本發(fā)明涉及采用同步整流方式的llc諧振全橋開關變換器，尤其是一種同步整流llc變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)及其控制方法。

背景技術：

llc諧振全橋變換器具有高效率的優(yōu)點，因此其被廣泛應用于中等功率的開關變化場合。為了進一步提高llc諧振全橋變換器的工作效率，變換器副邊側(cè)的整流二極管被同步整流mos管所代替，這種運用同步整流方法的llc諧振全橋變換器主要的優(yōu)點有：

1、llc諧振全橋變換器能夠?qū)崿F(xiàn)變換器原邊側(cè)的零電壓導通和副邊側(cè)的零電流導通。

2、副邊側(cè)同步整流mos管有效的減小了變換器的導通損耗，特別是在大電流的場合下。

然而，不同于其他整流方法，同步整流mos管的控制方法需要滿足llc諧振全橋變換器更多的要求。比如，為了實現(xiàn)副邊側(cè)的零電流導通，當開關速度fs大于諧振頻率fr時，同步整流mos管應該比原邊側(cè)開關早關斷，當開關速度fs小于諧振頻率fr時，同步整流mos管應該比原邊側(cè)開關晚關斷。

現(xiàn)有主要的同步整流llc諧振全橋變換器的控制方法可以根據(jù)采樣技術的不同分為三類：基于電流采樣技術的控制方法、基于自驅(qū)動模擬電壓采樣技術的控制方法以及基于數(shù)字電壓采樣技術的控制方法。這三種技術中，基于電流采樣技術的控制方法最為準確，但是電流檢測帶來的電阻功率損耗卻是相當大的；而自驅(qū)動模擬電壓采樣技術的電路復雜，而且會降低功率密度，產(chǎn)生源漏寄生震蕩。

由于上述兩種方法的缺點，基于數(shù)字電壓采樣技術的控制方法成為近些年被研究的重要對象。同步整流llc諧振全橋變換器的數(shù)字控制方法應該滿足三個要求：電路結(jié)構簡單以提高功率密度；高頻下能準確有效的降低體電阻導通時間；快速有效的控制算法以防止體電阻反向?qū)ā?/p>

目前，一種通用的同步整流llc諧振全橋變換器的數(shù)字控制方法為：檢測同步整流mos管體二極管是否導通，然后相應的提前或者延遲同步整流mos管的關斷。然而，這種方法會導致同步整流mos管的關斷點始終在體二極管導通和反向?qū)▋煞N狀態(tài)之間切換。而體二極管反向?qū)〞纬蓮呢撦d到變換器的電流通路，帶來額外的功率損耗。此外，這種方法的延時在高頻時會變大，從而出現(xiàn)反向電流惡化變換器的效率和穩(wěn)定性。盡管采取了一些優(yōu)化的措施，但是由于這種控制方法本身的缺陷，效率還是會受到影響。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明針對現(xiàn)有技術的缺陷，提供一種同步整流llc變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)及其控制方法，能夠提高同步整流llc諧振全橋變換器的效率。

本發(fā)明為實現(xiàn)上述目的，采用如下技術方案：一種同步整流llc變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)，其特征在于：包括電壓采樣電路、運算放大電路、低通濾波電路、以微控制器為核心的控制電路和隔離驅(qū)動電路，電壓采樣電路采樣llc變換器副邊側(cè)同步整流mos管的漏端電壓，經(jīng)過運算放大電路、低通濾波電路后輸出給以微控制器為核心的控制電路，以微控制器為核心的控制電路輸出的信號包括通過隔離驅(qū)動電路輸出驅(qū)動llc變換器原邊側(cè)mos管的柵驅(qū)動信號和副邊側(cè)同步整流mos管的柵驅(qū)動信號以及給運算放大電路的反饋信號；

電壓采樣電路包括電阻r1、電阻r2以及二極管db，電阻r1的一端連接電源電壓vcc,電阻r1的另一端連接電阻r2的一端和二極管db的陽極，二極管db的陰極連接llc變換器副邊側(cè)中任一個同步整流mos管的漏端；

運算放大電路包括運算放大器opamp和電阻rf，運算放大器opamp的異名端連接電壓采樣電路中電阻r2的另一端，電阻rf跨接在運算放大器opamp的異名端和輸出端之間；

低通濾波電路包括電阻r0和電容c0，電阻r0的一端連接運算放大器opamp的輸出端，電阻r0的另一端連接電容c0的一端并作為低通濾波電路的輸出端，電容c0的另一端接地；

