本發(fā)明涉及一種電力電子領(lǐng)域,特別涉及一種基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預(yù)測(cè)控制方法。
背景技術(shù):
近年來,隨著電力電子技術(shù)的快速發(fā)展,多電平變換器得到更多地研究和應(yīng)用。模塊化多電平換流器作為一種新型多電平換流器以其模塊化結(jié)構(gòu)、容量易擴(kuò)展、諧波含量低以及靈活功率調(diào)節(jié)能力等特點(diǎn)被廣泛地應(yīng)用于長(zhǎng)距離的柔性直流輸電、無功補(bǔ)償、新能源發(fā)電并網(wǎng)等高壓大功率場(chǎng)合,具有廣闊的發(fā)展前景。由于mmc具有諸多有利特性,因此mmc拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、控制方法與調(diào)制策略、電容電壓平衡控制及環(huán)流抑制等方面成為學(xué)者深入研究的熱點(diǎn)之一。
傳統(tǒng)模塊化多電平換流器的每個(gè)橋臂上含有n個(gè)結(jié)構(gòu)相同的子模塊,輸出電平數(shù)可達(dá)到為2n+1。如圖1所示混合型模塊化多電平換流器拓?fù)洌旌闲湍K化多電平換流器在傳統(tǒng)mmc的每個(gè)橋臂上增加1個(gè)全橋模塊,輸出電平數(shù)最大可達(dá)到4n+1?;旌闲湍K化多電平換流器的傳統(tǒng)方法是基于pi控制器的雙閉環(huán)矢量控制策略,可實(shí)現(xiàn)對(duì)系統(tǒng)功率、環(huán)流與電容電壓的控制。該方法的控制過程調(diào)節(jié)時(shí)間較長(zhǎng),控制延時(shí)會(huì)嚴(yán)重影響系統(tǒng)性能,并且對(duì)控制器參數(shù)比較敏感且參數(shù)整定過程復(fù)雜,參數(shù)設(shè)計(jì)結(jié)果的好壞對(duì)系統(tǒng)性能有直接的影響。
模型預(yù)測(cè)控制是近些年發(fā)展起來的一種新型控制方法,通過建立系統(tǒng)離散狀態(tài)模型,設(shè)置控制量的指標(biāo)函數(shù)選取最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)組合,實(shí)現(xiàn)對(duì)目標(biāo)的直接控制。rodriguezj等人發(fā)表的《predictivecurrentcontrolofavoltagesourceinverter》將模型預(yù)測(cè)控制應(yīng)用于電壓源換流器,體現(xiàn)了模型預(yù)測(cè)控制的控制思想。j.qin等人發(fā)表的《predictivecontrolofamodularmultilevelconverterforaback-to-backhvdcsystem》將模型預(yù)測(cè)控制應(yīng)用于mmc-hvdc系統(tǒng),通過合理設(shè)計(jì)指標(biāo)函數(shù)的權(quán)重系數(shù),較好地實(shí)現(xiàn)了多目標(biāo)協(xié)調(diào)控制,但該方法存在計(jì)算量大、開關(guān)頻率高、系統(tǒng)損耗大等問題。目前,模型預(yù)測(cè)控制在傳統(tǒng)mmc上的應(yīng)用較為廣泛,但在混合型mmc系統(tǒng)的應(yīng)用仍需進(jìn)一步的研究。
技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素:
本發(fā)明是針對(duì)混合型模塊化多電平換流器控制存在的問題,提出了一種基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預(yù)測(cè)控制方法,減少了尋優(yōu)計(jì)算量,降低了開關(guān)頻率。
