本發(fā)明涉及電力系統柔性輸電建模仿真領域，具體涉及一種基于adpss的分布式潮流控制器建模及仿真方法。

背景技術：

柔性交流輸電技術(flexibleactransmissionsystem,facts)作為未來二十一世紀輸電技術的發(fā)展方向，自上世紀九十年代出現以來，得到了極大的發(fā)展及世界范圍的廣泛關注。facts技術是利用現代大功率電力電子技術對傳統交流電力系統進行的一項重大改革。它借助現代大功率電力電子技術快速調節(jié)交流系統中的相角、無功、電抗等參數，以提高交流系統的穩(wěn)定性、可靠性，使傳統的交流輸電系統具有更高的柔性和靈活性，充分利用輸電系統原有的資源，以滿足電力系統安全、可靠和經濟運行的目標。

分布式潮流控制器(distributedpowerflowcontroller,dpfc)概念是在2007年提出的，由統一潮流控制器演變而來，將統一潮流控制器原有結構中通過直流電容連接的串并聯變流器分開，并利用分布式靜止串聯補償器的思想將串聯側分布化。在該拓撲結構基礎上，通過3次諧波在串并聯變流器之間交換有功功率從而達到綜合調節(jié)線路潮流的目的。dpfc不僅具備統一潮流控制器所有功能，而且dpfc的單個串聯側變換器的容量比較小，可以使用輕量化的設計方案。

荷蘭代爾夫特理工大學的苑志輝提出了dpfc的基本結構，并詳細分析了其工作原理，在matlab/simulink中建立仿真模型，驗證了dpfc原理的正確性及其潮流控制能力。國內武漢理工大學唐愛紅教授帶領的課題組對dpfc有更深入的研究，并且基于pscad/emtdc仿真平臺驗證了dpfc裝置能達到預期效果。目前基于pscad/emtdc的建模仿真能保證被仿facts的精度，也能反映出facts的詳細動態(tài)過程及其動態(tài)特性，但仿真規(guī)模受限。

技術實現要素：

本發(fā)明要解決的技術問題是，針對現有分布式潮流控制器建模仿真存在的上述不足，提供一種基于adpss的分布式潮流控制器建模方法，利用adpss的電磁暫態(tài)計算程序(etsdac)對分布式潮流控制器及其所安裝的線路進行建模，實現分布式潮流控制器在電力系統數字仿真系統adpss平臺上的電磁暫態(tài)仿真，既能保證dpfc仿真精度，又能兼顧仿真規(guī)模，為dpfc裝置能夠在實際電網安全穩(wěn)定運行提供更可靠更全面更精細的理論支持。

本發(fā)明為解決上述技術問題所采用的技術方案是：

一種基于adpss的分布式潮流控制器建模及仿真方法，包括以下步驟：

1)在adpss/etsdac仿真環(huán)境下搭建雙回線輸電系統仿真模型，送電端電壓為vs，受電端電壓為vr，輸電線路首末端的y-△變壓器分別為t1和t2，第一輸電線路的阻抗為xl1，第二輸電線路的阻抗為xl2，其中第一輸電線路上裝有分布式潮流控制器串聯側變流器模型，并聯側三相變流器與送電端通過變壓器tsh相連；

2)在adpss/etsdac仿真環(huán)境下利用udm功能模塊，采用等效電壓源，搭建串聯側變流器等效數學模型，串聯側變流器等效數學模型一方面用于在并聯側發(fā)出三次諧波，使其自身直流電容電壓能夠維持穩(wěn)定，另一方面用于根據系統對基頻有功功率需求的響應，來產生相應的基頻電壓，從而控制線路有功功率；

3)在adpss/etsdac仿真環(huán)境下利用udm功能，采用mmc平均值模型，搭建并聯側變流器等效數學模型，并聯側由于只表現基波等效電壓源的特性，因此只搭建并聯側三相變流器部分，從外特性上來看，相當于搭建一個mmc-statcom平均值模型。

按上述方案，所述步驟2)搭建串聯側變流器等效數學模型具體包括以下步驟：

2.1)分別將接入在被控線路的各相中的串聯側變流器等效為一個單相基波可控電壓源和一個單相三次諧波可控電壓源串聯而成的等效數學模型；由于每一相的串聯側變流器的等效數學模型搭建過程都相同，因此以其中的某一相為例，建立串聯側變流器等效數學模型；

