本發(fā)明涉及信號(hào)處理裝置、濾波器、用于控制電力轉(zhuǎn)換電路的輸出或輸入的控制電路、使用有該控制電路的系統(tǒng)連接(鏈接)逆變器系統(tǒng)和pwm轉(zhuǎn)換器(converter)系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

當(dāng)前，正在開(kāi)發(fā)將由太陽(yáng)能電池等生成的直流電力轉(zhuǎn)換為交流電力并供給到電力系統(tǒng)的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)(系統(tǒng)連系インバータシステム)。

圖36是用于說(shuō)明現(xiàn)有的一般系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的框圖。

系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a100是將直流電源1生成的電力轉(zhuǎn)換后供給到三相電力系統(tǒng)b的系統(tǒng)。另外，以下將3個(gè)相記設(shè)為u相、v相和w相。

逆變器電路2通過(guò)開(kāi)關(guān)元件(未圖示)的開(kāi)關(guān)，將從直流電源1輸入的直流電壓轉(zhuǎn)換為交流電壓。濾波器電路3去除包含于從逆變器電路2輸出的交流電壓中的開(kāi)關(guān)頻率成分。變壓電路4將從濾波器電路3輸出的交流電壓升壓(或者降壓)到電力系統(tǒng)b的系統(tǒng)電壓。控制電路7被輸入電流傳感器5檢測(cè)出的電流信號(hào)和電壓傳感器6檢測(cè)出的電壓信號(hào)，根據(jù)這些信號(hào)生成pwm信號(hào)并輸出到逆變器電路2。逆變器電路2基于從控制電路7輸入的pwm信號(hào)，進(jìn)行開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)。

圖37是用于說(shuō)明控制電路7的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的框圖。

從電流傳感器5輸入的各相的電流信號(hào)被輸入到三相/二相轉(zhuǎn)換部73。

三相/二相轉(zhuǎn)換部73進(jìn)行所謂的三相/二相轉(zhuǎn)換處理(αβ轉(zhuǎn)換處理)。所謂三相/二相轉(zhuǎn)換處理，是將三相的交流信號(hào)轉(zhuǎn)換為與其等效的二相的交流信號(hào)的處理，通過(guò)將三相的交流信號(hào)分別分解成在靜止的正交坐標(biāo)系(以下，稱為“靜止坐標(biāo)系”。)正交的α軸和β軸的成分并將各軸的成分相加，而轉(zhuǎn)換為α軸成分的交流信號(hào)和β軸成分的交流信號(hào)。三相/二相轉(zhuǎn)換部73將被輸入的3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw轉(zhuǎn)換為α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ，并輸出到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部78。

在三相/二相轉(zhuǎn)換部73進(jìn)行的轉(zhuǎn)換處理能夠用下述(1)式所示的行列式表現(xiàn)。

旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部78進(jìn)行所謂的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理(dq轉(zhuǎn)換處理)。所謂旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理，是將靜止坐標(biāo)系的二相的信號(hào)轉(zhuǎn)換為旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的二相的信號(hào)的處理。旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系具有正交的d軸和q軸，是按照與電力系統(tǒng)b的系統(tǒng)電壓的基波相同的角速度，沿著相同的旋轉(zhuǎn)方向旋轉(zhuǎn)的正交坐標(biāo)系。旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部78基于相位檢測(cè)部71檢測(cè)出的系統(tǒng)電壓的基波的相位θ，將從三相/二相轉(zhuǎn)換部73輸入的靜止坐標(biāo)系的α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ轉(zhuǎn)換為旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸電流信號(hào)id和q軸電流信號(hào)iq后輸出。

由旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部78進(jìn)行的轉(zhuǎn)換處理用下述(2)式所示的行列式表現(xiàn)。

lpf74a和lpf75a是低通濾波器，分別僅使d軸電流信號(hào)id和q軸電流信號(hào)iq的直流成分通過(guò)。通過(guò)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理，α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ的基波成分分別被轉(zhuǎn)換為d軸電流信號(hào)id和q軸電流信號(hào)iq的直流成分。pi控制部74b和pi控制部75b分別基于d軸電流信號(hào)id和q軸電流信號(hào)iq的直流成分與其目標(biāo)值的偏差，進(jìn)行pi控制(比例積分控制)，輸出校正值信號(hào)xd、xq。因?yàn)樽鳛槟繕?biāo)值能夠使用直流成分，所以pi控制部74b和pi控制部75b能夠進(jìn)行高精度的控制。

靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部79將分別從pi控制部74b和pi控制部75b輸入的校正值信號(hào)xd、xq轉(zhuǎn)換為靜止坐標(biāo)系的2個(gè)校正值信號(hào)xα、xβ，進(jìn)行與旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部78相反的轉(zhuǎn)換處理。靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部79進(jìn)行所謂的靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理(反dq轉(zhuǎn)換處理)，基于相位θ，將旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的校正值信號(hào)xd、xq轉(zhuǎn)換為靜止坐標(biāo)系的校正值信號(hào)xα、xβ。

在靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部79進(jìn)行的轉(zhuǎn)換處理用下述(3)式所示的行列式表現(xiàn)。

二相/三相轉(zhuǎn)換部76將從靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部79輸入的校正值信號(hào)xα、xβ轉(zhuǎn)換為3個(gè)校正值信號(hào)xu、xv、xw。二相/三相轉(zhuǎn)換部76進(jìn)行所謂的二相/三相轉(zhuǎn)換處理(反αβ轉(zhuǎn)換處理)，進(jìn)行與三相/二相轉(zhuǎn)換部73相反的轉(zhuǎn)換處理。

在二相/三相轉(zhuǎn)換部76進(jìn)行的轉(zhuǎn)換處理用下述(4)式所示的行列式表現(xiàn)。

pwm信號(hào)生成單元77基于二相/三相轉(zhuǎn)換部76輸出的校正值信號(hào)xu、xv、xw，生成并輸出pwm信號(hào)。

先行技術(shù)文獻(xiàn)

專利文獻(xiàn)

[專利文獻(xiàn)1]日本特開(kāi)2009－44897號(hào)公報(bào)

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

發(fā)明要解決的課題

然而，設(shè)計(jì)控制電路7的控制系統(tǒng)具有需要很大的勞力這樣的問(wèn)題。在最近的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)中，對(duì)于瞬時(shí)降低在規(guī)定的時(shí)間內(nèi)使輸出恢復(fù)等的控制上要求高速的響應(yīng)性。為了設(shè)計(jì)滿足這種要求的控制系統(tǒng)，需要優(yōu)化設(shè)計(jì)lpf74a和lpf75a的參數(shù)或者pi控制部74b和pi控制部75b的比例增益和積分增益。但是，由于旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部78和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部79進(jìn)行非線性時(shí)變處理，因此不能夠使用線性控制理論設(shè)計(jì)控制系統(tǒng)。另外，由于控制系統(tǒng)包括非線性時(shí)變處理，因此也不能夠進(jìn)行系統(tǒng)分析。

本發(fā)明是鑒于上述的情況考慮出來(lái)的，其目的在于提供一種信號(hào)處理裝置，該信號(hào)處理裝置進(jìn)行與在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行規(guī)定的處理、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理相同的處理，并且該處理具有線性和時(shí)不變性。

用于解決課題的方法

為了解決上述課題，在本發(fā)明中采取了以下的技術(shù)方法。

由本發(fā)明的第一方面提供的信號(hào)處理裝置的特征在于：通過(guò)利用第一傳遞函數(shù)對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，生成輸出信號(hào)，在將表示規(guī)定的處理的傳遞函數(shù)設(shè)為f(s)，將規(guī)定的角頻率設(shè)為ω0，將虛數(shù)單位設(shè)為j的情況下，上述第一傳遞函數(shù)為

由本發(fā)明的第二方面提供的信號(hào)處理裝置的特征在于：上述信號(hào)處理裝置被輸入第一輸入信號(hào)和第二輸入信號(hào)，輸出第一輸出信號(hào)和第二輸出信號(hào)，利用第一傳遞函數(shù)對(duì)上述第一輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用第二傳遞函數(shù)對(duì)上述第二輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，通過(guò)將這兩個(gè)上述信號(hào)處理的結(jié)果相加而生成上述第一輸出信號(hào)，利用第三傳遞函數(shù)對(duì)上述第一輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用上述第一傳遞函數(shù)對(duì)上述第二輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，通過(guò)將這兩個(gè)上述信號(hào)處理的結(jié)果相加而生成上述第二輸出信號(hào)，在將表示規(guī)定的處理的傳遞函數(shù)設(shè)為f(s)，將規(guī)定的角頻率設(shè)為ω0，將虛數(shù)單位設(shè)為j的情況下，上述第一傳遞函數(shù)、上述第二傳遞函數(shù)和上述第三傳遞函數(shù)分別為

