輸出電壓相位角指令值0$同步的選 通信號(hào)的所謂同步PWM方式的模式。
[0116] 在實(shí)施方式2中，過(guò)調(diào)制PffM用載波生成部50b以及過(guò)調(diào)制PffM用調(diào)制波生成部 60b分別執(zhí)行以下的處理。另外，作為過(guò)調(diào)制PffM用載波生成部50b以及過(guò)調(diào)制PffM用調(diào)制 波生成部60b在過(guò)調(diào)制準(zhǔn)備模式時(shí)分別輸出的載波以及調(diào)制波的一個(gè)例子，在圖10-1中示 出調(diào)制系數(shù)〇. 8時(shí)的載波以及調(diào)制波的波形，在圖10-2中示出調(diào)制系數(shù)0. 8時(shí)的選通信號(hào) 的波形。
[0117] 另外，當(dāng)需要區(qū)分在區(qū)域（2)a的過(guò)調(diào)制準(zhǔn)備模式時(shí)生成的載波、和在區(qū)域（2)的 過(guò)調(diào)制PffM模式時(shí)生成的載波時(shí)，為便于說(shuō)明，將前者稱為第1載波，將后者稱為第2載波。 同樣地，當(dāng)需要區(qū)分在區(qū)域（2)a的過(guò)調(diào)制準(zhǔn)備模式時(shí)生成的調(diào)制波、和在區(qū)域（2)的過(guò)調(diào) 制PffM模式時(shí)生成的調(diào)制波時(shí)，將前者稱為第1調(diào)制波，將后者稱為第2調(diào)制波。
[0118] 過(guò)調(diào)制PffM用載波生成部50b運(yùn)算輸出圖10-1所示那樣的三角波的載波。另外， 該波形與圖5-1所示的波形相同。即，過(guò)調(diào)制PffM用載波生成部50b與輸出電壓相位角指 令值同步地，計(jì)算并輸出在調(diào)制波的零交叉時(shí)間點(diǎn)同樣地成為0那樣的同步載波。另 外，此時(shí)的狀態(tài)與使在實(shí)施方式1中說(shuō)明了的A x始終成為〇的狀態(tài)等效。
[0119] 另外，過(guò)調(diào)制PffM用調(diào)制波生成部60b根據(jù)式（1.3)，與區(qū)域（1)的非同步PffM模 式時(shí)同樣地，運(yùn)算并輸出進(jìn)行了與調(diào)制系數(shù)PMF對(duì)應(yīng)的振幅操作的三相的調(diào)制波。
[0120] 即，在區(qū)域（2)a的過(guò)調(diào)制準(zhǔn)備模式、以及區(qū)域（2)的過(guò)調(diào)制模式這兩者中，在PMF =PMF_1時(shí)由過(guò)調(diào)制PffM用載波生成部50b以及過(guò)調(diào)制PffM用調(diào)制波生成部60b生成的載 波、調(diào)制波都能夠成為圖5-1的波形，能夠進(jìn)行模式間的平滑的迀移。
[0121] 另外，一般為了從區(qū)域（1)的非同步PffM模式切換迀移到進(jìn)行與輸出電壓相位角 指令同步的轉(zhuǎn)換的同步PffM模式，有時(shí)需要不僅考慮調(diào)制系數(shù)條件而且還考慮Θ 1勺條 件，而防止發(fā)生不需要的轉(zhuǎn)換。即，為了穩(wěn)定地進(jìn)行模式切換，優(yōu)選使圖9所示的真（true) 的切換點(diǎn)PMF_0具有某個(gè)范圍。
[0122] 因此，在該實(shí)施方式2中進(jìn)行如下控制：在從區(qū)域（1)的非同步PffM模式迀移到同 步PffM模式的情況下，在比向區(qū)域⑵的過(guò)調(diào)制PffM模式迀移的調(diào)制系數(shù)條件PMF_1更低 的區(qū)域中，在具有某個(gè)幅度的調(diào)制系數(shù)條件（PMFJ)附近）下，還考慮的同步條件之后， 暫時(shí)迀移到區(qū)域（2)a的過(guò)調(diào)制準(zhǔn)備模式。
[0123] 這樣，在實(shí)施方式2的電力變換裝置中，在從非同步PffM模式向過(guò)調(diào)制PffM模式迀 移（以及它們的相反的迀移）時(shí)，設(shè)為經(jīng)由過(guò)調(diào)制準(zhǔn)備模式，所以能夠抑制發(fā)生未意圖的選 通信號(hào)、最終的逆變器電路的輸出電壓的波形失真等，并且進(jìn)行平滑的調(diào)制模式的迀移。
[0124] 實(shí)施方式3.