以微控制器為核心的控制電路包括數(shù)模轉(zhuǎn)換器dac、模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0、邏輯控制單元以及兩個定時器timer1和timer2，模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0的輸入端連接低通濾波電路的輸出端，模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0的輸出與邏輯控制單元雙向連接，邏輯控制單元的一路輸出經(jīng)過定時器timer1后輸出連接llc變換器副邊側(cè)同步整流mos管的柵極，另一路輸出經(jīng)過定時器timer2后，再經(jīng)過隔離驅(qū)動電路輸出連接llc變換器原邊側(cè)mos管的柵極，還有一路輸出經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換器dac后連接至運算放大器opamp的同名端。

上述同步整流llc變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)的控制方法，其特征在于：當控制系統(tǒng)處于工作狀態(tài)時，在llc變換器的每一個工作周期內(nèi)，通過電壓采樣電路分別在llc變換器副邊側(cè)的同步整流mos管關斷之前和關斷之后各采集一次同步整流mos管的漏端電壓，并通過微控制器將上述兩個漏端電壓進行比較判斷，根據(jù)實時判斷的結(jié)果來控制下一周期同步整流mos管驅(qū)動信號的周期和占空比，最終使同步整流mos管的關斷點穩(wěn)定在其電流過零點處附近，同步整流llc變換器就穩(wěn)定工作在最優(yōu)效率點附近；包括以下步驟：

(1)在llc變換器副邊側(cè)的同步整流mos管即將關斷之前，電壓采樣電路采集同步整流mos管的漏端電壓，該漏端電壓經(jīng)運算放大電路和低通濾波電路后記為vsr1，將vsr1經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0轉(zhuǎn)換成數(shù)字電壓，存入微控制器中的邏輯控制單元；

(2)同一周期內(nèi)，在llc變換器副邊側(cè)的同步整流mos管關斷之后，電壓采樣電路采集同步整流mos管的漏端電壓，該漏端電壓經(jīng)運算放大電路和低通濾波電路后記為vsr2，將vsr2經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0轉(zhuǎn)換成數(shù)字電壓，存入微控制器中的邏輯控制單元；

(3)邏輯控制單元對vsr1和vsr2進行比較，根據(jù)比較結(jié)果來調(diào)整同步整流mos管驅(qū)動信號的周期及占空比；如果vsr1<vsr2，且這兩個電壓都小于零，則微控制器會控制增加下一開關周期同步整流mos管驅(qū)動信號的高電平時間，即推遲下一開關周期同步整流mos管的關斷時間；

(4)如果vsr1>vsr2,此時同步整流mos管可能恰好在其電流過零點關斷，則需進行進一步的判斷，如果vsr1為正或者vsr2大于同步整流mos管關斷時其漏端電壓經(jīng)電壓采樣電路、運算放大電路和低通濾波電路后得到的電壓vsr(off)，則微控制器會控制減少下一開關周期同步整流mos管柵端驅(qū)動信號的高電平時間，將下一開關周期同步整流mos管的關斷時間提前。如果vsr1為負且vsr2小于同步整流mos管關斷時其漏端電壓經(jīng)電壓采樣電路、運算放大電路和低通濾波電路后得到的電壓vsr(off)，則下一開關周期同步整流mos管的關斷時間保持不變。

對llc變換器副邊側(cè)的同步整流mos管漏端電壓進行采樣時，利用微控制器內(nèi)部定時器timer1中斷來實現(xiàn)電壓采樣的準確控制，具體流程為：

(1)在每一個開關周期內(nèi)，設置定時器timer1中斷在定時器timer1產(chǎn)生下降沿t0時被觸發(fā)，此時微控制器進入中斷處理；

(2)經(jīng)過電路延遲一段時間后，在t1時刻同步整流mos管開始關斷過程，微控制器在llc變換器副邊側(cè)同步整流mos管未完全關斷之前的t2時刻產(chǎn)生中斷進行第一次采樣；

(3)在llc諧振變換器副邊側(cè)同步整流mos管完全關斷之后的t3時刻，微控制器產(chǎn)生中斷進行第二次采樣。

本發(fā)明具有以下優(yōu)點及顯著效果：

1、在每個開關周期內(nèi)，實時調(diào)整llc諧振變換器副邊側(cè)同步整流mos管的關斷時間，自適應能力強，關斷時間更加精準。

2、在每個開關周期內(nèi)，比較判斷兩次的采樣電壓大小，調(diào)整同步整流mos管的關斷點,使其穩(wěn)定在其電流過零點處，有效的減小體二極管的導通和反向?qū)ǎ岣吡俗儞Q器的工作效率。