由本發(fā)明的第三方面提供的信號(hào)處理裝置的特征在于：上述信號(hào)處理裝置被輸入第一輸入信號(hào)、第二輸入信號(hào)和第三輸入信號(hào)，輸出第一輸出信號(hào)、第二輸出信號(hào)和第三輸出信號(hào)，利用第一傳遞函數(shù)對(duì)上述第一輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用第二傳遞函數(shù)對(duì)上述第二輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用上述第二傳遞函數(shù)對(duì)上述第三輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，通過(guò)將這三個(gè)上述信號(hào)處理的結(jié)果相加而生成上述第一輸出信號(hào)，利用上述第二傳遞函數(shù)對(duì)上述第一輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用上述第一傳遞函數(shù)對(duì)上述第二輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用上述第二傳遞函數(shù)對(duì)上述第三輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，通過(guò)將這三個(gè)上述信號(hào)處理的結(jié)果相加而生成上述第二輸出信號(hào)，利用上述第二傳遞函數(shù)對(duì)上述第一輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用上述第二傳遞函數(shù)對(duì)上述第二輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用上述第一傳遞函數(shù)對(duì)上述第三輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，通過(guò)將這三個(gè)上述信號(hào)處理的結(jié)果相加而生成上述第三輸出信號(hào)，在將表示規(guī)定的處理的傳遞函數(shù)設(shè)為f(s)，將規(guī)定的角頻率設(shè)為ω0，將虛數(shù)單位設(shè)為j的情況下，上述第一傳遞函數(shù)和上述第二傳遞函數(shù)分別為

由本發(fā)明的第四方面提供的信號(hào)處理裝置的特征在于：上述信號(hào)處理裝置被輸入第一輸入信號(hào)、第二輸入信號(hào)和第三輸入信號(hào)，輸出第一輸出信號(hào)、第二輸出信號(hào)和第三輸出信號(hào)，利用第一傳遞函數(shù)對(duì)上述第一輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用第二傳遞函數(shù)對(duì)上述第二輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用第三傳遞函數(shù)對(duì)上述第三輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，通過(guò)將這三個(gè)上述信號(hào)處理的結(jié)果相加而生成上述第一輸出信號(hào)，利用上述第三傳遞函數(shù)對(duì)上述第一輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用上述第一傳遞函數(shù)對(duì)上述第二輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用上述第二傳遞函數(shù)對(duì)上述第三輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，通過(guò)將這三個(gè)上述信號(hào)處理的結(jié)果相加而生成上述第二輸出信號(hào)，利用上述第二傳遞函數(shù)對(duì)上述第一輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用上述第三傳遞函數(shù)對(duì)上述第二輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，利用上述第一傳遞函數(shù)對(duì)上述第三輸入信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理，通過(guò)將這三個(gè)上述信號(hào)處理的結(jié)果相加而生成上述第三輸出信號(hào)，在將表示規(guī)定的處理的傳遞函數(shù)設(shè)為f(s)，將規(guī)定的角頻率設(shè)為ω0，將虛數(shù)單位設(shè)為j的情況下，上述第一傳遞函數(shù)、上述第二傳遞函數(shù)和上述第三傳遞函數(shù)分別為

由本發(fā)明的第五方面提供的控制電路的特征在于：上述控制電路利用pwm信號(hào)控制電力轉(zhuǎn)換電路內(nèi)的多個(gè)開(kāi)關(guān)單元的驅(qū)動(dòng)，上述控制電路包括：權(quán)利要求1上述的信號(hào)處理裝置；和基于輸出信號(hào)生成pwm信號(hào)的pwm信號(hào)生成單元，其中，上述輸出信號(hào)為上述信號(hào)處理裝置的在被輸入基于上述電力轉(zhuǎn)換電路的輸出或者輸入的信號(hào)后的輸出信號(hào)。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，上述控制電路還包括將基于上述電力轉(zhuǎn)換電路的輸出或者輸入的信號(hào)轉(zhuǎn)換為第一信號(hào)和第二信號(hào)的二相轉(zhuǎn)換單元，上述pwm信號(hào)生成單元，基于上述信號(hào)處理裝置的在被輸入上述第一信號(hào)后的輸出信號(hào)和上述信號(hào)處理裝置的在被輸入上述第二信號(hào)后的輸出信號(hào)，生成pwm信號(hào)。

由本發(fā)明的第六方面提供的控制電路的特征在于：上述控制電路利用pwm信號(hào)控制電力轉(zhuǎn)換電路內(nèi)的多個(gè)開(kāi)關(guān)單元的驅(qū)動(dòng)，上述控制電路包括：將基于上述電力轉(zhuǎn)換電路的輸出或者輸入的信號(hào)轉(zhuǎn)換為第一信號(hào)和第二信號(hào)的二相轉(zhuǎn)換單元；權(quán)利要求2上述的信號(hào)處理裝置；和基于輸出信號(hào)生成pwm信號(hào)的pwm信號(hào)生成單元，其中，上述輸出信號(hào)為上述信號(hào)處理裝置的在被輸入上述第一信號(hào)和上述第二信號(hào)后的輸出信號(hào)。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，上述電力轉(zhuǎn)換電路與三相交流相關(guān)，上述二相轉(zhuǎn)換單元將基于上述電力轉(zhuǎn)換電路的三相的輸出或者輸入的信號(hào)轉(zhuǎn)換為上述第一信號(hào)和上述第二信號(hào)。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，上述電力轉(zhuǎn)換電路與單相交流相關(guān)，上述二相轉(zhuǎn)換單元生成基于上述電力轉(zhuǎn)換電路的單相的輸出或者輸入的信號(hào)作為上述第一信號(hào)，生成使上述第一信號(hào)的相位延遲90度的信號(hào)作為上述第二信號(hào)。

由本發(fā)明的第七方面提供的控制電路的特征在于：上述控制電路利用pwm信號(hào)控制與三相交流相關(guān)的電力轉(zhuǎn)換電路內(nèi)的多個(gè)開(kāi)關(guān)單元的驅(qū)動(dòng)，上述控制電路包括：本發(fā)明的第三方面或第四方面所述的信號(hào)處理裝置；和基于輸出信號(hào)生成pwm信號(hào)的pwm信號(hào)生成單元，其中，上述輸出信號(hào)為上述信號(hào)處理裝置的在被輸入基于上述電力轉(zhuǎn)換電路的輸出或者輸入的信號(hào)后的輸出信號(hào)。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，在上述信號(hào)處理裝置中，代替上述第一信號(hào)和上述第二信號(hào)，輸入上述第一信號(hào)和上述第二信號(hào)與各自的目標(biāo)值的偏差信號(hào)。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，上述基于上述電力轉(zhuǎn)換電路的輸出或者輸入的信號(hào)是從上述電力轉(zhuǎn)換電路的輸出或者輸入檢測(cè)出的信號(hào)與各自的目標(biāo)值的偏差信號(hào)。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，代替上述規(guī)定的角頻率ω0，使用作為角頻率ω0的自然數(shù)n倍的角頻率的角頻率nω0。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，上述控制電路還包括：發(fā)散判別單元，其基于從上述信號(hào)處理裝置輸出的輸出信號(hào)，判別是否控制存在發(fā)散傾向；和停止單元，其在由上述發(fā)散判別單元判別為存在發(fā)散傾向的情況下，停止上述輸出信號(hào)的輸出。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，上述控制電路還包括：發(fā)散判別單元，其基于從上述信號(hào)處理裝置輸出的輸出信號(hào)，判別是否控制存在發(fā)散傾向；和相位變更單元，其在由上述發(fā)散判別單元判別為存在發(fā)散傾向的情況下，將上述輸出信號(hào)的相位變更為控制不發(fā)散的相位。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，當(dāng)上述輸出信號(hào)超過(guò)規(guī)定的閾值時(shí)，上述發(fā)散判別單元判別為控制存在發(fā)散傾向。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，表示上述規(guī)定的處理的傳遞函數(shù)是f(s)＝ki/s(其中，ki是積分增益)。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，表示上述規(guī)定的處理的傳遞函數(shù)是f(s)＝kp+ki/s(其中，kp和ki分別是比例增益和積分增益)。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，上述基于上述電力轉(zhuǎn)換電路的輸出或者輸入的信號(hào)是檢測(cè)出輸出電流或者輸入電流的信號(hào)。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，上述基于上述電力轉(zhuǎn)換電路的輸出或者輸入的信號(hào)是檢測(cè)出輸出電壓或者輸入電壓的信號(hào)。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)使用h∞回路成形法進(jìn)行。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，上述電力轉(zhuǎn)換電路是用于生成向電力系統(tǒng)供給的交流電力的逆變器電路，上述規(guī)定的角頻率ω0為上述電力系統(tǒng)的基波的角頻率。由本發(fā)明第八方面提供的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的特征在于具備該優(yōu)選實(shí)施方式的控制電路和逆變器電路。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，上述電力轉(zhuǎn)換電路是用于驅(qū)動(dòng)電動(dòng)機(jī)的逆變器電路，上述規(guī)定的角頻率ω0為與上述電動(dòng)機(jī)的旋轉(zhuǎn)速度對(duì)應(yīng)的角頻率。

