一種抑制高頻變壓器磁通不平衡的移相全橋變換器的制造方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明涉及移相全橋開關(guān)變換器，尤其涉及一種抑制高頻變壓器磁通不平衡的移相全橋變換器。
【背景技術(shù)】
[0002]移相全橋變換器可以通過調(diào)節(jié)電路拓撲中不同橋臂的兩個對管上的柵驅(qū)動電壓脈沖的交疊時間來控制每個周期從高頻變壓器的初級傳遞多少能量到次級。理想情況下，如果超前橋臂上管柵驅(qū)動電壓脈沖與滯后橋臂下管柵驅(qū)動電壓脈沖的交疊時間為t δ，那么超前橋臂下管柵驅(qū)動電壓脈沖與滯后橋臂上管柵驅(qū)動電壓脈沖的交疊時間同樣為t δ以保證高頻變壓器中不會發(fā)生偏磁。但是，在實際的應(yīng)用電路中，由于不同橋臂上功率管的導(dǎo)通電阻不可能完全相等、產(chǎn)生4個柵極驅(qū)動信號的控制電路會有不同程度的延時以及PCB板上一些不可控寄生參數(shù)的影響，都會導(dǎo)致變壓器的磁通量在一個周期內(nèi)不為O。嚴重情況下，變壓器會出現(xiàn)單側(cè)磁飽和的現(xiàn)象，導(dǎo)致功率器件上的電流電壓應(yīng)力變大，甚至會損壞器件。因此移相全橋電路中變壓器磁通不平衡的現(xiàn)象，對電路可靠性來說，是一個很大威脅。
[0003]目前，針對移相全橋變換器中存在的變壓器磁通不平衡現(xiàn)象，最常見的一種做法就是在變壓器原邊側(cè)串接一個隔直電容器，來抑制變壓器磁偏現(xiàn)象。這種方法操作簡單，易于實現(xiàn)，但是卻不能保證對變壓器磁偏完全進行抑制，而且還會造成電路效率降低和成本增加。針對變壓器磁偏還有人提出過一種數(shù)字補償器的方法，但是這種方案中的電流采樣器同樣會帶來額外的成本以及功率損耗。
[0004]因此，如何設(shè)計一種移相全橋變換器中高頻變壓器磁通不平衡檢測及抑制方法，保證全橋變換器整機效率的同時還要實現(xiàn)低成本，乃為本發(fā)明需要解決的一大問題。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005]本發(fā)明目的在于提供一種抑制高頻變壓器磁通不平衡的移相全橋變換器，能夠保證系統(tǒng)具有較高效率的情況下，對不平衡的磁通進行抑制，提高系統(tǒng)的可靠性。
[0006]本發(fā)明為實現(xiàn)上述目的，采用如下技術(shù)方案:一種抑制高頻變壓器磁通不平衡的移相全橋變換器，包括依次連接的輸入整流濾波電路、超前橋臂及其隔離驅(qū)動電路、諧振電感、高頻變壓器、滯后橋臂及其隔離驅(qū)動電路、設(shè)有兩個二極管的輸出續(xù)流電路、輸出濾波電路及其輸出電阻、輸出電壓采樣電路和相移控制器；超前橋臂及其隔離驅(qū)動電路中包括上、下兩個開關(guān)管以及分別為上、下兩個開關(guān)管柵極提供驅(qū)動的兩個隔離驅(qū)動電路，滯后橋臂及其隔離驅(qū)動電路中亦包括上、下兩個開關(guān)管以及分別為上、下兩個開關(guān)管柵極提供驅(qū)動的兩個隔離驅(qū)動電路，輸入整流濾波電路串接超前橋臂及其隔離驅(qū)動電路，超前橋臂及其隔離驅(qū)動電路的功率MOSFET與滯后橋臂及其隔離驅(qū)動電路的功率MOSFET并聯(lián)，四個隔離驅(qū)動電路的輸入端分別與相移控制器的四個輸出端對應(yīng)連接，超前橋臂的下管漏極與滯后橋臂的下管漏極之間依次串接諧振電感以及高頻變壓器的初級側(cè)，高頻變壓器初級側(cè)的非同名端連接滯后橋臂的下管漏極，高頻變壓器的次級側(cè)包括兩個繞組&與N2, N1繞組的非同名端連接N2繞組的同名端并連接至輸出電阻的一端，N1繞組的同名端與N2繞組的非同名端分別串接輸出續(xù)流電路中其中的一個二極管后連接在一起并連接至輸出電阻的另一端，再通過輸出電壓采樣電路連接相移控制電路的輸入端，其特征在于:
[0007]在輸出續(xù)流電路與相移控制器之間增設(shè)輸出續(xù)流二極管陰極電壓采樣電路，包括兩個串接的采樣電阻Rl和R2，電阻Rl的一端連接高頻變壓器次級側(cè)兩個輸出續(xù)流二極管的陰極，電阻Rl的另一端連接電阻R2的一端并同時連接至相移控制電路的輸入端，電阻R2的另一端連接輸出端地。
[0008]本發(fā)明具有如下優(yōu)點及顯著效果:
[0009]1、檢測高頻變壓器原邊磁通不平衡時，與采用電流采樣器方法相比，本發(fā)明由于采樣的是高頻變壓器次級側(cè)輸出續(xù)流二極管的陰極電壓，方便檢測而且成本較低。