3、采用微控制器，無需專用集成電路的復雜控制，成本低，可靠性好。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有技術中一種同步整流llc諧振全橋變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)方框圖；

圖2為本發(fā)明提供的一種同步整流llc諧振全橋變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)方框圖；

圖3為同步整流llc諧振全橋變換器的原理圖；

圖4為本發(fā)明的電路原理圖；

圖5為本發(fā)明采樣過程示意圖；

圖6為本發(fā)明微控制器中定時器timer1中斷算法和主程序的流程圖；

圖7本發(fā)明電路工作過程原理示意圖；

圖8為本發(fā)明與通用方法效率曲線

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對發(fā)明的技術方案進行詳細說明。

如圖1，現(xiàn)有技術的一種同步整流llc變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)包括電壓采樣電路、參考電壓電路、電壓比較電路、邏輯控制單元和驅(qū)動信號產(chǎn)生電路。如圖2所示，本發(fā)明同步整流llc變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)包括電壓采樣電路1、運算放大電路2、低通濾波電路3、以微控制器為核心的控制電路4和隔離驅(qū)動電路5。電壓采樣電路1采樣llc變換器副邊側(cè)同步整流mos管的漏端電壓，經(jīng)過運算放大電路2、低通濾波電路3后輸出給以微控制器為核心的控制電路4，以微控制器為核心的控制電路4輸出的信號包括通過隔離驅(qū)動電路5輸出驅(qū)動llc變換器原邊側(cè)mos管的柵驅(qū)動信號primarydriver和副邊側(cè)兩個同步整流mos管的柵驅(qū)動信號driver1和driver2以及給運算放大電路的反饋信號；與圖1現(xiàn)有技術相比較，利用運算放大電路代替了電壓比較電路并增加了低通濾波電路、同時刪去了參考電壓電路，微控制器中包括有邏輯控制單元。

圖3為已知的一種同步整流llc諧振全橋變換器電路圖，其中d1～d4和c1～c4分別是原邊側(cè)mos管m1～m4的體二極管和輸出電容。副邊側(cè)由同步整流mos管m5～m6，以及對應的體二極管d5～d6和輸出電容c5～c6，還有濾波電容cf構成。

如圖4所示，本發(fā)明電壓采樣電路1包括電阻r1、電阻r2以及二極管db，用于采集圖3中l(wèi)lc變換器副邊側(cè)同步整流mos管m6的漏端電壓vds(sr)(由于采樣兩個同步整流mos管m6或m5中任意一個的漏端電壓都可以，附圖實施例以采樣m6的漏端為例，下同)。電阻r1的一端連接電源電壓vcc,電阻r1的另一端連接電阻r2的一端和二極管db的陽極，二極管db的陰極連接llc諧振全橋變換器變壓器副邊側(cè)中同步整流mos管m6的漏端。

運算放大電路2用于實現(xiàn)所述漏端電壓vds(sr)的運算放大，包括運算放大器opamp和反饋電阻rf，rf跨接在運算放大器opamp的異名端和輸出端之間。運算放大器opamp的同名端輸入由邏輯控制單元logicunit中存儲的一個預設的數(shù)字電壓經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換電路dac轉(zhuǎn)換后提供，異名端的輸入為電壓采樣電路1的輸出。

低通濾波電路3用于消除微控制器管腳電平帶來的噪聲，包括電阻r0和電容c0，電阻r0的一端連接運算放大器opamp的輸出端，電阻r0的另一端連接電容c0的一端并作為低通濾波電路的輸出端，電容c0的另一端接地。

以微控制器為核心的控制電路4用于產(chǎn)生具有一定周期和占空比的副邊側(cè)同步整流mos管的控制信號和原邊側(cè)mos管的控制信號，包括數(shù)模轉(zhuǎn)換器dac、模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0、邏輯控制單元logicunit以及兩個定時器timer1和timer2，模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0的輸入端連接低通濾波電路3的輸出端，模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0的輸出與邏輯控制單元logicunit雙向連接，邏輯控制單元logicunit的一路輸出經(jīng)過定時器timer1后輸出柵驅(qū)動信號driver1和driver2，分別連接llc變換器副邊側(cè)兩個同步整流mos管m5、m6的柵極，另一路輸出經(jīng)過定時器timer2后，再經(jīng)過隔離驅(qū)動電路5輸出控制llc變換器原邊側(cè)的mos管m1～m4，還有一路輸出經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換器dac后連接至運算放大器opamp的同名端。