在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，上述電力轉(zhuǎn)換電路是將從電力系統(tǒng)供給的交流電力轉(zhuǎn)換為直流電力的轉(zhuǎn)換器電路，上述規(guī)定的角頻率ω0為上述電力系統(tǒng)的基波的角頻率。由本發(fā)明的第九方面提供的pwm轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)的特征在于具備該優(yōu)選實(shí)施方式的控制電路和轉(zhuǎn)換器電路。

由本發(fā)明的第十方面提供的濾波器的特征在于：上述濾波器包括權(quán)利要求1至4中任一項(xiàng)上述的信號(hào)處理裝置，表示上述規(guī)定的處理的傳遞函數(shù)為f(s)＝1/(t·s+1)(式中，t是時(shí)間常數(shù))。

由本發(fā)明的第十一方面提供的濾波器的特征在于：上述濾波器包括權(quán)利要求1至4中任一項(xiàng)上述的信號(hào)處理裝置，表示上述規(guī)定的處理的傳遞函數(shù)為f(s)＝t·s/(t·s+1)(式中，t是時(shí)間常數(shù))

由本發(fā)明的第十二方面提供的相位檢測(cè)裝置特征在于：上述相位檢測(cè)裝置檢測(cè)交流信號(hào)的基波成分的相位，上述相位檢測(cè)裝置包括本發(fā)明第十方面或第十一方面所述的濾波器，上述規(guī)定的角頻率ω0為上述交流信號(hào)的基波成分的角頻率。

本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點(diǎn)將通過(guò)參照附圖進(jìn)行的詳細(xì)說(shuō)明進(jìn)一步明確。

附圖說(shuō)明

圖1是用于說(shuō)明將伴隨旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理轉(zhuǎn)換為線性時(shí)不變的處理的方法的框圖。

圖2是用于說(shuō)明將伴隨旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理轉(zhuǎn)換為線性時(shí)不變的處理的方法的框圖，用行列式表示。

圖3是用于說(shuō)明矩陣的計(jì)算的框圖。

圖4是表示在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行pi控制，然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理的框圖。

圖5是表示在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制，然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理的框圖。

圖6是用于說(shuō)明第一實(shí)施方式的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的框圖。

圖7是用于分析作為矩陣gi的各元素的傳遞函數(shù)的波特圖。

圖8用于說(shuō)明正相部分的信號(hào)和反相部分的信號(hào)的圖。

圖9是用于說(shuō)明第二實(shí)施方式的控制電路的框圖。

圖10是用于說(shuō)明在第二實(shí)施方式進(jìn)行的模擬結(jié)果。

圖11是用于說(shuō)明第三實(shí)施方式的控制電路的框圖。

圖12是用于分析作為矩陣gpi的各元素的傳遞函數(shù)的波特圖。

圖13是用于說(shuō)明第四實(shí)施方式的控制電路的框圖。

圖14是用于說(shuō)明第五實(shí)施方式的控制電路的框圖。

圖15是用于說(shuō)明第六實(shí)施方式的三相pwm轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)的框圖。

圖16是用于說(shuō)明第七實(shí)施方式的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的框圖。

圖17是用于說(shuō)明在第八實(shí)施方式進(jìn)行的模擬結(jié)果的圖。

圖18是用于說(shuō)明在第八實(shí)施方式進(jìn)行的實(shí)驗(yàn)的結(jié)果的圖。

圖19是用于說(shuō)明在第八實(shí)施方式中進(jìn)行的實(shí)驗(yàn)的結(jié)果的圖。

圖20是用于說(shuō)明第九實(shí)施方式的控制電路的框圖。

圖21是表示連接前后的傳遞函數(shù)的一個(gè)例子的波特圖。

圖22是用于說(shuō)明第十實(shí)施方式的高諧波補(bǔ)償控制器的圖。

圖23是用于說(shuō)明第十實(shí)施方式的高諧波補(bǔ)償控制器的其它實(shí)施例的圖。

圖24是用于說(shuō)明第十一實(shí)施方式的電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)裝置的框圖。

圖25是用于說(shuō)明第十二實(shí)施方式的單相的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的框圖。

圖26是用于說(shuō)明第十三實(shí)施方式的單相的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的框圖。

圖27是用于說(shuō)明第十四實(shí)施方式的控制電路的框圖。

圖28是表示在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行低通濾波處理，然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理的框圖。

圖29是用于分析作為矩陣glpf的各元素的傳遞函數(shù)的波特圖。

圖30是表示第十五實(shí)施方式的相位檢測(cè)裝置的框結(jié)構(gòu)的一個(gè)例子的圖。

圖31是表示在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行高通濾波處理，然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理的框圖。

圖32是用于分析作為矩陣ghpf的各元素的傳遞函數(shù)的波特圖。

圖33是用于說(shuō)明第十六實(shí)施方式的基波抽出部的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的框圖。

圖34是表示第十六實(shí)施方式的基波抽出部的頻率特性的圖。

圖35是表示第十七實(shí)施方式的相位檢測(cè)裝置的框結(jié)構(gòu)的圖。

圖36是用于說(shuō)明現(xiàn)有的一般的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的框圖。

圖37是用于說(shuō)明控制電路的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的框圖。

符號(hào)的說(shuō)明

a、a”、e、e’：系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)

a’：逆變器系統(tǒng)

b：電力系統(tǒng)

c：三相pwm轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)

d：電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)裝置

l、l’：負(fù)載

m：電動(dòng)機(jī)

1：直流電源

2、2”：逆變器電路(電力轉(zhuǎn)換電路)

2’：轉(zhuǎn)換器電路(電力轉(zhuǎn)換電路)

3：濾波器電路

4：變壓電路

5：電流傳感器

6：電壓傳感器

7、7’、7”、8、8’、10、12、13：控制電路

72：系統(tǒng)對(duì)抗量生成部

73、83：三相/二相轉(zhuǎn)換部(二相轉(zhuǎn)換單元)

74、74”：電流控制器(信號(hào)處理裝置)

74’：α軸電流控制器(信號(hào)處理裝置)

75’：β軸電流控制器(信號(hào)處理裝置)

76：二相/三相轉(zhuǎn)換部

77：pwm信號(hào)生成部

84：電壓控制器(信號(hào)處理裝置)

85：控制切換部

9，9’：高諧波補(bǔ)償控制器(信號(hào)處理裝置)

91、91’：5次高諧波補(bǔ)償部(信號(hào)處理裝置)

92、92’：7次高諧波補(bǔ)償部(信號(hào)處理裝置)

93、93’：11次高諧波補(bǔ)償部(信號(hào)處理裝置)