2.2)串聯側等效數學模型數學關系的推導，具體如下：

由于串聯側變流器向系統注入的電壓vse存在基波和三次諧波兩種頻率的電壓分量，因此vse表示為：

其中，為串聯側變流器向系統注入的基波電壓，為串聯側變流器向系統注入的三次諧波電壓；將分解成與首端母線電壓同相的橫軸分量和與首端母線電壓垂直的縱軸分量通過改變和的幅值，控制所在輸電線路的潮流；將分解成與輸電線路中三次諧波電流同相的橫軸分量和與輸電線路三次諧波電流垂直的縱軸分量通過改變和的幅值，控制調節(jié)串聯側的三次諧波有功功率和無功功率；

串聯側變流器向系統注入的電壓分量與串聯側直流電容電壓的數學關系如下所示：

式中kse為串聯側耦合變壓器的變比，θse1、θse3、mse1、mse3分別為控制器產生的串聯側基波的相角、三次諧波的相角、基波的調制比信號、三次諧波的調制比信號，vse,dc為串聯側直流電容電壓；

串聯側吸收的有功功率pse表示為：

式中為串聯側產生的基波電壓與線路基波電流的相角差，為串聯側產生的三次諧波電壓與線路三次諧波電流的相角差，i1、i3分別為輸電線路上的相電流的基波、三次諧波的電流分量；

忽略變流器開關和耦合變壓器損耗，串聯側變流器吸收的有功功率pse用串聯側直流電容儲存的功率pdc表示，得到如下所示的功率平衡方程：

pse＝pdc(5)

綜合上面的關系式，推導出單相串聯側變流器等效數學模型如下所示：

2.3)完成了單相串聯側變流器等效數學模型數學公式的推導之后，進行控制方案的設計，包括單相串聯側變流器有功功率無功功率控制模型的搭建、單相串聯側變流器直流電容電壓控制模型的搭建：

2.3.1)搭建三個單相串聯側變流器有功功率無功功率控制模型，各相有功功率的目標值pref1、pref2、pref3分別和各相線路上實際的有功功率p1、p2、p3進行比較得到誤差信號δp1、δp2、δp3，各相無功功率的目標值qref1、qref2、qref3和各相線路上實際的無功功率q1、q2、q3進行比較得到誤差信號δq1、δq2、δq3，誤差信號分別經過pi控制器之后，最終得到與首端母線電壓同相的橫軸分量和與首端母線電壓垂直的縱軸分量再經過幅值與相角的計算，就得出三個單相串聯側基波可控電壓源分別需要的電壓幅值vse1a、vse1b、vse1c和電壓相角θse1a、θse1b、θse1c，使得各相線路上實際的有功功率p1、p2、p3和無功功率q1、q2、q3分別穩(wěn)定在有功功率的目標值pref1、pref2、pref3和無功功率的目標值qref1、qref2、qref3附近；

2.3.2)搭建三個單相串聯側變流器直流電容電壓控制模型，給定串聯側直流電容電壓目標值為vdcseref，分別與三個單相實際值vdcsea、vdcseb、vdcsec比較得到誤差信號δvdcsea、δvdcseb、δvdcsec，誤差信號δvdcsea、δvdcseb、δvdcsec分別通過pi控制器之后，最終得到與輸電線路中三次諧波電流同相的橫軸分量即用來控制的有功分量并保持無功分量的幅值始終為0，再經過幅值與相角的計算，得到三個單相串聯側三次諧波可控電壓源所需要的電壓幅值vse3a、vse3b、vse3c和電壓相角θse3a、θse3b、θse3c，使得三個單相實際值vdcsea、vdcseb、vdcsec穩(wěn)定在目標值vdcseref附近。

按上述方案，所述步驟3)搭建并聯側變流器等效數學模型具體包括以下步驟：

3.1)并聯側系統無功功率qsh和并聯側直流電容電壓vdcsh是并聯側變流器等效數學模型的控制目標，根據并聯側橋臂子模塊個數n，將dpfc并聯側三相變流器的6個橋臂輸出等效為6個可控電壓源，結合最近電平逼近策略給出可控電壓源需要的信號，mmc平均值模型在得出每相上下橋臂的投入子模塊個數后，乘以每個子模塊的平均電壓uc，即為vdcsh/n，n為并聯側橋臂子模塊個數，得到6個可控電壓源的電壓輸出；