[0010]2、本發(fā)明在相鄰的兩個周期內(nèi)，就可以對變壓器磁偏狀態(tài)作出響應(yīng)，能夠在盡可能短的時間內(nèi)抑制磁偏進一步偏離，功率器件失效的可能性大大降低。
[0011]3、相移控制電路采用微控制器，無需專用集成電路的復(fù)雜控制，成本低，可靠性好。
[0012]4、與傳統(tǒng)的抑制方案相比，有源器件數(shù)量較少，能夠保證變換器有較高的效率，同時減小變換器的體積，而且成本較低。
【附圖說明】
[0013]圖1是現(xiàn)有電路結(jié)構(gòu)不意圖；
[0014]圖2是本發(fā)明整體結(jié)構(gòu)示意圖；
[0015]圖3是本發(fā)明電路原理圖；
[0016]圖4是圖3的實施例電路原理圖；
[0017]圖5是未采用本發(fā)明方法的傳統(tǒng)移相全橋變換器變壓器原邊電流波形；
[0018]圖6是采用本發(fā)明方法改進的移相全橋變換器變壓器原邊電流波形。
【具體實施方式】
[0019]下面結(jié)合附圖對發(fā)明的技術(shù)進行詳細說明。
[0020]如圖1，現(xiàn)有技術(shù)移相全橋開關(guān)變換器的基本電路包括依次連接的輸入整流濾波電路1、超前橋臂及其隔離驅(qū)動電路2、諧振電感3、高頻變壓器4、滯后橋臂及其隔離驅(qū)動電路5、設(shè)有兩個二極管的輸出續(xù)流電路6、輸出濾波電路及其輸出電阻8、、輸出電壓采樣電路9和相移控制器10。
[0021]如圖2，本發(fā)明在圖1現(xiàn)有技術(shù)的基礎(chǔ)上，在輸出續(xù)流電路6與相移控制器10之間增設(shè)了輸出續(xù)流二極管陰極電壓采樣電路7。
[0022]圖1和圖2中所示的雙向箭頭表示電流會在不同時刻向不同方向流動。
[0023]圖3是圖2的具體電路圖。輸入整流濾波電路I包括四個二極管構(gòu)成全波整流電路，通過兩兩交替導(dǎo)通的方式將輸入正弦波Asin(cot)整流為幅值不低于O的IAsin(Qt) I，此電壓經(jīng)過輸入電容Cin整流后成為直流輸入電壓。
[0024]超前橋臂及其隔離驅(qū)動電路2包括上管M1與下管M 2，均為N溝道型功率M0SFET。 漏極連接直流輸入電壓，源極連接漏極，M2的源極連接輸入地，Mr^ 柵極電壓驅(qū)動分別連接隔離驅(qū)動I與隔離驅(qū)動II，隔離驅(qū)動I與隔離驅(qū)動II的輸入端分別接相移控制電路10的輸出。
[0025]滯后橋臂及其隔離驅(qū)動電路5包括上管M4與下管M 3，均為N溝道型功率M0SFET。M4的漏極連接直流輸入電壓，源極連接漏極，M3的源極連接輸入地，柵極電壓驅(qū)動分別接隔離驅(qū)動III與隔離驅(qū)動IV，隔離驅(qū)動III與隔離驅(qū)動IV的輸入端分別連接相移控制電路10的輸出。作用是通過開關(guān)對直流輸入電壓進行整流，將其波形整流為寬度一致的正負脈沖。
[0026]高頻變壓器(LP)4用于隔離變壓以及初次級傳遞能量作用。其初級側(cè)的漏感和諧振電感(LR) 3用于提供M1' M 4實現(xiàn)軟開關(guān)所需能量源。
[0027]輸出續(xù)流電路6包括兩個二極管Dl和D2。隨著高頻變壓器(LP)4初級側(cè)的電壓正負交替，二極管Dl與D2交替導(dǎo)通，為后續(xù)電路提供電流通路，實現(xiàn)續(xù)流的功能。
[0028]輸出濾波電路8包括電感L.、電容C.和輸出電阻Rciut,通過充放電將交流電變換為穩(wěn)定的直流電進行輸出。
[0029]輸出電壓采樣電路包括R3和R4分壓構(gòu)成，其作用是采集一個較小的電壓提供給相移控制電路10作為反饋以穩(wěn)定輸出電壓。
[0030]相移控制器10包括微控制器及其外圍電路構(gòu)成，其作用是通過輸出電壓采樣電路得到的反饋電壓對超前橋臂與滯后橋臂中的功率MOSFET柵極電壓高電平寬度進行調(diào)節(jié)，實現(xiàn)穩(wěn)定輸出的目的。
[0031 ] 輸入整流濾波電路串接超前橋臂及其隔離驅(qū)動電路，超前橋臂及其隔離驅(qū)動電路的功率MOSFET與滯后橋臂及其隔離驅(qū)動電路的功率MOSFET并聯(lián)，四個隔離驅(qū)動電路的輸入端分別與相移控制器的四個輸出端對應(yīng)連接，超前橋臂的下管MJI極與滯后橋臂的下管MJI極之間依次串接諧振電感LR以及高頻變壓器LP的初級側(cè)，高頻變壓器LP初級側(cè)的非同名端連接滯后橋臂的下管MJI極，高頻變壓器LP的次級側(cè)包括兩個繞組N 1與N2, &繞組的非同名