94、94’：發(fā)散防止部

941：發(fā)散判別部

942：相位變更部

943：輸出停止部

11：旋轉(zhuǎn)速度檢測(cè)電路

131：相位延遲部(二相轉(zhuǎn)換單元)

f、f’：相位檢測(cè)裝置

f1：基波正交成分計(jì)算部

f11：三相/二相轉(zhuǎn)換部

f12、f12’：基波正相部分抽出部(信號(hào)處理裝置、濾波器)

f121：反相部分去除部(信號(hào)處理裝置、濾波器)

f122：5次高諧波去除部(信號(hào)處理裝置、濾波器)

f123：7次高諧波去除部(信號(hào)處理裝置、濾波器)

f124：11次高諧波去除部(信號(hào)處理裝置、濾波器)

f13：正規(guī)化部

f2：相位計(jì)算部

具體實(shí)施方式

以下，參照附圖具體說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施方式。

首先，說(shuō)明將伴隨旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理轉(zhuǎn)換為線性時(shí)不變的處理的方法。

圖1(a)是用于說(shuō)明伴隨旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理的圖。在該處理中，首先，信號(hào)α和β通過(guò)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換為信號(hào)d和q。對(duì)信號(hào)d和q分別進(jìn)行由規(guī)定的傳遞函數(shù)f(s)表示的處理，輸出信號(hào)d’和q’。接著，信號(hào)d’和q’通過(guò)靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換為信號(hào)α’和β’。將圖1(a)所示的非線性時(shí)變的處理轉(zhuǎn)換為圖1(b)所示的使用有線性時(shí)不變的傳遞函數(shù)的矩陣g的處理。

圖1(a)表示的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換由下述(5)式的行列式表示，靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換由下述(6)式的行列式表示。

從而，能夠使用矩陣將圖1(a)所示的處理表示為如圖2(a)那樣。計(jì)算圖2(a)所示的3個(gè)矩陣的積，將算出的矩陣設(shè)為線性時(shí)不變的矩陣，由此，能夠計(jì)算圖1(b)所示的矩陣g。此時(shí)，在將靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換和旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的矩陣轉(zhuǎn)換為矩陣之積的基礎(chǔ)上，進(jìn)行計(jì)算。

旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的矩陣能夠轉(zhuǎn)換為下述(7)式所示的右邊的矩陣之積。

其中，j是虛數(shù)單位，exp()是自然對(duì)數(shù)的底數(shù)e的指數(shù)函數(shù)。

t、t^－1如下。

另外，t^－1是矩陣t的逆矩陣。

(7)式成為下式，

當(dāng)根據(jù)歐拉公式代入exp(jθ)＝cosθ+jsinθ，exp(－jθ)＝cosθ－jsinθ進(jìn)行計(jì)算時(shí)，則能夠確認(rèn)為下式。

另外，靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的矩陣能夠轉(zhuǎn)換為下述(8)式所示的右邊的矩陣之積。該矩陣之積的中央的矩陣是線性時(shí)不變的矩陣。

其中，j是虛數(shù)單位，exp()是自然對(duì)數(shù)的底數(shù)e的指數(shù)函數(shù)。

t、t^－1如下。

另外，t^－1是矩陣t的逆。

(8)式成為下式，

當(dāng)根據(jù)歐拉公式代入exp(jθ)＝cosθ+jsinθ，exp(－jθ)＝cosθ－jsinθ進(jìn)行計(jì)算時(shí)，能夠確認(rèn)為下式。

當(dāng)使用上述(7)式和(8)式計(jì)算圖2(a)所示的3個(gè)矩陣之積，并算出矩陣g時(shí)，能夠如下述(9)式那樣計(jì)算。

關(guān)注上述(9)式中央的3個(gè)矩陣的第一行第一列的元素，當(dāng)將它們用框圖表示時(shí)，成為圖3所示的框圖。當(dāng)計(jì)算圖3所示的框圖的輸入輸出特性時(shí)，成為下式。

其中，f(s)是具有脈沖響應(yīng)f(t)的單輸入單輸出傳遞函數(shù)。

此處，當(dāng)設(shè)θ(t)＝ω0t時(shí)，成為θ(t)－θ(τ)＝ω0t－ω0τ＝ω0(t－τ)＝θ(t－τ)，因此圖3所示的框圖的輸入輸出特性等同于具有脈沖響應(yīng)f(t)exp(－jω0t)的線性時(shí)不變系統(tǒng)的特性。當(dāng)對(duì)脈沖響應(yīng)f(t)exp(－jω0t)進(jìn)行拉普拉斯轉(zhuǎn)換時(shí)，可以得到傳遞函數(shù)f(s+jω0)。另外，交換了圖3所示的框圖的exp(jθ(t))與exp(－jθ(t))時(shí)的輸入輸出特性成為傳遞函數(shù)f(s－jω0)的輸入輸出特性。

因此，當(dāng)從上述(9)式進(jìn)一步進(jìn)行計(jì)算時(shí)，計(jì)算如下。

由此，能夠?qū)D2(a)所示的處理轉(zhuǎn)換為圖2(b)所示的處理。圖2(b)所示的處理是與在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行由規(guī)定的傳遞函數(shù)f(s)表示的處理、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理等效的處理，該處理的系統(tǒng)是線性時(shí)不變系統(tǒng)。

當(dāng)將比例增益和積分增益分別設(shè)為kp和ki時(shí)，pi控制(比例積分控制)控制器的傳遞函數(shù)由f(s)＝kp+ki/s表示。因此，表示圖4所示的處理，即與在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行pi控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理等效的處理的傳遞函數(shù)的矩陣gpi，使用上述(10)式，如下述(11)式那樣計(jì)算。

另外，當(dāng)將積分增益設(shè)為ki時(shí)，i控制(積分控制)控制器的傳遞函數(shù)由f(s)＝ki/s表示。因此，表示圖5所示的處理，即與在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理等效的處理的傳遞函數(shù)的矩陣gi，使用上述(10)式，如下述(12)式那樣計(jì)算。

以下，將進(jìn)行由上述(12)式的傳遞函數(shù)的矩陣gi表示的處理的信號(hào)處理裝置作為電流控制器，使用于系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的控制電路中，將該情況作為本發(fā)明的第一實(shí)施方式進(jìn)行說(shuō)明。

圖6是用于說(shuō)明第一實(shí)施方式的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的框圖。

如該圖所示，系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a包括直流電源1、逆變器電路2、濾波器電路3、變壓電路4、電流傳感器5、電壓傳感器6和控制電路7。

直流電源1與逆變器電路2連接。逆變器電路2、濾波器電路3和變壓電路4依次串聯(lián)地連接于u相、v相、w相的輸出電壓的輸出線上，并與三相交流的電力系統(tǒng)b連接。電流傳感器5和電壓傳感器6設(shè)置在變壓電路4的輸出一側(cè)?？刂齐娐?與逆變器電路2連接。系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a將直流電源1輸出的直流電力轉(zhuǎn)換為交流電力并供給到電力系統(tǒng)b。另外，系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a的結(jié)構(gòu)不限于此。例如，也可以將電流傳感器5和電壓傳感器6設(shè)置在變壓電路4的輸入一側(cè)，還可以設(shè)置逆變器電路2的控制所需要的其它的傳感器。另外，也可以將變壓電路4設(shè)置在濾波器電路3的輸入一側(cè)，還可以設(shè)為不設(shè)置變壓電路4的所謂無(wú)變壓器方式。另外，還可以在直流電源1與逆變器電路2之間設(shè)置dc/dc轉(zhuǎn)換器電路。

直流電源1輸出直流電力，例如具備太陽(yáng)能電池。太陽(yáng)能電池通過(guò)將太陽(yáng)光能轉(zhuǎn)換為電能，生成直流電力。直流電源1將所生成的直流電力輸出到逆變器電路2。另外，直流電源1不限于通過(guò)太陽(yáng)能電池生成直流電力。例如，直流電源1也可以是燃料電池、蓄電池、電氣二重層電容器或者鋰電池，還可以是將通過(guò)柴油引擎發(fā)電機(jī)、小型燃?xì)鉁u輪發(fā)電機(jī)或者風(fēng)力渦輪發(fā)電機(jī)等生成的交流電力轉(zhuǎn)換為直流電力并輸出的裝置。

逆變器電路2將從直流電源1輸入的直流電壓轉(zhuǎn)換為交流電壓并輸出到濾波器電路3。逆變器電路2是三相逆變器，是具備有未圖示的3組6個(gè)開(kāi)關(guān)元件的pwm控制型逆變器電路。逆變器電路2基于從控制電路7輸入的pwm信號(hào)，切換各開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通和斷開(kāi)，由此，將從直流電源1輸入的直流電壓轉(zhuǎn)換為交流電壓。另外，逆變器電路2不限定于該結(jié)構(gòu)，例如也可以是多電平逆變器。