3.2)并聯側等效數學模型數學關系的推導，具體如下：

分布式潮流控制器并聯側變流器在abc坐標系下的數學模型，如式(7)所示：

式中l(wèi)＝lt+ls/2，ua、ub、uc和ia、ia、ia分別表示并聯側交流系統的三相交流電壓和三相交流電流，ea、eb、ec分別為并聯側變流器的三相交流輸出電壓，rt、lt分別為并聯側換流變壓器的等效電阻和等效電感，ls為并聯側變流器的橋臂電感；

設定j＝a,b,c，對于某j相的上橋臂和下橋臂電路進行數學分析，得到：

式中，vj上橋臂、vj下橋臂分別為某j相的上、下橋臂對應的可控電壓源需要的輸出電壓信號，將式(8)中的兩式相加，即得到ej的表達式為：

公式(7)和(9)是并聯側變流器對于三相靜止坐標系的動態(tài)數學模型，描述了其并聯側變流器的動態(tài)特性，但是正弦形式的交流并不適合控制器的設計，因此對公式(7)進行dq軸坐標變換，經整理得到并聯側變流器在dq軸下的數學模型：

式中ud、uq分別為并聯側接入點電壓在dq軸坐標系下的d軸分量和q軸分量，ed、eq分別為并聯側可控輸出電壓的d軸分量和q軸分量，id和iq分別為流入并聯側變流器的電流的d軸和q軸分量，ω為并聯側交流系統的角頻率，公式(10)即為并聯側變流器等效數學模型；

3.3)完成了并聯側變流器等效數學模型數學公式的推導之后，進行控制方案的設計，包括并聯側直流電容電壓控制模塊的搭建、并聯側系統無功功率控制模塊的搭建、最近電平逼近控制模塊的搭建：

3.3.1)首先搭建并聯側直流電容電壓控制模塊，該模塊由直流電容電壓外環(huán)控制模塊和d軸內環(huán)電流控制模塊兩個部分組成：

設計直流電容電壓外環(huán)控制模塊，通過給定并聯側直流電容電壓目標值vdcshref，和實際測得的并聯側直流電容電壓vdcsh進行比較得到誤差信號δvdcsh，然后誤差信號δvdcsh通過外環(huán)pi控制器得到d軸電流分量參考值idref；

設計d軸內環(huán)電流控制模塊，通過直流電容電壓外環(huán)控制模塊給出的d軸電流分量參考值idref，和實際測得的d軸電流分量id進行比較得到誤差信號δid，然后誤差信號δid通過內環(huán)pi控制器得到d軸電壓分量vd；

3.3.2)然后搭建并聯側系統無功功率控制模塊，該模塊由無功功率外環(huán)控制模塊和q軸內環(huán)電流控制模塊兩個部分組成：

設計無功功率外環(huán)控制模塊，通過并聯側系統無功功率目標值qshref和并聯側系統無功功率qsh進行比較得到誤差信號δqsh，然后誤差信號δqsh通過外環(huán)pi控制器得到q軸電流分量參考值iqref；

設計q軸內環(huán)電流控制模塊，由無功功率外環(huán)控制模塊給出的q軸電流分量參考值iqref，和實際測得的q軸電流分量iq進行比較得到誤差信號δiq，然后誤差信號δiq通過內環(huán)pi控制器得到q軸電壓分量vq；

3.3.3)最后搭建最近電平逼近模塊，理想情況下，不計控制器計算時間和觸發(fā)延遲，并且忽略子模塊的電容電壓波動，子模塊的電容電壓均為uc，根據最近電平逼近的原理，將從并聯側直流電容電壓控制模塊得到的d軸電壓分量vd、并聯側系統無功功率控制模塊得到的q軸電壓分量vq，經過派克反變換得到三相調制電壓varef、vbref、vcref，根據并聯側橋臂子模塊個數n，計算得到并聯側變流器的上、下橋臂參考電壓，再分別除以子模塊的電容電壓uc，然后取整，則得到各相上橋臂、下橋臂需要投入的子模塊個數；