[0125] 在實(shí)施方式1、2中，作為調(diào)制波生成部6計(jì)算的調(diào)制波，示出了基于式（1.3)的方 法，但即使在基于式（1.2)所示的調(diào)制波的方法中也能夠成為同樣的結(jié)構(gòu)。在該情況下需 要注意的是，能夠通過(guò)通常的三角波載波比較而輸出的調(diào)制系數(shù)上限、即區(qū)域（2)的過(guò)調(diào) 制PffM模式應(yīng)負(fù)責(zé)的調(diào)制系數(shù)范圍的下限值PMF_1成為比實(shí)施方式1、2更小的值（參照下 述表4)。
[0126] (表4)調(diào)制波運(yùn)算式和過(guò)調(diào)制PffM模式切換調(diào)制系數(shù)PMF_1
[0127]
[0128] 另外，此時(shí)的過(guò)調(diào)制PffM用調(diào)制波生成部60b計(jì)算的信號(hào)如下述表5那樣。
[0129] (表5)基于式（1. 2)時(shí)的過(guò)調(diào)制PffM用調(diào)制波生成部60b的計(jì)算信號(hào)（U相）
[0130]
[0131] 另外，在上述表5中僅示出了 U相的計(jì)算信號(hào)，但關(guān)于V相、W相用的調(diào)制波，使上 述U相的調(diào)制波分別以0$為基準(zhǔn)而偏移了 120[度]、240[度]得到的波形成為V相以及 W相的計(jì)算信號(hào)。
[0132] 另外，關(guān)于ΔΧ，在函數(shù)中逐次代入調(diào)制系數(shù)PMF來(lái)逐次計(jì)算，或者預(yù)先對(duì)函數(shù)進(jìn) 行映射圖數(shù)據(jù)化并根據(jù)調(diào)制系數(shù)PMF來(lái)參照，將參照值代入到上述表5的各式以及表2的 載波的樣式，從而能夠計(jì)算調(diào)制波以及載波。
[0133] 如以上說(shuō)明那樣，根據(jù)實(shí)施方式3的電力變換裝置，如表5那樣，可得到通過(guò)比表 2的式更簡(jiǎn)易的調(diào)制波運(yùn)算而能夠?qū)崿F(xiàn)向控制器的邏輯安裝這樣的效果。
[0134] 實(shí)施方式4.