濾波器電路3從由逆變器電路2輸入的交流電壓中去除由開(kāi)關(guān)引起的高頻成分。濾波器電路3具備包括電抗器和電容器的低通濾波器。通過(guò)濾波器電路3去除了高頻成分的交流電壓被輸出到變壓電路4。另外，濾波器電路3的結(jié)構(gòu)不限于此，可以是用于去除高頻成分的周知的濾波器電路。變壓電路4將從濾波器電路3輸出的交流電壓升壓或降壓成與系統(tǒng)電壓幾乎相同的電平。

電流傳感器5檢測(cè)從變壓電路4輸出的各相的交流電流(即，系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a的輸出電流)。檢測(cè)出的電流信號(hào)i(iu、iv、iw)被輸入到控制電路7。電壓傳感器6檢測(cè)電力系統(tǒng)b的各相的系統(tǒng)電壓。檢測(cè)出的電壓信號(hào)v(vu、vv、vw)被輸入到控制電路7。另外，系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a輸出的輸出電壓與系統(tǒng)電壓幾乎一致。

控制電路7控制逆變器電路2，例如通過(guò)微機(jī)等實(shí)現(xiàn)?？刂齐娐?基于從電流傳感器5輸入的電流信號(hào)i和從電壓傳感器6輸入的電壓信號(hào)v，生成pwm信號(hào)并輸出到逆變器電路2?？刂齐娐?基于從各傳感器輸入的檢測(cè)信號(hào)，生成用于對(duì)系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a輸出的輸出電壓的波形作出指令的指令值信號(hào)，并將基于該指令值信號(hào)生成的脈沖信號(hào)作為pwm信號(hào)輸出。逆變器電路2基于輸入的pwm信號(hào)切換各開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通和斷開(kāi)，由此輸出與指令值信號(hào)對(duì)應(yīng)的波形的交流電壓?？刂齐娐?通過(guò)使指令值信號(hào)的波形變化而使系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a的輸出電壓的波形變化，由此控制輸出電流。由此，控制電路7進(jìn)行各種反饋控制。

圖6中僅記載了用于進(jìn)行輸出電流控制的結(jié)構(gòu)，省略了用于其它控制的結(jié)構(gòu)。實(shí)際上，控制電路7還進(jìn)行直流電壓控制(以使得輸入直流電壓成為預(yù)先設(shè)定的電壓目標(biāo)值的方式進(jìn)行的反饋控制)或者無(wú)效電力控制(以使得輸出無(wú)效電力成為預(yù)先設(shè)定的無(wú)效電力目標(biāo)值的方式進(jìn)行的反饋控制)等。另外，控制電路7進(jìn)行的控制的方法不限于這些。例如，也可以進(jìn)行輸出電壓控制或者有效電力控制。

控制電路7包括系統(tǒng)對(duì)抗量生成部72、三相/二相轉(zhuǎn)換部73、電流控制器74、二相/三相轉(zhuǎn)換部76和pwm信號(hào)生成部77。

系統(tǒng)對(duì)抗量生成部72從電壓傳感器6輸入電壓信號(hào)v，生成并輸出系統(tǒng)指令值信號(hào)ku、kv、kw。系統(tǒng)指令值信號(hào)ku、kv、kw成為用于對(duì)系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a輸出的輸出電壓的波形作出指令的指令值信號(hào)的基準(zhǔn)，系統(tǒng)指令值信號(hào)ku、kv、kw通過(guò)后述的校正值信號(hào)xu、xv、xw被校正，生成指令值信號(hào)。

三相/二相轉(zhuǎn)換部73與圖37所示的三相/二相轉(zhuǎn)換部73相同，將從電流傳感器5輸入的3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw轉(zhuǎn)換為α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ。在三相/二相轉(zhuǎn)換部73中進(jìn)行的轉(zhuǎn)換處理由上述(1)式所示的行列式表示。

電流控制器74被輸入從三相/二相轉(zhuǎn)換部73輸出的α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ與各自的目標(biāo)值的偏差，生成用于電流控制的校正值信號(hào)xα、xβ。電流控制器74進(jìn)行由上述(12)式的傳遞函數(shù)的矩陣gi表示的處理。即，當(dāng)將α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ與各自的目標(biāo)值的偏差分別設(shè)為δiα和δiβ時(shí)，進(jìn)行下述(13)式所示的處理。角頻率ω0預(yù)先設(shè)定為系統(tǒng)電壓的基波的角頻率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60[hz]))，預(yù)先設(shè)計(jì)積分增益ki。另外，電流控制器74進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，還進(jìn)行在控制循環(huán)中的相位的延遲量的校正。另外，偏差δiα、δiβ分別與本發(fā)明的“第一輸入信號(hào)”和“第二輸入信號(hào)”對(duì)應(yīng)，校正值信號(hào)xα、xβ分別與本發(fā)明的“第一輸出信號(hào)”和“第二輸出信號(hào)”對(duì)應(yīng)。

在本實(shí)施方式中，在α軸電流目標(biāo)值和β軸電流目標(biāo)值中，使用對(duì)d軸電流目標(biāo)值和q軸電流目標(biāo)值進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換而得的值。在d軸電流目標(biāo)值中使用未圖示的用于直流電壓控制的校正值，在q軸電流目標(biāo)值中使用未圖示的用于無(wú)效電力控制的校正值。另外，在給出三相電流目標(biāo)值的情況下，可以對(duì)該目標(biāo)值進(jìn)行三相/二相轉(zhuǎn)換，設(shè)為α軸電流目標(biāo)值和β軸電流目標(biāo)值。另外，也可以先計(jì)算3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw與三相的電流目標(biāo)值的各自的偏差，對(duì)該3個(gè)偏差信號(hào)進(jìn)行三相/二相轉(zhuǎn)換，并輸入到電流控制器74。另外，在直接給出α軸電流目標(biāo)值和β軸電流目標(biāo)值的情況下，可以照原樣使用該目標(biāo)值。

圖7是用于分析作為矩陣gi的各元素的傳遞函數(shù)的波特圖。該圖(a)表示矩陣gi的1行1列元素(以下記載為“(1，1)元素”。關(guān)于其它的元素也同樣記載。)和(2，2)元素的傳遞函數(shù)，該圖(b)表示矩陣gi的(1，2)元素的傳遞函數(shù)，該圖(c)表示矩陣gi的(2，1)元素的傳遞函數(shù)。該圖中，表示系統(tǒng)電壓的基波的頻率(以下，設(shè)為“中心頻率”。另外，將與中心頻率對(duì)應(yīng)的角頻率作為“中心角頻率”。)為60hz的情況(即，角頻率ω0＝120π的情況)，表示將積分增益ki設(shè)為“0.1”、“1”、“10”、“100”的情況。

該圖(a)、(b)和(c)所示的振幅特性都在中心頻率具有峰值，當(dāng)積分增益ki增大時(shí)，振幅特性也增大。另外，該圖(a)所示的相位特性在中心頻率成為0度。即，矩陣gi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)以使相位不發(fā)生變化的方式使中心頻率(中心角頻率)的信號(hào)通過(guò)。該圖(b)所示的相位特性在中心頻率成為90度。即，矩陣gi的(1，2)元素的傳遞函數(shù)使中心頻率(中心角頻率)的信號(hào)以相位超前90度的方式通過(guò)。另一方面，該圖(c)表示的相位特性在中心頻率成為－90度。即，矩陣gi的(2，1)元素的傳遞函數(shù)使中心頻率(中心角頻率)的信號(hào)以相位延遲90度的方式通過(guò)。

在本實(shí)施方式中，電流控制器74在頻率加權(quán)中使用傳遞函數(shù)的矩陣gi，根據(jù)作為線性控制理論之一的h∞回路成形法設(shè)計(jì)。在電流控制器74進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣gi所示，所以是線性時(shí)不變的處理。從而，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。