由于子模塊的電容電壓均為uc，根據各相上橋臂、下橋臂需要投入的子模塊個數，計算得到并聯側三相變流器6個橋臂對應的6個可控電壓源需要的輸出電壓信號，即va上橋臂、va下橋臂、vb上橋臂、vb下橋臂、vc上橋臂、vc下橋臂，從而使qsh穩(wěn)定在目標值qshref附近，并且使vdcsh穩(wěn)定在目標值vdcshref附近。

按上述方案，上述步驟3.3.1)中設計直流電容電壓外環(huán)控制模塊時，如果vdcsh低于vdcshref，外環(huán)pi控制器增大idref，通過對并聯側直流電容充電從而升高并聯側直流電容電壓；如果vdcsh高于vdcshref，外環(huán)pi控制減小idref，通過對并聯側直流電容放電從而降低并聯側直流電容電壓；在變流器的容量范圍內，并聯側直流電容電壓vdcsh被控制在目標值vdcshref附近。

與現有技術相比，本發(fā)明具有如下有益效果：

1、本發(fā)明實現分布式潮流控制器在adpss平臺上的電磁暫態(tài)仿真，充分利用了adpss/etsdac仿真效率高、計算精度高，在高壓直流輸電、facts控制器的設計、電力系統諧波分析和電力電子領域的強大仿真計算功能的優(yōu)點，彌補了分布式潮流控制器在adpss/etsdac軟件中建模仿真的空白；

2、adpss將pscad/emtdc技術與psasp技術融合，能體現facts的詳細動態(tài)過程及動態(tài)特性，在保證dpfc仿真精度的同時縮短了仿真時間，在保證仿真規(guī)模的前提下，反應了dpfc裝置的動靜態(tài)特性以及對系統潮流的調控功能，是dpfc推廣應用的前提；

2、仿真結果與理論一致，能應用在柔性輸電的規(guī)劃、設計、建設過程中，為系統調試和實際運行提供快速準確的技術支持；

3、本發(fā)明搭建的電磁暫態(tài)等效數學模型可進行封裝和圖符定制，界面美觀便于用戶操作。

附圖說明

圖1為分布式潮流控制器在adpss/etsdac中的仿真示意圖；

圖2為基于adpss/etsdac的單相串聯側等效仿真模型圖；

圖3為基于adpss/etsdac的單相串聯側變流器有功功率無功功率控制模型圖；

圖4為基于adpss/etsdac的單相串聯側變流器電容電壓控制模型圖；

圖5為基于adpss/etsdac的并聯側等效仿真模型圖；

圖6為并聯側直流電容電壓控制模塊的直流電容電壓外環(huán)控制模塊示意圖；

圖7為并聯側直流電容電壓控制模塊的d軸內環(huán)電流控制模塊示意圖；

圖8為并聯側系統無功功率控制模塊的無功功率外環(huán)控制模塊示意圖；

圖9為并聯側系統無功功率控制模塊的q軸內環(huán)電流控制模塊示意圖；

圖10為基于adpss/etsdac的最近電平逼近模型圖；

圖11(a)為實施例中并聯側輸電線路無功功率仿真波形圖；

圖11(b)為實施例中并聯側直流電容電壓仿真波形圖；

圖11(c)為實施例中串聯側直流電容電壓仿真波形圖；

圖11(d)為實施例中串聯側a相線路有功功率變化的仿真波形圖；

圖11(e)為實施例中串聯側a相線路無功功率變化的仿真波形圖；

圖11(f)為實施例中串聯側b相線路有功功率變化的仿真波形圖；

圖11(g)為實施例中串聯側b相線路無功功率變化的仿真波形圖；

圖11(h)為實施例中串聯側c相線路有功功率變化的仿真波形圖；

圖11(i)為實施例中串聯側c相線路無功功率變化的仿真波形圖。

具體實施方式

下面結合具體實例和附圖對本發(fā)明做進一步說明。

本發(fā)明的目的是提出一種基于adpss的分布式潮流控制器(dpfc)建模方法，研究既能保證dpfc仿真精度，又能兼顧仿真規(guī)模的建模仿真方法，為dpfc裝置能夠在實際電網安全穩(wěn)定運行提供更可靠更全面更精細的理論支持，實施步驟如下：