本發(fā)明的技術(shù)方案為:一種基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預(yù)測(cè)控制方法,基于混合型模塊化多電平換流器結(jié)構(gòu):每一橋臂配置n個(gè)子模塊與1個(gè)全橋模塊,子模塊指半橋型模塊,全橋模塊電容電壓取為子模塊的一半,低頻模型預(yù)測(cè)控制方法具體包括:將上、下橋臂模塊投入數(shù)作為控制變量,對(duì)交流電流、環(huán)流與子模塊電容電壓分層控制,首先利用交流電流指標(biāo)函數(shù)選出最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)組合;其次采用環(huán)流指標(biāo)函數(shù)調(diào)整上、下橋臂的子模塊投入個(gè)數(shù);再次結(jié)合全橋模塊工作狀態(tài)確定最終子模塊投入個(gè)數(shù);最后計(jì)算相鄰時(shí)刻子模塊投入個(gè)數(shù)差值,采用優(yōu)化均壓策略實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓的平衡控制。
所述上或下橋臂子模塊投入個(gè)數(shù)確定步驟如下:
1)檢測(cè)系統(tǒng)交流電流并構(gòu)建其預(yù)測(cè)模型,計(jì)算不同電平下的交流電流預(yù)測(cè)值,評(píng)估所有可能的交流電流指標(biāo)函數(shù)值,選取使交流電流指標(biāo)函數(shù)值最小的輸出電平,實(shí)現(xiàn)對(duì)參考電流的最優(yōu)跟蹤,得到最優(yōu)跟蹤控制的橋臂模塊投入個(gè)數(shù)并表示為npj,其中p表示上橋臂,j表示a、b、c三相;
2)檢測(cè)各相環(huán)流并構(gòu)建其預(yù)測(cè)模型,比較三種調(diào)整電壓下的環(huán)流指標(biāo)函數(shù)值大小,選取使環(huán)流指標(biāo)函數(shù)值最小的補(bǔ)償電平,此時(shí)環(huán)流抑制效果最好,此時(shí)將上橋臂等效調(diào)整個(gè)數(shù)表示為npdiffj;
3)判斷交流電流控制環(huán)節(jié)選取的橋臂模塊投入個(gè)數(shù)npj,如果為整數(shù),則全橋模塊控制算法無需參與,反之參與輸出;根據(jù)電容器充放電特性,結(jié)合橋臂電流方向與全橋模塊電容電壓大小確定其工作狀態(tài),+0.5、0、-0.5分別表示正向投入、0狀態(tài)投入和反向投入,橋臂全橋模塊等效投入個(gè)數(shù)表示為spj且其取值為+0.5、0或-0.5;橋臂子模塊最終投入個(gè)數(shù)為npj、npdiffj與spj三者之和。
所述基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預(yù)測(cè)控制方法,采用優(yōu)化均壓策略實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓的平衡控制方法具體包括:計(jì)算相鄰時(shí)刻子模塊投入個(gè)數(shù)差值△npj,按照指標(biāo)函數(shù)值對(duì)子模塊降序排列,選取電容電壓指標(biāo)函數(shù)值最大的子模塊動(dòng)作,直到選取動(dòng)作的子模塊個(gè)數(shù)為子模塊投入個(gè)數(shù)差值;若△npj大于零,則在上一時(shí)刻處于切除狀態(tài)的橋臂子模塊中選取電容電壓指標(biāo)函數(shù)值最大的|△npj|個(gè)子模塊投入;若△npj小于零,則在上一時(shí)刻處于投入狀態(tài)的橋臂子模塊中選出電容電壓指標(biāo)函數(shù)值最大的|△npj|個(gè)子模塊在下一時(shí)刻切除。
