本發(fā)明涉及兩級式雙向ac-dc變換器，具體涉及一種兩級式雙向ac-dc變換器的控制方法。

背景技術(shù)：

1、兩級式雙向ac-dc變換器是實現(xiàn)電能雙向轉(zhuǎn)換的關鍵設備，在分布式發(fā)電、電動汽車、微電網(wǎng)儲能系統(tǒng)、智能電網(wǎng)中有著廣泛的應用。

2、前級的ac-dc變換器可以實現(xiàn)功率因數(shù)校正，同時為后級提供穩(wěn)定電壓。通過將前后級的變換器與直流母線電壓相聯(lián)系，可以減弱輸入與輸出的耦合關系。后級的dc-dc變換器能夠輸出穩(wěn)定、寬范圍的直流電壓。兩級式雙向變換器的前級和后級變換器能相對獨立地設計，可以減小控制時的耦合程度，還能起到隔離作用。此外，相較于單級式變換器，在電能轉(zhuǎn)化效率、功率因數(shù)、拓寬輸出電壓范圍等方面都有較大改善，具有更高的性能和穩(wěn)定性，可以更好地滿足需求。

3、單級式ac-dc變換器具有功率因數(shù)低，動態(tài)性能差，對保護電路的要求很高，輸出電壓的范圍較窄等缺點。上述提到的問題限制了ac-dc變換器的傳輸效率，影響了ac-dc變換器的系統(tǒng)穩(wěn)定性，限制了變換器的應用范圍，有必要對其進行改進調(diào)整，因此提出一種兩級式雙向ac-dc變換器的控制方法。

技術(shù)實現(xiàn)思路

1、本發(fā)明的目的在于提供一種兩級式雙向ac-dc變換器的控制方法，以解決單級式ac-dc變換器具有功率因數(shù)低，動態(tài)性能差，輸出電壓的范圍較窄等問題。

2、為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：

3、一種兩級式雙向ac-dc變換器的控制方法，包括以下步驟:

4、步驟1：建立兩級式雙向ac-dc變換器的模型，分析兩級式雙向ac-dc變換器的工作原理，得出前級交錯并聯(lián)無橋pfc電路和后級雙向全橋clllc諧振電路的工作特性；

5、步驟2：根據(jù)前級交錯并聯(lián)無橋pfc電路的工作特性建立前級交錯并聯(lián)無橋pfc電路正反向運行時的電壓電流雙閉環(huán)控制模型。前級交錯并聯(lián)無橋pfc電路正反向運行時工作過程基本相同，正向運行時電流內(nèi)環(huán)使輸入電感電流隨輸入電壓的變化，使輸入電感電流更接近正弦波，電壓外環(huán)使pfc電路的輸出保持穩(wěn)定。采樣得到的母線電壓vdc和母線電壓的參考值vdc_ref進行比較，獲得母線電壓誤差信號，母線電壓誤差信號通過pi控制器后乘以輸入電流單位量得到兩路輸入電感電流的參考值，兩路的輸入電感電流參考值與兩路輸入電感電流il1與il2分別比較，獲得了兩路輸入電感電流誤差信號，再經(jīng)過pi控制器得到占空比變化量，再與鋸齒波相比較得到高頻開關管的pwm信號，其中兩個高頻橋臂驅(qū)動信號固定相差180°。低頻開關管q5與q6通過輸入電壓判斷正負半周從而控制通斷，同時輸入電壓也控制著電路過零點驅(qū)動封鎖；

6、步驟3：根據(jù)所述后級雙向全橋clllc諧振電路的工作特性建立后級雙向全橋clllc諧振電路移相-變頻控制模型，正向運行時，參考輸出電壓vo_ref和實際輸出電壓vo為電壓環(huán)pi控制器輸入信號，實際輸出電流io和電壓環(huán)pi控制器輸出信號為電流環(huán)pi控制器輸入信號。變頻模式下通過改變開關管s1與s4，s2與s3的開關頻率來控制輸出電壓，移相模式下通過改變開關管s1與s4，s2與s3的移相角來控制輸出電壓。所述后級雙向全橋clllc諧振電路工作在正向電壓增益m>1時采用變頻控制方式，若工作在電壓增益m<1則采用移相控制方式。所述后級雙向全橋clllc諧振電路反向運行時參考輸入電壓vdc_ref和實際輸入電壓vdc為電壓環(huán)pi控制器輸入信號，實際輸入電流idc和電壓環(huán)pi控制器輸出信號為電流環(huán)pi控制器輸入信號。所述后級雙向全橋clllc諧振電路工作在反向電壓增益m>1時采用變頻控制模式，在反向電壓增益m<1時采用移相控制模式。變頻模式下通過改變開關管s5與s8，s6與s7的開關頻率來控制輸出電壓，移相模式下通過改變開關管s5與s8，s6與s7的移相角來控制輸出電壓；