1)如圖1所示，在adpss/etsdac仿真環(huán)境下搭建雙回線輸電系統仿真模型，送電端電壓為vs，受電端電壓為vr，輸電線路首末端的y-△變壓器分別為t1和t2，輸電線路1的阻抗為xl1，輸電線路2的阻抗為xl2，其中輸電線路1上裝有分布式潮流控制器串聯側變流器模型，并聯側三相變流器與送電端通過變壓器tsh相連；

該仿真模型線路上各元件的參數如下：兩條輸電線路的等效阻抗相等，且有zl＝xl1＝xl2＝4∠86°＝0.279+j3.99ω，輸電線路電感：l1＝l2＝0.0509h；設定送電端電壓vs的額定電壓(線電壓有效值)為1.2kv，容量為100mva，初相角20°；受電端電壓(無窮大電源端)vr的額定電壓(線電壓有效值)為1.2kv，初相角0°；t1、t2變壓器變比均為1kv/1kv，容量為100mva，y-△接法(y側中性點接地)；tsh變壓器變比為1kv/1kv，容量為100mva；并聯側變流器公共直流電容額定電壓設定為400v；考慮到仿真效率，在不影響觀測分布式潮流控制器控制效果的前提下，搭建一組串聯側，串聯側單相變壓器的變比為1kv/1kv，容量為100mva，串聯變流器直流電容額定電壓設定為145v；

2)如圖2所示，在adpss/etsdac仿真環(huán)境下利用adpss/etsdac的udm功能模塊對dpfc裝置進行適當的簡化，采用等效電壓源，搭建串聯側變流器等效數學模型，串聯側變流器等效數學模型有兩個方面的作用，一方面是在并聯側發(fā)出三次諧波，使其自身直流電容電壓能夠維持穩(wěn)定，另一方面根據系統對基頻有功功率需求的響應，來產生相應的基頻電壓，從而控制線路有功功率；搭建具體包括以下步驟：

2.1)為了便于進行研究分析，將串聯側裝置中的開關管、耦合變壓器均視為理想器件，同時忽略逆變過程中出現的開關損耗；分別將接入在被控線路的各相中的串聯側變流器等效為一個單相基波可控電壓源和一個單相三次諧波可控電壓源串聯而成的等效數學模型；由于每一相的串聯側變流器的等效數學模型搭建過程都相同，因此以其中的某一相為例，建立串聯側變流器等效數學模型，如圖2所示；

2.2)串聯側等效數學模型數學關系的推導，具體如下：

由于串聯側變流器向系統注入的電壓vse存在基波和三次諧波兩種頻率的電壓分量，因此vse表示為式(1)所示；將分解成與首端母線電壓同相的橫軸分量和與首端母線電壓垂直的縱軸分量通過改變和的幅值，控制所在輸電線路的潮流，串聯側吸收的基波功率隨著線路潮流的變化而變化，因而通過控制串聯側諧波功率來控制串聯側與系統交換的總有公共功率；

將分解成與輸電線路中三次諧波電流同相的橫軸分量和與輸電線路三次諧波電流垂直的縱軸分量通過改變和的幅值，控制調節(jié)串聯側的三次諧波有功功率和無功功率；在實際應用中，串聯側變流器只需要吸收三次諧波有功功率，無功功率的吸收會造成串聯側變流器不必要的損耗，因此將縱軸分量的幅值始終設定為0；

由于串聯側變流器內部依然是采用spwm控制技術的vsc電路，所以串聯側變流器向系統注入的電壓幅值與串聯側直流電容電壓的數學關系如式(2)～式(3)所示；

由于串聯側直流電容電壓主要反映串聯側有功功率變化情況，所以串聯側吸收的有功功率pse表示為式(4)所示；

由于忽略了變流器開關和耦合變壓器損耗，得到如式(5)所示的功率平衡方程；

綜合上面的關系式，推導出單相串聯側變流器等效數學模型如式(6)所示；

2.3)完成了單相串聯側變流器等效數學模型數學公式的推導之后，就需要進行對其控制方案的設計，包括單相串聯側變流器有功功率無功功率控制模型的搭建、單相串聯側變流器直流電容電壓控制模型的搭建：