在電流控制器74中，作為設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)要求：輸出電流追隨正弦波目標(biāo)值；和在瞬時(shí)降低時(shí)使輸出在規(guī)定時(shí)間內(nèi)返回到規(guī)定的比例(快速響應(yīng)性)。為了使系統(tǒng)的輸出完全追隨某個(gè)目標(biāo)值，閉環(huán)系統(tǒng)必須帶有與目標(biāo)發(fā)生器相同的極，并且，閉環(huán)系統(tǒng)必須逐漸穩(wěn)定(內(nèi)部模型原理)。正弦波目標(biāo)值的極為±jω0，包含于矩陣gi的各元素的傳遞函數(shù)中的1/(s²+ω0²)項(xiàng)的極也為±jω0。因此，閉環(huán)系統(tǒng)與目標(biāo)發(fā)生器的極相同。另外，如果使用h∞回路成形法，則能夠設(shè)計(jì)閉環(huán)系統(tǒng)逐漸穩(wěn)定的控制器。因此，通過(guò)使用h∞回路成形法以滿足快速響應(yīng)性的條件的方式進(jìn)行設(shè)計(jì)，能夠容易地設(shè)計(jì)符合設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)且最穩(wěn)定的控制系統(tǒng)。

另外，在控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中使用的設(shè)計(jì)方法不限于此，也能夠使用其它的線性控制理論。例如，也可以使用回路成形法、優(yōu)化控制，h∞控制、混合靈敏度問(wèn)題等進(jìn)行設(shè)計(jì)。

返回到圖6，二相/三相轉(zhuǎn)換部76與圖37所示的二相/三相轉(zhuǎn)換部76同樣地，將從電流控制器74輸入的校正值信號(hào)xα、xβ轉(zhuǎn)換為3個(gè)校正值信號(hào)xu、xv、xw。在二相/三相轉(zhuǎn)換部76中進(jìn)行的轉(zhuǎn)換處理由上述(4)式所示的行列式表示。

將系統(tǒng)對(duì)抗量生成部72輸出的系統(tǒng)指令值信號(hào)ku、kv、kw與二相/三相轉(zhuǎn)換部76輸出的校正值信號(hào)xu、xv、xw分別相加，將指令值信號(hào)x’u、x’v、x’w算出并輸入pwm信號(hào)生成部77。

pwm信號(hào)生成部77基于被輸入的指令值信號(hào)x’u、x’v、x’w和作為規(guī)定頻率(例如4khz)的三角波信號(hào)生成的載波信號(hào)，通過(guò)三角波比較法生成pwm信號(hào)pu、pv、pw。在三角波比較法中，指令值信號(hào)x’u、x’v、x’w分別與載波信號(hào)進(jìn)行比較，例如，在指令值信號(hào)x’u比載波信號(hào)大的情況下成為高電平的脈沖信號(hào)，在小的情況下成為低電平的脈沖信號(hào)，作為pwm信號(hào)pu而生成。所生成的pwm信號(hào)pu、pv、pw被輸出到逆變器電路2。

在本實(shí)施方式中，控制電路7以不進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的方式在靜止坐標(biāo)系下進(jìn)行控制。如上述那樣，傳遞函數(shù)的矩陣gi是表示與進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理等效的處理的傳遞函數(shù)的矩陣。因此，進(jìn)行由傳遞函數(shù)的矩陣gi表示的處理的電流控制器74進(jìn)行與圖37所示的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部78、靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部79和i控制處理(與圖37中的pi控制部74b和pi控制部75b進(jìn)行的pi控制處理對(duì)應(yīng)。)等效的處理。另外，如圖7的各波特圖所示，矩陣gi的各元素的傳遞函數(shù)的振幅特性在中心頻率形成峰值。即，電流控制器74僅使中心頻率成分成為高增益。因此，不需要設(shè)置圖37所示的lpf74a和75a。

另外，在電流控制器74進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣gi表示，所示是線性時(shí)不變的處理。另外，在控制電路7中不包括作為非線性時(shí)變處理的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理，電流控制系統(tǒng)整體成為線性時(shí)不變系統(tǒng)。因此，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)或者系統(tǒng)分析。這樣，通過(guò)使用上述(12)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣gi，能夠使進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的非線性的處理回歸到線性時(shí)不變的多輸入輸出系統(tǒng)，由此能夠容易地進(jìn)行系統(tǒng)分析和控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。

另外，在上述實(shí)施方式中，在電流控制器74進(jìn)行上述(13)式所示的處理，但也可以在矩陣gi的各元素的積分增益ki使用按每個(gè)元素不同的值。即，也可以設(shè)計(jì)使用按作為各元素的每個(gè)傳遞函數(shù)不同的積分增益ki。例如，還能夠以提供提高α軸成分的快速響應(yīng)性或者提高穩(wěn)定性等的附加特性的方式進(jìn)行設(shè)計(jì)。另外，還能夠?qū)?1，2)元素和(2，1)元素的積分增益ki設(shè)計(jì)為“0”，提供控制正相部分、反相部分的雙方的附加特性。關(guān)于控制正相部分、反相部分的雙方的情況在后面敘述。另外，即使在設(shè)計(jì)有按每個(gè)元素不同的積分增益ki的情況下，作為各元素的傳遞函數(shù)的相位特性也不發(fā)生變化。因此，(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)能夠以使相位不發(fā)生變化的方式使中心頻率的信號(hào)通過(guò)，(1，2)元素的傳遞函數(shù)能夠使中心頻率的信號(hào)以相位超前90度的方式通過(guò)，(2，1)元素的傳遞函數(shù)能夠使中心頻率的信號(hào)以相位延遲90度的方式通過(guò)。

在上述第一實(shí)施方式中，說(shuō)明了進(jìn)行電流信號(hào)iu、iv、iw的基波成分的正相部分的控制的情況，但不限于該情況。在電流信號(hào)iu、iv、iw除基波成分的正相部分以外還疊加反相部分的信號(hào)。也可以僅進(jìn)行該反相部分的控制。

圖8是用于說(shuō)明正相部分的信號(hào)和反相部分的信號(hào)的圖。該圖(a)表示正相部分的信號(hào)，該圖(b)表示反相部分的信號(hào)。

在該圖(a)中，用虛線箭頭的矢量u、v、w表示電流信號(hào)iu、iv、iw的基波成分的正相部分。矢量u、v、w的朝向相互各錯(cuò)開(kāi)120度，按照順時(shí)針的順序排列，以角頻率ω0沿著反時(shí)針?lè)较蛐D(zhuǎn)。對(duì)電流信號(hào)iu、iv、iw進(jìn)行三相/二相轉(zhuǎn)換而得的α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ的基波成分的正相部分用實(shí)線箭頭的矢量α、β表示。矢量α、β的朝向以順時(shí)針的順序錯(cuò)開(kāi)90度，以角頻率ω0沿著反時(shí)針?lè)较蛐D(zhuǎn)。

即，從三相/二相轉(zhuǎn)換部73(參照?qǐng)D6)輸出的α軸電流信號(hào)iα的基波成分的正相部分比β軸電流信號(hào)iβ的基波成分的正相部分超前90度相位。因此，與目標(biāo)值的偏差δiα的基波成分的正相部分也比偏差δiβ的基波成分的正相部分超前90度相位。當(dāng)在偏差δiα進(jìn)行矩陣gi的(1，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的正相部分的相位不發(fā)生變化(參照?qǐng)D7(a))。另外，當(dāng)在偏差δiβ進(jìn)行矩陣gi的(1，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的正相部分的相位超前90度(參照?qǐng)D7(b))。因此，兩者的相位成為與偏差δiα的基波成分的正相部分相同的相位，因此通過(guò)將兩者相加而相互加強(qiáng)。另一方面，當(dāng)在偏差δiα進(jìn)行矩陣gi的(2，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的正相部分的相位延遲90度(參照?qǐng)D7(c))。另外，當(dāng)在偏差δiβ進(jìn)行矩陣gi的(2，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的正相部分的相位不發(fā)生變化。因此，兩者的相位成為與偏差δiβ的基波成分的正相部分相同的相位，因此通過(guò)將兩者相加而相互加強(qiáng)。

反相部分是相順序?yàn)榕c正相部分相反方向的成分。在圖8(b)中，用虛線箭頭的矢量u、v、w表示電流信號(hào)iu、iv、iw的基波成分的反相部分。矢量u、v、w的朝向相互各錯(cuò)開(kāi)120度，按照反時(shí)針的順序排列，以角頻率ω0沿著反時(shí)針的方向旋轉(zhuǎn)。對(duì)電流信號(hào)iu、iv、iw進(jìn)行有三相/二相轉(zhuǎn)換的α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ的基波成分的反相部分用實(shí)線箭頭的矢量α、β表示。矢量α、β的朝向按照反時(shí)針?lè)较虻捻樞蝈e(cuò)開(kāi)90度，以角頻率ω0沿著反時(shí)針的方向旋轉(zhuǎn)。