[0135] 作為針對(duì)三相交流負(fù)載的PffM技術(shù)，有以逆變器電路的損耗降低為主要目的的被 稱為所謂二相調(diào)制的技術(shù)。它是如下技術(shù)：與由式（1.3)敘述的三次諧波重疊同樣地，利 用即使三相共同的電壓信號(hào)被重疊于各相電壓、線間電壓也不變這樣的三相交流電壓的特 性，設(shè)置各相交替地停止轉(zhuǎn)換的期間。
[0136] 接下來(lái)，作為實(shí)施方式4的控制方法，以根據(jù)二相調(diào)制構(gòu)成了實(shí)施方式2中的過(guò)調(diào) 制PffM模式以及過(guò)調(diào)制準(zhǔn)備模式的方式為一個(gè)例子，以下進(jìn)行說(shuō)明。
[0137] 首先，在選擇了區(qū)域（2)a的過(guò)調(diào)制準(zhǔn)備模式的情況下，過(guò)調(diào)制PffM用調(diào)制波生成 部60b使用下式，運(yùn)算調(diào)制波au、a v、aw。
[0139] 另外，使用下式來(lái)運(yùn)算上式中的a u_n、α v_n、a w_n，關(guān)于a 2ph，依照下述表6來(lái) 選擇計(jì)算式。
[0140]
[0141] (表6)a2ph的選擇式
[0142]
[0143] 圖11-1示出使用了該實(shí)施方式4的控制方法的調(diào)制波的波形。另外，在圖11-1 中，同樣地示出了與輸出電壓相位角指令值Θ#同步的載波的波形。如表6那樣，選擇三相 共同信號(hào)a 2ph，從而如圖11-1所示，設(shè)置在各相中調(diào)制波始終成為"1"的區(qū)間、始終成為 "-1"的區(qū)間，所以作為與載波的利用比較部7進(jìn)行的比較結(jié)果，如圖11-2所示，成為使轉(zhuǎn)換 停止的區(qū)間。
[0144] 二相調(diào)制是與式（1. 3)所示的三次諧波重疊同樣地，能夠比式（1. 2)所示的利用 一般的調(diào)制波的調(diào)制提高調(diào)制系數(shù)上限的方法，向過(guò)調(diào)制PWM模式的迀移點(diǎn)與實(shí)施方式1 同樣地成為PMF_1 = π八2 V 3)。此處，下述表7示出根據(jù)調(diào)制系數(shù)條件選擇了區(qū)域（2) 的過(guò)調(diào)制PWM模式時(shí)的過(guò)調(diào)制PWM用調(diào)制波生成部60b中的輸出信號(hào)生成方法。另外，圖 12-1~圖12-3不出輸出信號(hào)的一個(gè)例子。
[0145] (表7)基于二相調(diào)制時(shí)的過(guò)調(diào)制PffM用調(diào)制波生成部60b的計(jì)算信號(hào)（U相）
[0146]
[0147] 另外，在上述表7中，僅示出了 U相的計(jì)算信號(hào)，但關(guān)于V相、W相用的載波，使上 述U相的載波分別以0$為基準(zhǔn)而偏移了 120[度]、240[度]得到的波形成為V相以及W 相的計(jì)算信號(hào)。
[0148] 另外，關(guān)于ΔΧ，在函數(shù)中逐次代入調(diào)制系數(shù)PMF來(lái)逐次計(jì)算，或者預(yù)先對(duì)函數(shù)進(jìn) 行映射圖數(shù)據(jù)化并根據(jù)調(diào)制系數(shù)PMF來(lái)參照該映射圖數(shù)據(jù)，將參照值代入到上述表7的各 式，從而能夠計(jì)算載波以及調(diào)制波。
[0149] 這樣，在實(shí)施方式4的電力變換裝置中，根據(jù)具有原來(lái)轉(zhuǎn)換停止期間的二相調(diào)制， 如本申請(qǐng)中的期間Χ1、Χ2那樣定義轉(zhuǎn)換停止期間，進(jìn)行與調(diào)制系數(shù)PMF對(duì)應(yīng)的操作，所以能 夠在降低逆變器電路2的轉(zhuǎn)換損耗的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)超過(guò)可進(jìn)行原來(lái)的二相調(diào)制的調(diào)制系數(shù)上 限值"冗八2 V 3) "的過(guò)調(diào)制，并且還能夠進(jìn)行直至調(diào)制系數(shù)1為止的平滑的轉(zhuǎn)移。
[0150] 實(shí)施方式5.
[0151] 在實(shí)施方式1~4中，在任意一個(gè)PffM模式中都通過(guò)設(shè)