2.3.1)如圖3所示，搭建三個單相串聯側變流器有功功率無功功率控制模型，各相有功功率的目標值pref1、pref2、pref3分別和各相線路上實際的有功功率p1、p2、p3進行比較得到誤差信號δp1、δp2、δp3，各相無功功率的目標值qref1、qref2、qref3和各相線路上實際的無功功率q1、q2、q3進行比較得到誤差信號δq1、δq2、δq3，誤差信號分別經過pi控制器之后，最終得到與首端母線電壓同相的橫軸分量和與首端母線電壓垂直的縱軸分量再經過幅值與相角的計算，就得出三個單相串聯側基波可控電壓源分別需要的電壓幅值vse1a、vse1b、vse1c和電壓相角θse1a、θse1b、θse1c，使得各相線路上實際的有功功率p1、p2、p3和無功功率q1、q2、q3分別穩(wěn)定在有功功率的目標值pref1、pref2、pref3和無功功率的目標值qref1、qref2、qref3附近；

2.3.2)如圖4所示，搭建三個單相串聯側變流器直流電容電壓控制模型，給定串聯側直流電容電壓目標值為vdcseref，分別與三個單相實際值vdcsea、vdcseb、vdcsec比較得到誤差信號δvdcsea、δvdcseb、δvdcsec，誤差信號δvdcsea、δvdcseb、δvdcsec分別通過pi控制器之后，最終得到與輸電線路中三次諧波電流同相的橫軸分量即用來控制的有功分量并保持無功分量的幅值始終為0，再經過幅值與相角的計算，得到三個單相串聯側三次諧波可控電壓源所需要的電壓幅值vse3a、vse3b、vse3c和電壓相角θse3a、θse3b、θse3c，使得三個單相實際值vdcsea、vdcseb、vdcsec穩(wěn)定在目標值vdcseref附近；

3)如圖5所示，由于在串聯側等效電壓源的搭建過程中，已經表現了三次諧波電流發(fā)出，所以在并聯側等效電壓源的搭建中，只需表現基波等效電壓源的特性，在對分布式潮流控制器的研究中，逐漸將分布式潮流控制器中的vsc電路改為mmc是dpfc走向工業(yè)化的必經之路，因此在adpss/etsdac仿真環(huán)境下利用udm功能，采用mmc平均值模型，搭建并聯側變流器等效數學模型，從外特性上來看，相當于搭建一個mmc-statcom平均值模型，本實施例中的mmc平均值模型，給定其電平數為251電平；平均值模型不再詳細考慮開關元件，主要關注系統的外部特性，忽略mmc子模塊的內部差異，將mmc對電力系統的影響用可控電壓源進行建模，平均值模型的基本思路是忽略均壓排序和環(huán)流抑制的影響，認為所有的子模塊內部變量已經很好的被控制，所有子模塊電容電壓都完全平衡，同時每一相中的二倍頻電流也被有效抑制，具體包括以下步驟：

3.1)分布式潮流控制器并聯側由于只表現基波等效電壓源的特性，因此只搭建并聯側三相變流器部分，并聯側橋臂子模塊個數n為250個，系統無功功率qsh和公共直流電容電壓vdcsh是其控制目標，將dpfc并聯側三相變流器的6個橋臂輸出等效為6個可控電壓源，結合最近電平逼近策略給出可控電壓源需要的信號，與mmc詳細模型考慮子模塊電容電壓的特點不同，mmc平均值模型是在得出每相上下橋臂的投入子模塊個數后，乘以每個子模塊的平均電壓udc/n，得到6個可控電壓源的電壓輸出；

3.2)并聯側等效數學模型數學關系的推導，具體如下：

如圖5所示，分布式潮流控制器并聯側變流器在abc坐標系下的數學模型，如式(7)所示；設定j＝a,b,c，對于某j相的上橋臂和下橋臂電路進行數學分析，如式(8)所示；將式(8)中的兩式相加，即得到ej的表達式如式(9)所示；