在同步整流mos管m6關斷的時間里，同步整流mos管m6的漏端電壓vds(sr)都較高，電壓采樣電路1中二極管db被反向偏置，此時電壓采樣電路1采集同步整流管m6漏端電壓，該漏端電壓經(jīng)電壓采樣電路1、運算放大電路2和低通濾波電路3后記為vsr(off)：

其中，r1和r2分別表示電壓采樣電路1中電阻r1和r2的阻值，vcc為電源電壓，vth為運算放大電路2中運算放大器的同名端輸入電壓。

在同步整流mos管m6開啟的時間內(nèi)，其漏端電壓vds(sr)很低，此時db為正向偏置，此時電壓采樣電路1采集同步整流管m6漏端電壓vds(sr)，該漏端電壓經(jīng)電壓采樣電路1、運算放大電路2和低通濾波電路3后記為vsr(on)：

其中，r1和r2分別表示電壓采樣電路1中電阻r1和r2的阻值，rf表示運算放大電路2中電阻rf的阻值，vth為運算放大電路2中運算放大器的同名端輸入電壓，vf表示db的正向?qū)▔航?，vds(sr)為同步整流mos管m6的漏端電壓。和vsr(on)相比，vsr(off)非常高，所以，微控制器能夠根據(jù)采樣的結(jié)果檢測出同步整流mos管m6關斷的過程。

本發(fā)明需要在同步整流mos管m6恰好關斷之前和關斷之后，分別采集一次漏端電壓，上述電壓經(jīng)運算放大電路放大，分別記為vsr1和vsr2。由于微控制器的速度和精度的限制，我們制定了以下采樣策略：

利用定時器timer1中斷來實現(xiàn)電壓采樣和同步整流mos管m6的關斷。首先設置中斷在定時器產(chǎn)生下降沿時被觸發(fā)，此時定時器關閉，但是由于電路延時和輸出電容的放電過程，同步整流mos管m6不會立刻被關斷，如圖5所示，假設延時為t1，那么在t1時刻同步整流mos管m6開始關斷過程，則第一次采樣應該在同步整流mos管m6完全關斷之前的t2時刻進行。其次，第二次采樣過程應在同步整流mos管m6完全關斷之后的t3進行。t2～t3的間隔應綜合考慮數(shù)模轉(zhuǎn)換器的時鐘，電路延時以及關斷過程所用時間。

圖6為微控制器中定時器中斷算法和主程序的流程圖。如圖6(a)所示，在t0時刻，當定時器的計數(shù)寄存器達到其閾值時，定時器開啟中斷，此時，邏輯控制單元產(chǎn)生一個信號關斷同步整流mos管m6和m5，由于電路的延時，同步整流mos管m6和m5會延時t1時間才會開始關斷過程。在t1時刻，同步整流mos管m6和m5的柵源電壓vgs開始下降。在t1～t2這段時間，vgs減小到零，但是同步整流mos管m6和m5沒有完全關斷。所以在t2時刻采樣得到的vsr1是最準確的。t3時刻，同步整流mos管m6和m5關斷，此時采樣得到vsr2。如果llc諧振變換器處于穩(wěn)定狀態(tài)的話，vsr1應該為負值，vsr2為正值，這樣，同步整流mos管m5和m6在最高效工作點關斷。

如圖6(b)所示，主程序則對vsr1和vsr2進行比較判斷。如果vsr1<vsr2,且這兩個電壓都小于零(圖6(b)中未標注出)，則微控制器控制增加下一開關周期同步整流mos管m5和m6的柵端驅(qū)動信號的高電平時間，即推遲下一開關周期同步整流mos管m5和m6的關斷時間。如果vsr1>vsr2,此時同步整流mos管m5和m6可能恰好在其電流過零點關斷，則需進行進一步的判斷，如果vsr1為正或者vsr2大于vsr(off)，則微控制器會控制減少下一開關周期同步整流mos管m5和m6柵端驅(qū)動信號的高電平時間，將下一開關周期同步整流mos管m5和m6的關斷時間提前。如果vsr1為負且vsr2小于vsr(off)，則下一開關周期同步整流器m5和m6的關斷時間保持不變。在控制器的調(diào)整下，最終使同步整流mos管m5和m6的關斷點穩(wěn)定在其電流過零點處。