本發(fā)明的有益效果在于:本發(fā)明基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預(yù)測(cè)控制方法,根據(jù)混合型mmc拓?fù)涮攸c(diǎn),將全橋模塊作為電壓校正模塊,起到調(diào)整上、下橋臂模塊投入個(gè)數(shù)的效果以抑制環(huán)流;全橋模塊還可調(diào)節(jié)輸出電平數(shù),降低輸出諧波含量;該方法同時(shí)實(shí)現(xiàn)交流電流跟蹤、環(huán)流抑制與電容電壓平衡;計(jì)算相鄰時(shí)刻子模塊投入個(gè)數(shù)差值,采用優(yōu)化均壓策略實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓平衡控制,降低了系統(tǒng)開關(guān)頻率;該方法物理模型清楚,無需考慮復(fù)雜的參數(shù)整定與權(quán)重系數(shù)設(shè)計(jì),易實(shí)現(xiàn)數(shù)字化控制且減少了尋優(yōu)計(jì)算量。
附圖說明
圖1為混合型模塊化多電平換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖;
圖2為本發(fā)明混合型模塊化多電平換流器的模型預(yù)測(cè)控制結(jié)構(gòu)圖;
圖3為本發(fā)明交流側(cè)輸出電流波形圖;
圖4為本發(fā)明a相環(huán)流波形圖;
圖5為本發(fā)明a相上、下橋臂電流波形圖;
圖6為本發(fā)明a相上橋臂電流頻譜圖;
圖7為本發(fā)明a相上、下橋臂全橋模塊電容電壓波形圖;
圖8為傳統(tǒng)均壓策略下子模塊一個(gè)工頻周期開關(guān)狀態(tài)圖;
圖9為傳統(tǒng)均壓策略下子模塊電容電壓波形圖;
圖10為本發(fā)明優(yōu)化均壓策略下子模塊一個(gè)工頻周期開關(guān)狀態(tài)圖;
圖11為本發(fā)明優(yōu)化均壓策略下子模塊電容電壓波形圖。
具體實(shí)施方式
基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預(yù)測(cè)控制方法,基于系統(tǒng)離散狀態(tài)模型,將上、下橋臂模塊投入數(shù)作為控制變量,對(duì)交流電流、環(huán)流與子模塊電容電壓分層控制。首先利用交流電流指標(biāo)函數(shù)選出最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)組合;其次采用環(huán)流指標(biāo)函數(shù)調(diào)整上、下橋臂的子模塊投入個(gè)數(shù);再次結(jié)合全橋模塊工作狀態(tài)確定最終子模塊投入個(gè)數(shù);最后計(jì)算相鄰時(shí)刻子模塊投入個(gè)數(shù)差值,采用優(yōu)化均壓策略實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓的平衡控制,減少了子模塊開關(guān)動(dòng)作次數(shù),有效降低了開關(guān)頻率。
本實(shí)施方式采用的混合型模塊化多電平換流器拓?fù)淙鐖D1所示,每一橋臂配置n個(gè)子模塊與1個(gè)全橋模塊,sm1~smn表示子模塊,子模塊指半橋型模塊,smh表示全橋模塊,全橋模塊電容電壓取為子模塊的一半。
圖2中的混合型mmc主電路包括三相電路,每一相電路包括上下兩個(gè)橋臂,共六個(gè),每一橋臂包含4個(gè)子模塊與1個(gè)全橋模塊。模型預(yù)測(cè)控制程序流程圖也如圖2所示,控制策略有以下六個(gè)步驟:
1)檢測(cè)交流電流并構(gòu)建其預(yù)測(cè)模型;
2)定義交流電流指標(biāo)函數(shù),選取最優(yōu)電流控制效果的模塊投入個(gè)數(shù);
3)檢測(cè)環(huán)流并構(gòu)建其預(yù)測(cè)模型;
4)定義環(huán)流指標(biāo)函數(shù),選取最佳環(huán)流抑制效果的調(diào)整個(gè)數(shù);
5)結(jié)合全橋模塊控制算法,確定全橋模塊工作狀態(tài)以及等效投入個(gè)數(shù);
6)綜合以上得到子模塊最終的投入個(gè)數(shù),根據(jù)子模塊電容電壓平衡控制策略確定每個(gè)子模塊的工作狀態(tài)。
以上橋臂為例,具體實(shí)現(xiàn)過程如下所示:
首先,檢測(cè)系統(tǒng)交流電流并構(gòu)建其預(yù)測(cè)模型,計(jì)算不同電平下的交流電流預(yù)測(cè)值,評(píng)估所有可能的交流電流指標(biāo)函數(shù)值,選取使交流電流指標(biāo)函數(shù)值最小的輸出電平,實(shí)現(xiàn)對(duì)參考電流的最優(yōu)跟蹤,得到最優(yōu)跟蹤控制的上橋臂模塊投入個(gè)數(shù)并表示為npj。其中p表示上橋臂,j表示a、b、c三相。
其次,檢測(cè)各相環(huán)流并構(gòu)建其預(yù)測(cè)模型,比較三種調(diào)整電壓下的環(huán)流指標(biāo)函數(shù)值大小,選取使環(huán)流指標(biāo)函數(shù)值最小的補(bǔ)償電平,此時(shí)環(huán)流抑制效果最好,此時(shí)將上橋臂等效調(diào)整個(gè)數(shù)表示為npdiffj。
再次,判斷交流電流控制環(huán)節(jié)選取的上橋臂模塊投入個(gè)數(shù)npj,如果為整數(shù),則全橋模塊控制算法無需參與,反之參與輸出。根據(jù)電容器充放電特性,結(jié)合橋臂電流方向與全橋模塊電容電壓大小確定其工作狀態(tài),+0.5、0、-0.5分別表示正向投入、0狀態(tài)投入和反向投入,上橋臂全橋模塊等效投入個(gè)數(shù)可表示為spj且其取值為+0.5、0或-0.5。綜上,上橋臂子模塊最終投入個(gè)數(shù)為npj、npdiffj與spj三者之和。
最后,計(jì)算相鄰時(shí)刻子模塊投入個(gè)數(shù)差值,按照指標(biāo)函數(shù)值對(duì)子模塊降序排列,選取電容電壓指標(biāo)函數(shù)值最大的子模塊動(dòng)作,直到選取動(dòng)作的子模塊個(gè)數(shù)為子模塊投入個(gè)數(shù)差值。若△npj大于零,則在上一時(shí)刻處于切除狀態(tài)的上橋臂子模塊中選取電容電壓指標(biāo)函數(shù)值最大的|△npj|個(gè)子模塊投入;若△npj小于零,則在上一時(shí)刻處于投入狀態(tài)的上橋臂子模塊中選出電容電壓指標(biāo)函數(shù)值最大的|△npj|個(gè)子模塊在下一時(shí)刻切除,有效減少子模塊開關(guān)動(dòng)作次數(shù),降低系統(tǒng)開關(guān)頻率。其中△npj表示上橋臂相鄰時(shí)刻的子模塊投入個(gè)數(shù)差值。
基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預(yù)測(cè)控制方法,適用高壓大功率場(chǎng)合,基于系統(tǒng)離散狀態(tài)模型,將上、下橋臂模塊投入數(shù)作為控制變量,對(duì)交流電流、環(huán)流與子模塊電容電壓分層控制。首先利用交流電流指標(biāo)函數(shù)選出最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)組合;其次采用環(huán)流指標(biāo)函數(shù)調(diào)整上、下橋臂的子模塊投入個(gè)數(shù);再次結(jié)合全橋模塊工作狀態(tài)確定最終子模塊投入個(gè)數(shù);最后計(jì)算相鄰時(shí)刻子模塊投入個(gè)數(shù)差值,采用優(yōu)化均壓策略實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓平衡控制,減少子模塊開關(guān)動(dòng)作次數(shù)。
交流電流控制環(huán)節(jié),上、下橋臂模塊投入個(gè)數(shù)分別可取[00.51…n-0.5n]與[nn-0.5…10.50],計(jì)算2n+1種不同電平的交流電流預(yù)測(cè)值,并代入交流電流指標(biāo)函數(shù),選取使指標(biāo)函數(shù)值最小的模塊投入個(gè)數(shù)。
交流電流預(yù)測(cè)表達(dá)式:
式中epj(t+ts)與enj(t+ts)分別表示上、下橋臂輸出電壓預(yù)測(cè)值;ij(t)表示交流電流檢測(cè)值,ij(t+ts)為交流電流預(yù)測(cè)值;esj(t+ts)為電網(wǎng)電壓預(yù)測(cè)值,當(dāng)ts足夠小時(shí),近似認(rèn)為esj(t+ts)=esj(t);leq=l+lf/2,表示等效電感;r與l分別表示連接電阻與電感,lf表示換流電抗器。
交流電流指標(biāo)函數(shù):
g1=|ij*(t+ts)-ij(t+ts)|
式中ij*(t+ts)表示交流側(cè)電流參考值。
環(huán)流控制環(huán)節(jié),對(duì)交流電流控制環(huán)節(jié)選取投入的模塊個(gè)數(shù)進(jìn)行判斷,若為整數(shù),全橋模塊控制算法不用參與,否則參與輸出。根據(jù)控制算法確定全橋模塊工作狀態(tài),+0.5、0、-0.5分別表示正向投入、0狀態(tài)投入和反向投入。因此模塊投入個(gè)數(shù)的三種調(diào)整情況分別為保持不變、加半個(gè)或減半個(gè),利用環(huán)流指標(biāo)函數(shù)選出環(huán)流控制效果最佳時(shí)的調(diào)整個(gè)數(shù)。
環(huán)流預(yù)測(cè)值與調(diào)整電壓表達(dá)式:
式中idiffj(t+ts)與idiffj(t)分別表示不平衡電流預(yù)測(cè)值和檢測(cè)值,idiffj=icj+idc/3,icj表示環(huán)流。epdiffj與endiffj表示全橋模塊作為電壓校正模塊的調(diào)整電壓,vdc(t+ts)表示直流側(cè)電壓預(yù)測(cè)值,由于直流側(cè)采用直流電源,該預(yù)測(cè)值恒定。
環(huán)流指標(biāo)函數(shù):
g2=|idiffj(t+ts)-idc*(t+ts)/3|
式中idc*(t+ts)表示直流側(cè)電流參考值。
子模塊電容電壓控制環(huán)節(jié),根據(jù)橋臂電流方向確定子模塊充放電狀態(tài),通過計(jì)算相鄰時(shí)刻的子模塊投入個(gè)數(shù)差值,選取電容電壓指標(biāo)函數(shù)值最大的子模塊動(dòng)作,直到選取動(dòng)作的子模塊個(gè)數(shù)為子模塊投入個(gè)數(shù)差值,有效減少子模塊的開關(guān)動(dòng)作次數(shù)。
相鄰時(shí)刻的子模塊投入個(gè)數(shù)差值:
δnmj=nmj*(t+ts)-nmj(t)
式中m取p、n,分別表示上、下橋臂。
子模塊電容電壓指標(biāo)函數(shù):
式中imj(t)表示橋臂電流;vdc表示直流側(cè)電壓值;ucji(t+ts)表示子模塊電容電壓的預(yù)測(cè)值;i表示單橋臂上子模塊序號(hào),本實(shí)施方式中i的取值為1~4。
圖3~11表示采用上述混合型模塊化多電平換流器及所提模型預(yù)測(cè)控制方法獲得的仿真效果。圖3表示a相交流側(cè)電流,通過fft分析可得其諧波畸變率僅為0.34%,交流電流控制效果良好。圖4與圖5分別表示混合型mmc的a相環(huán)流及其上、下橋臂電流,a相上橋臂電流頻譜分析如圖6所示,thd值為1.13%,表明環(huán)流二倍頻分量含量較少,系統(tǒng)具有較好的環(huán)流控制效果。圖7表示a相上、下橋臂全橋模塊電容電壓,由此可得a相上、下橋臂全橋模塊電容電壓均穩(wěn)定在其參考值左右。圖8與圖9分別表示傳統(tǒng)均壓策略下的子模塊一個(gè)工頻周期開關(guān)狀態(tài)與子模塊電容電壓,圖10與圖11分別表示優(yōu)化均壓策略下的子模塊在一個(gè)工頻周期開關(guān)狀態(tài)與子模塊電容電壓。由仿真結(jié)果可得,兩種均壓策略下的子模塊電容電壓波動(dòng)范圍并未產(chǎn)生明顯差異,但傳統(tǒng)均壓策略的平均開關(guān)頻率在6.1khz左右,而優(yōu)化均壓策略可使子模塊的平均開關(guān)頻率降低為2.4khz左右,降低了系統(tǒng)開關(guān)頻率,減少了子模塊開關(guān)動(dòng)作次數(shù)。