公式(7)和(9)是并聯側變流器對于三相靜止坐標系的動態(tài)數學模型，描述了其并聯側變流器的動態(tài)特性，但是正弦形式的交流并不適合控制器的設計，因此對公式(7)進行dq軸坐標變換，通過派克變換矩陣，經整理得到并聯側變流器在dq軸下的數學模型如式(10)所示，公式(10)即為并聯側變流器等效數學模型；

3.3)完成了并聯側變流器等效數學模型數學公式的推導之后，就需要進行對其控制方案的設計，包括并聯側直流電容電壓控制模塊的搭建、并聯側系統無功功率控制模塊的搭建、最近電平逼近控制模塊的搭建：

3.3.1)如圖6～圖7所示，首先搭建并聯側直流電容電壓控制模塊，該模塊由直流電容電壓外環(huán)控制模塊和d軸內環(huán)電流控制模塊兩個部分組成：

如圖6所示，設計直流電容電壓外環(huán)控制模塊，通過給定并聯側直流電容電壓目標值vdcshref，和實際測得的并聯側直流電容電壓vdcsh進行比較得到誤差信號δvdcsh，然后誤差信號δvdcsh通過外環(huán)pi控制器得到d軸電流分量參考值idref，即如果vdcsh低于vdcshref，外環(huán)pi控制器增大idref，通過對并聯側直流電容充電從而升高并聯側直流電容電壓；如果vdcsh高于vdcshref，外環(huán)pi控制減小idref，通過對并聯側直流電容放電從而降低并聯側直流電容電壓；在變流器的容量范圍內，通過這樣的控制方式，并聯側直流電容電壓vdcsh能夠被控制在目標值vdcshref附近；

如圖7所示，設計d軸內環(huán)電流控制模塊，通過直流電容電壓外環(huán)控制模塊給出的d軸電流分量參考值idref，和實際測得的d軸電流分量id進行比較得到誤差信號δid，然后誤差信號δid通過內環(huán)pi控制器得到d軸電壓分量vd；

3.3.2)如圖8～圖9所示，然后搭建并聯側系統無功功率控制模塊，該模塊由無功功率外環(huán)控制模塊和q軸內環(huán)電流控制模塊兩個部分組成：

如圖8所示，設計無功功率外環(huán)控制模塊，通過并聯側系統無功功率目標值qshref和并聯側系統無功功率qsh進行比較得到誤差信號δqsh，然后誤差信號δqsh通過外環(huán)pi控制器得到q軸電流分量參考值iqref；

如圖9所示，設計q軸內環(huán)電流控制模塊，由無功功率外環(huán)控制模塊給出的q軸電流分量參考值iqref，和實際測得的q軸電流分量iq進行比較得到誤差信號δiq，然后誤差信號δiq通過內環(huán)pi控制器得到q軸電壓分量vq；

3.3.3)如圖10所示，最后搭建最近電平逼近模塊，理想情況下，不計控制器計算時間和觸發(fā)延遲，并且忽略子模塊的電容電壓波動，子模塊的電容電壓均為uc，即為vdcsh/n。根據最近電平逼近的原理，將從并聯側直流電容電壓控制模塊得到的d軸電壓分量vd、并聯側系統無功功率控制模塊得到的q軸電壓分量vq，經過派克反變換得到三相調制電壓varef、vbref、vcref(三個參數提供給最近電平逼近模塊)，根據并聯側橋臂子模塊個數n，計算得到并聯側變流器的上、下橋臂參考電壓，再分別除以子模塊的電容電壓uc，然后取整，則得到各相上橋臂、下橋臂需要投入的子模塊個數；

由于子模塊的電容電壓均為uc，根據各相上橋臂、下橋臂需要投入的子模塊個數，計算得到并聯側三相變流器6個橋臂對應的6個可控電壓源需要的輸出電壓信號，即va上橋臂、va下橋臂、vb上橋臂、vb下橋臂、vc上橋臂、vc下橋臂，從而使qsh穩(wěn)定在目標值qshref附近，并且使vdcsh穩(wěn)定在目標值vdcshref附近。