即，從三相/二相轉(zhuǎn)換部73輸出的α軸電流信號(hào)iα的基波成分的反相部分，比β軸電流信號(hào)iβ的基波成分的反相部分延遲90度相位。當(dāng)在偏差δiα進(jìn)行矩陣gi的(1，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的反相部分的相位不發(fā)生變化。另外，當(dāng)在偏差δiβ進(jìn)行矩陣gi的(1，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的反相部分的相位超前90度。因此，兩者的相位成為相反相位，因此通過(guò)將兩者相加而相互抵消。另一方面，當(dāng)在偏差δiα進(jìn)行矩陣gi的(2，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的反相部分的相位延遲90度。另外，當(dāng)在偏差δiβ進(jìn)行矩陣gi的(2，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的反相部分相位不發(fā)生變化。因此，兩者的相位成為相反相位，因此通過(guò)將兩者相加而相互抵消。因此，電流控制器74進(jìn)行基波成分的正相部分的控制，不進(jìn)行反相部分的控制。

在交換了傳遞函數(shù)的矩陣gi的(1，2)元素與(2，1)元素的情況下，與上述相反，成為基波成分的正相部分抵消，反相部分加強(qiáng)。因此，在第一實(shí)施方式中進(jìn)行基波成分的反相部分的控制的情況下，可以使用交換了傳遞函數(shù)的矩陣gi的(1，2)元素與(2，1)元素的矩陣。

接著，說(shuō)明進(jìn)行基波成分的正相部分、反相部分的雙方控制的情況。

矩陣gi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理使基波成分的正相部分和反相部分以相位不發(fā)生變化的方式通過(guò)(參照?qǐng)D7(a))。因此，當(dāng)使用將上述(12)式所示的矩陣gi的(1，2)元素和(2，1)元素設(shè)為“0”的矩陣時(shí)，能夠進(jìn)行基波成分的正相部分、反相部分的雙方控制。另外，在該情況下，與僅控制正相部分的情況(使用上述(12)式所示的矩陣gi的情況)相比，沒(méi)有相互加強(qiáng)的部分，因此需要將積分增益ki設(shè)計(jì)成相應(yīng)大的值。以下，作為第二實(shí)施方式，說(shuō)明進(jìn)行基波成分的正相部分、反相部分的雙方控制的情況。

圖9是用于說(shuō)明第二實(shí)施方式的控制電路的框圖。該圖中，在與圖6所示的控制電路7相同或者類似的要素標(biāo)注相同的符號(hào)。

圖9所示的控制電路7’在代替電流控制器74而設(shè)置α軸電流控制器74’和β軸電流控制器75’這一點(diǎn)與第一實(shí)施方式的控制電路7(參照?qǐng)D6)不同。

α軸電流控制器74’被輸入從三相/二相轉(zhuǎn)換部73輸出的α軸電流信號(hào)iα與目標(biāo)值的偏差δiα，生成用于電流控制的校正值信號(hào)xα。α軸電流控制器74’進(jìn)行由作為矩陣gi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)ki·s/(s²+ω0²)表示的處理。另外，α軸電流控制器74’進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，還進(jìn)行在控制循環(huán)中的相位延遲量的校正。另外，偏差δiα與本發(fā)明的“輸入信號(hào)”對(duì)應(yīng)，校正值信號(hào)xα與本發(fā)明的“輸出信號(hào)”對(duì)應(yīng)。

β軸電流控制器75’被輸入從三相/二相轉(zhuǎn)換部73輸出的β軸電流信號(hào)iβ與目標(biāo)值的偏差δiβ，生成用于電流控制的校正值信號(hào)xβ。β軸電流控制器75’進(jìn)行由作為矩陣gi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)ki·s/(s²+ω0²)表示的處理。另外，β軸電流控制器75’進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，還進(jìn)行在控制循環(huán)中的相位延遲量的校正。另外，偏差δiβ與本發(fā)明的“輸入信號(hào)”對(duì)應(yīng)，校正值信號(hào)xβ與本發(fā)明的“輸出信號(hào)”對(duì)應(yīng)。

在本實(shí)施方式中，α軸電流控制器74’和β軸電流控制器75’分別在頻率加權(quán)中使用傳遞函數(shù)ki·s/(s²+ω0²)，利用作為線性控制理論之一的h∞回路成形法設(shè)計(jì)。在α軸電流控制器74’和β軸電流控制器75’中進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)ki·s/(s²+ω0²)表示，所以是線性時(shí)不變的處理。因此，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。另外，也可以使用h∞回路成形法以外的線性控制理論進(jìn)行設(shè)計(jì)。

在本實(shí)施方式中也能夠起到與第一實(shí)施方式同樣的效果。另外，在α軸電流控制器74’和β軸電流控制器75’的傳遞函數(shù)ki·s/(s²+ω0²)中，也可以在積分增益ki中使用各自不同的值。即，也可以在α軸電流控制器74’和β軸電流控制器75’分別設(shè)計(jì)并使用積分增益ki。另外，還能夠設(shè)計(jì)成提供提高α軸成分的快速響應(yīng)性或者提高穩(wěn)定性的附加特性。

圖10用于說(shuō)明在第二實(shí)施方式中進(jìn)行的模擬結(jié)果。

在系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a(參照?qǐng)D6)的各相電流中加入不平衡干擾，進(jìn)行了將目標(biāo)電流設(shè)為20[a]時(shí)的模擬。該圖(a)表示有輸入到α軸電流控制器74’(參照?qǐng)D9)的偏差δiα和輸入到β軸電流控制器75’的偏差δiβ。該圖(b)表示有由電流傳感器5檢測(cè)出各相輸出電流而得的電流信號(hào)iu、iv、iw。如該圖(a)所示，偏差δiα和偏差δiβ逐漸減小，在0.14[s]幾乎成為“0”。另外，如該圖(b)所示，電流信號(hào)iu、iv、iw逐漸增大，在0.05[s]達(dá)到了作為目標(biāo)的80％的16[a]。另外，電流信號(hào)iu、iv、iw的各波形表示出平衡狀態(tài)。由于去除不平衡干擾，正相部分追隨目標(biāo)值，因此α軸電流控制器74’和β軸電流控制器75’能夠適當(dāng)?shù)乜刂普嗖糠趾头聪嗖糠?。另外，該控制具有充分的快速響?yīng)性。

在上述第一和第二實(shí)施方式中，說(shuō)明了將3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw轉(zhuǎn)換為α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ進(jìn)行控制的情況，但不限于此。例如，也可以使用3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw直接進(jìn)行控制。以下，作為第三實(shí)施方式說(shuō)明該情況的實(shí)施方式。

圖11是用于說(shuō)明第三實(shí)施方式的控制電路的框圖。該圖中，在與圖6所示的控制電路7相同或者類似的要素標(biāo)注相同的符號(hào)。

圖11表示的控制電路7”在不具備三相/二相轉(zhuǎn)換部73和二相/三相轉(zhuǎn)換部76，且電流控制器74”使用3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw直接進(jìn)行控制這一點(diǎn)與第一實(shí)施方式的控制電路7(參照?qǐng)D6)不同。

三相/二相轉(zhuǎn)換和二相/三相轉(zhuǎn)換因?yàn)橛缮鲜?1)式和(4)式表示，所以在進(jìn)行三相/二相轉(zhuǎn)換后進(jìn)行由傳遞函數(shù)的矩陣g表示的處理、然后進(jìn)行二相/三相轉(zhuǎn)換的處理由下述(14)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g’表示。