本發(fā)明控制系統(tǒng)的工作原理為：

(1)當整個系統(tǒng)處于工作狀態(tài)時，在llc諧振變換器的每一個開關周期內(nèi)，電壓采樣電路在llc諧振變換器副邊側(cè)的同步整流mos管m6恰好關斷之前，采集一次同步整流mos管m6的漏端電壓，所述漏端電壓經(jīng)運算放大電路運算放大，記為vsr1，將vsr1經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換成數(shù)字電壓，存入微控制器的邏輯控制單元。

(2)同一周期內(nèi)，在llc諧振變換器副邊側(cè)的同步整流mos管m6關斷之后，電壓采樣電路采集一次同步整流mos管m6的漏端電壓，所述漏端電壓經(jīng)運算放大電路運算放大，記為vsr2，并將vsr2經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換成數(shù)字電壓，存入微控制器的邏輯控制單元。

(3)邏輯控制單元對vsr1和vsr2進行比較，根據(jù)比較結(jié)果來調(diào)整同步整流mos管m5和m6的柵端驅(qū)動信號的周期及占空比；如果vsr1<vsr2,且這兩個電壓都小于零，則微控制器控制增加下一開關周期同步整流mos管m5和m6的柵端驅(qū)動信號的高電平時間，即推遲下一開關周期同步整流mos管m5和m6的關斷時間。

(4)如果vsr1>vsr2,此時同步整流mos管m5和m6可能恰好在其電流過零點關斷，則需進行進一步的判斷，如果vsr1為正或者vsr2大于vsr(off)，則微控制器會控制減少下一開關周期同步整流mos管m5和m6柵端驅(qū)動信號的高電平時間，將下一開關周期同步整流mos管m5和m6的關斷時間提前。如果vsr1為負且vsr2小于vsr(off)，則下一開關周期同步整流器m5和m6的關斷時間保持不變。

對llc諧振變換器副邊側(cè)的同步整流mos管漏端電壓進行采樣時，本發(fā)明利用微控制器內(nèi)部定時器中斷來實現(xiàn)電壓采樣的準確控制。具體流程為：

(1)在每一個開關周期內(nèi)，設置定時器中斷在定時器產(chǎn)生下降沿t0時被觸發(fā)，此時微控制器進入中斷處理。

(2)經(jīng)過電路延遲一段時間后，在t1時刻同步整流mos管開始關斷，微控制器在llc諧振變換器副邊側(cè)同步整流mos管m6開始關斷之后的t2時刻產(chǎn)生中斷進行第一次采樣。

(3)在llc諧振變換器副邊側(cè)同步整流mos管m6完全關斷之后的t3時刻，微控制器產(chǎn)生中斷進行第二次電壓采樣。

本發(fā)明工作過程如圖7所示，如果同步整流mos管m6初始時的驅(qū)動信號在同步整流mos管m6的電流降為零之前已關斷，如圖7(a)所示，從而導致體二極管導通較長一段時間，這時有vsr1<vsr2，且這兩個電壓均小于零，微控制器會控制下一開關周期同步整流mos管m6驅(qū)動信號的高電平時間增加△t，即下一開關周期同步整流mos管m6的關斷時間推遲△t。如圖7(b)所示，如果下一周期仍有vsr1<vsr2且兩電壓均小于零，則繼續(xù)推遲同步整流mos管m6的關斷時間，直到其到達穩(wěn)態(tài)。

如果vsr1>vsr2，此時同步整流mos管m6可能恰好在其電流過零點關斷，則需進行進一步的判斷，如果vsr1為負且vsr2小于vsr(off)，如圖7(c)所示，則下一開關周期同步整流器m6的關斷時間保持不變。如果vsr1為正或者vsr2大于vsr(off)，如圖7(d)所示，則微控制器會控制下一開關周期同步整流mos管m6驅(qū)動信號的高電平時間減小△t，將下一開關周期同步整流mos管m6的關斷時間提前△t。

如圖8為采用通用控制方法和采取本發(fā)明提出的控制方法下電源效率隨輸出功率的曲線圖。不同于通用的讓同步整流mos管的關斷點始終在體二極管導通和反向?qū)▋煞N狀態(tài)之間切換的控制方法，本發(fā)明能夠使同步整流mos管的關斷點穩(wěn)定在其電流過零點附近，有效的提高了電源的工作效率。