7、步驟4：應用上述控制方法實現(xiàn)所述兩級式雙向ac-dc變換器在恒流控制下運行和恒壓控制下運行。

8、本發(fā)明技術(shù)方案的進一步改進在于：所述步驟1的具體過程如下：

9、步驟1.1：前級交錯并聯(lián)無橋pfc電路采用同步整流的方案，q1、q2、q3、q4作為高頻開關管，q5、q6當輸入電流處于正半周時，工頻開關管q5恒關斷q6恒導通；當輸入電流處于負半周時，工頻開關管q5恒導通，q6恒關斷；

10、步驟1.2：后級雙向全橋clllc諧振電路開關管s1～s4構(gòu)成原邊側(cè)全橋，s5～s8構(gòu)成副邊側(cè)全橋。ds1～ds8分別為s1～s8的體二極管，cs1～cs8分別為s1～s8的漏源極寄生電容。變壓器的變比為n:1，還包括勵磁電感l(wèi)m，等效對稱的原副邊側(cè)的諧振電感l(wèi)r1和lr2，諧振電容cr1和cr2，用于電氣隔離的高頻變壓器。vdc為輸入電壓，vo為負載或儲能電池電壓，co為濾波電容。變換器正向工作時，功率由vdc向vo傳遞，反向工作時，功率由vo向vdc傳遞；

11、步驟1.3：所述兩級式雙向ac-dc變換器在正反向模式下都能進行能量傳遞，實現(xiàn)能量的雙向流動。

12、本發(fā)明技術(shù)方案的進一步改進在于：所述步驟2的具體過程如下：

13、步驟2.1：求出所述前級交錯并聯(lián)無橋pfc電路的電流內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)的表達式為：

14、

15、其中，gid(s)為采用pi控制時的電流控制器傳遞函數(shù)，kpi1、kii1分別為交錯并聯(lián)無橋pfc電路電流內(nèi)環(huán)控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；

16、步驟2.2：求出前級交錯并聯(lián)無橋pfc電路的電壓外環(huán)傳遞函數(shù)的表達式為：

17、

18、其中，gvd(s)為采用pi控制時的電壓控制器傳遞函數(shù)，kpv1、kiv1分別為交錯并聯(lián)無橋pfc電路電壓外環(huán)控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；

19、步驟2.3：由傳遞函數(shù)得出前級交錯并聯(lián)無橋pfc電路的控制策略；

20、步驟2.4：使用控制策略得出前級交錯并聯(lián)無橋pfc電路的輸出波形。

21、本發(fā)明技術(shù)方案的進一步改進在于：所述步驟3的具體過程如下：

22、步驟3.1：定義雙向全橋clllc諧振電路的阻抗表達式為：

23、

24、其中，z1為原邊串聯(lián)諧振阻抗；z2為等效后副邊串聯(lián)諧振阻抗；zm為勵磁電感阻抗；lr2′、cr2′為lr2、cr2折算到變壓器原邊的電容和電感的值；

25、步驟3.2：求出雙向全橋clllc諧振電路的傳遞函數(shù)的表達式為：

26、

27、其中，vab_fha(t)為輸入直流母線電壓經(jīng)全橋逆變后所得方波基波分量，vcd_fha(t)為輸出電壓經(jīng)全橋整流后所得方波基波分量，req為折算到原邊的等效負載；

28、步驟3.3：求出雙向全橋clllc諧振電路變頻控制下電壓增益表達式為：

29、

30、其中，k為電感系數(shù)，q為品質(zhì)因數(shù)；fn為歸一化頻率，fs為實際開關頻率；

31、步驟3.4：移相控制下的輸入電壓方波基波成分表達式為：

32、

33、步驟3.5：移相控制下的電壓增益表達式為：

34、

35、其中，d為移相比，電壓增益與d近似成余弦關系，且變化范圍在0～1之間；

36、步驟3.6：可以得出當電壓增益m>1時采用變頻控制方式，當電壓增益m<1時則采用移相控制方式；

37、步驟3.7：可以得出雙向全橋clllc諧振電路在變頻控制下的工作結(jié)果和移相控制下的工作結(jié)果。

38、由于采用了上述技術(shù)方案，本發(fā)明相對現(xiàn)有技術(shù)來說，取得的技術(shù)進步是：

39、1、本發(fā)明提供一種兩級式雙向ac-dc變換器的控制方法，解決了單級式ac-dc變換器具有功率因數(shù)低，動態(tài)性能差，對保護電路的要求很高，輸出電壓的范圍較窄等問題，兩級式雙向ac-dc變換器電壓功率都能滿足要求，大幅度減小系統(tǒng)損耗，提高了系統(tǒng)效率。

40、2、本發(fā)明提供一種兩級式雙向ac-dc變換器的控制方法，拓寬了ac-dc變換器的實際應用范圍，給兩級式雙向ac-dc變換器的未來發(fā)展做出了一定貢獻。