在adpss/etsdac仿真環(huán)境下完成模型搭建后，仿真并分析結果。在adpss/etsdac仿真環(huán)境下完成模型搭建后，需要設定好控制目標值。對于并聯側直流電容電壓目標值vdcshref在0s至5s期間，為400v，在5s之后為380v。對于并聯側輸電線路無功功率目標值qshref在0s至2s期間為-2kvar，在2s之后為-5kvar。串聯側直流電容電壓目標值設定為145v。對于被控線路a相有功功率目標值prefa在0s至8s期間，為4.1kw，在8s至11秒期間，為4kw，在11s之后為3.8kw；被控線路b相有功功率目標值prefb在0s至8s期間，為4.1kw，在8s至11秒期間，為4.4kw，在11s之后為4.2kw；被控線路c相有功功率目標值prefc在0s至8s期間，為4.1kw，在8s至11秒期間，為4.4kw，在11s之后為4.2kw。對于被控線路a、b、c三相的無功功率目標值qref分別均始終為-1kvar。

設定好目標值后，開始進行仿真實驗，1s時將并聯側投入，并聯側直流電容按照設定的并聯側直流電容電壓目標值建壓，三相變流器發(fā)出調節(jié)輸出的無功功率，使得并聯側輸電線路無功功率，在0s至2s期間穩(wěn)定在-2kvar附近，在2s之后穩(wěn)定在-5kvar附近，通過維持并聯側輸電線路無功功率的穩(wěn)定，間接達到了控制并聯側母線電壓恒定的控制目標，如圖11(a)所示；并聯側直流電容電壓，在0s至5s期間，穩(wěn)定在400v附近，在5s之后穩(wěn)定在380v附近，達到了分布式潮流控制器并聯側控制的控制目標之一，如圖11(b)所示；2.5s至5s期間，分布式潮流控制器串聯側變流器并未投入到功率調節(jié)的狀態(tài)，只是利用線路上的三次諧波為其直流電容建壓，串聯側直流電容電壓上升，經過2.5s的調節(jié)過程串聯側直流電容電壓穩(wěn)定在145v附近，串聯側變流器吸收三次諧波有功功率維持直流電容電壓為恒定值，這達到了串聯側控制的一個目標，如圖11(c)所示；5s時，將分布式潮流控制器串聯側變流器投入到功率調節(jié)狀態(tài)，abc三個單相串聯側分別開始按照各自的有功功率調節(jié)的指令、無功功率調節(jié)的指令發(fā)出基波，a相有功功率經過0.3s的調節(jié)過程由初始潮流3.81kw調節(jié)至4.1kw，b相有功功率經過0.3s的調節(jié)過程由初始潮流3.81kw調節(jié)至4.1kw，c相有功功率經過0.3s的調節(jié)過程由初始潮流3.81kw調節(jié)至4.1kw，三相的無功功率基本穩(wěn)定在-1kvar附近；8s時，線路有功功率進行第二次調節(jié)，經過0.4s的過渡過程，a相有功功率由4.1kw下降至4kw，b相有功功率由4.1kw升高至4.4kw，c相有功功率由4.1kw升高至4.4kw，三相的無功功率基本穩(wěn)定在-1kvar附近；11s時線路有功進行第三次調節(jié)，經過0.6s的調節(jié)過程a相有功功率由4kw下降至3.8kw，b相有功功率由4.4kw降低至4.2kw，c相有功功率由4.4kw降低至4.2kw，三相的無功功率基本穩(wěn)定在-1kvar附近。a相線路有功功率變化的仿真波形如圖11(d)所示，a相線路無功功率變化的仿真波形如圖11(e)所示；b相線路有功功率變化的仿真波形如圖11(f)所示，b相線路無功功率變化的仿真波形如圖11(g)所示；c相線路有功功率變化的仿真波形如圖11(h)所示，c相線路無功功率變化的仿真波形如圖11(i)所示。

從上面的仿真結果可以看到，線路末端的有功功率、無功功率均能夠較好的跟隨有功需求的指令、無功需求的指令進行變化，除卻超調，有功功率的波動率在3％以內，無功功率基本穩(wěn)定在目標值附近；串并聯側直流電容電壓在功率變化期間能基本保持恒定，電壓的波動率在2％以內，與理論值基本一致。

以上所述之實施例子只為本發(fā)明之較佳實施例，并非以此限制本發(fā)明的實施范圍，故凡依本發(fā)明是形狀、原理所作的變化，均應涵蓋在本發(fā)明的保護范圍內。