其中，

因此，表示電流控制器74”進(jìn)行的處理的傳遞函數(shù)的矩陣g’i由下述(15)式表示。

其中，

電流控制器74”被輸入從電流傳感器5輸出的3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw與各自的目標(biāo)值的偏差，生成用于電流控制的校正值信號(hào)xu、xv、xw。電流控制器74”進(jìn)行由上述(15)式的傳遞函數(shù)的矩陣g’i表示的處理。即，當(dāng)將電流信號(hào)iu、ib、iw與各自的目標(biāo)值的偏差分別設(shè)為δiu、δiv、δiw時(shí)，進(jìn)行上述(16)式所示的處理。將角頻率ω0預(yù)先設(shè)定為系統(tǒng)電壓的基波的角頻率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60[hz]))，預(yù)先設(shè)計(jì)積分增益ki。另外，電流控制器74”進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，還進(jìn)行在控制循環(huán)中的相位的延遲量的校正。另外，偏差δiu、δiv、δiw分別與本發(fā)明的“第一輸入信號(hào)”、“第二輸入信號(hào)”和“第三輸入信號(hào)”對(duì)應(yīng)，校正值信號(hào)xu、xv、xw分別與本發(fā)明的“第一輸出信號(hào)”、“第二輸出信號(hào)”和“第三輸出信號(hào)”對(duì)應(yīng)。

在本實(shí)施方式中，電流信號(hào)iu、iv、iw的目標(biāo)值使用對(duì)d軸電流目標(biāo)值和q軸電流目標(biāo)值進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后、進(jìn)一步進(jìn)行二相/三相轉(zhuǎn)換而得的值。另外，在直接給出了三相的電流目標(biāo)值的情況下，可以照原樣使用該目標(biāo)值。另外，在給出了α軸電流目標(biāo)值和β軸電流目標(biāo)值的情況下，可以使用對(duì)其進(jìn)行二相/三相轉(zhuǎn)換而得的值。

在本實(shí)施方式中，電流控制器74”在頻率加權(quán)中使用傳遞函數(shù)的矩陣g’i，利用作為線性控制理論之一的h∞回路成形法設(shè)計(jì)。在電流控制器74”進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣g’i表示，所以是線性時(shí)不變的處理。因此，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。另外，也可以使用h∞回路成形法以外的線性控制理論進(jìn)行設(shè)計(jì)。

在本實(shí)施方式中，進(jìn)行由傳遞函數(shù)的矩陣g’i表示的處理的電流控制器74”，進(jìn)行與圖37所示的三相/二相轉(zhuǎn)換部73、二相/三相轉(zhuǎn)換部76、旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部78、靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部79和i控制處理(與圖37中的pi控制部74b和pi控制部75b進(jìn)行的pi控制處理對(duì)應(yīng)。)等效的處理。另外，在電流控制器74”中進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣g’i表示，所示是線性時(shí)不變的處理。因此，電流控制系統(tǒng)整體成為線性時(shí)不變系統(tǒng)，因此能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)或者系統(tǒng)分析。

在第三實(shí)施方式中，在進(jìn)行基波成分的反相部分的控制的情況下，可以使用在傳遞函數(shù)的矩陣g’i的元素內(nèi)，交換了gi12(s)、gi23(s)和gi31(s)與gi13(s)、gi21(s)和gi32(s)的矩陣(即，矩陣g’i的轉(zhuǎn)置矩陣)。

接著，說(shuō)明在第三實(shí)施方式中進(jìn)行基波成分的正相部分、反相部分的雙方控制的情況。

在上述(14)式中，當(dāng)考慮將矩陣g的(1，2)元素和(2，1)元素設(shè)為“0”的情況時(shí)，能夠算出由下述(17)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g”。

因此，在進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，表示電流控制器74”進(jìn)行的處理的傳遞函數(shù)的矩陣g”i由下述(18)式表示。

在上述第一至第三實(shí)施方式中，說(shuō)明了電流控制器74(α軸電流控制器74’、β軸電流控制器75’、電流控制器74”)進(jìn)行代替i控制的控制的情況，但不限于該情況。例如，也可以進(jìn)行代替pi控制的控制。在第一實(shí)施方式中，在電流控制器74進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，可以使用上述(11)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣gpi。

圖12是用于分析作為矩陣gpi的各元素的傳遞函數(shù)的波特圖。該圖(a)表示矩陣gpi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)，該圖(b)表示矩陣gpi的(1，2)元素的傳遞函數(shù)，該圖(c)表示矩陣gpi的(2，1)元素的傳遞函數(shù)。該圖表示中心頻率為60hz的情況，表示將積分增益ki固定為1，將比例增益kp設(shè)為“0.1”、“1”、“10”、“100”的情況。

該圖(a)所示的振幅特性在中心頻率具有峰值，當(dāng)比例增益kp增大時(shí)，中心頻率以外的振幅特性也增大。另外，相位特性在中心頻率為0度。即，矩陣gpi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)以使相位不發(fā)生變化的方式使中心頻率(中心角頻率)的信號(hào)通過(guò)。

該圖(b)和(c)所示的振幅特性在中心頻率也具有峰值。另外，振幅特性和相位特性與比例增益kp無(wú)關(guān)，是恒定的。另外，該圖(b)所示的相位特性在中心頻率成為90度。即，矩陣gpi的(1，2)元素的傳遞函數(shù)使中心頻率(中心角頻率)的信號(hào)以相位超前90度的方式通過(guò)。另一方面，該圖(c)所示的相位特性在中心頻率成為－90度。即，矩陣gpi的(2，1)元素的傳遞函數(shù)使中心頻率(中心角頻率)的信號(hào)以相位延遲90度的方式通過(guò)。

在第二實(shí)施方式中，在使α軸電流控制器74’和β軸電流控制器75’進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，可以使用作為上述(11)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣gpi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)(kp·s²+ki·s+kp·ω0²)/(s²+ω0²)。

在第三實(shí)施方式中，在使電流控制器74”進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，可以使用下述(19)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g’pi。

其中，

另外，在第三實(shí)施方式中，在進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，在使電流控制器74”進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，可以使用下述(20)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g”pi。

在進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，通過(guò)調(diào)整比例增益kp，具有能夠附加過(guò)渡時(shí)的阻尼效果這樣的優(yōu)點(diǎn)，但是具有易于受到模型化誤差的影響這樣的缺點(diǎn)。反之，在進(jìn)行代替i控制的控制的情況下，具有不能夠附加過(guò)渡時(shí)的阻尼效果這樣的缺點(diǎn)，但是具有難以受到模型化誤差的影響這樣的優(yōu)點(diǎn)。

另外，也可以使電流控制器74(α軸電流控制器74’、β軸電流控制器75’、電流控制器74”)進(jìn)行代替除i控制和pi控制以外的控制等的控制。在上述(10)式中，通過(guò)將傳遞函數(shù)f(s)作為各控制的傳遞函數(shù)，能夠算出表示與在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行該控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理等效的處理的傳遞函數(shù)的矩陣。因此，既能夠進(jìn)行代替pid控制(當(dāng)將比例增益設(shè)為kp，將積分增益設(shè)為ki，將微分增益設(shè)為kd時(shí)，傳遞函數(shù)由f(s)＝kp+ki/s+kd·s表示。)的控制，也能夠進(jìn)行代替d控制(微分控制：當(dāng)將微分增益設(shè)為kd時(shí)，傳遞函數(shù)由f(s)＝kd·s表示。)、p控制(比例控制：當(dāng)將比例增益設(shè)為kp時(shí)，傳遞函數(shù)由f(s)＝kp表示。)、pd控制、id控制等的控制。

在上述第一至第三實(shí)施方式中說(shuō)明了控制輸出電流的情況，但不限于該情況。例如，也可以控制輸出電壓。以下，作為第四實(shí)施方式說(shuō)明控制輸出電壓的情況。

圖13是用于說(shuō)明第四實(shí)施方式的控制電路的框圖。在該圖中，在與圖6所示的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a相同或者類似的要素標(biāo)注相同的符號(hào)。

圖13所示的逆變器系統(tǒng)a’在不是向電力系統(tǒng)b而是向負(fù)載l供電這一點(diǎn)與第一實(shí)施方式的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a(參照?qǐng)D6)不同。由于需要控制供給到負(fù)載l上的電壓，因此控制電路8不是控制輸出電流而是控制輸出電壓?？刂齐娐?基于從電壓傳感器6輸入的電壓信號(hào)v生成pwm信號(hào)這一點(diǎn)與第一實(shí)施方式的控制電路7(參照?qǐng)D6)不同。逆變器系統(tǒng)a’通過(guò)反饋控制將輸出電壓控制成目標(biāo)值，并且向負(fù)載l供電。

三相/二相轉(zhuǎn)換部83將從電壓傳感器6輸入的3個(gè)電壓信號(hào)vu、vv、vw轉(zhuǎn)換為α軸電壓信號(hào)vα和β軸電壓信號(hào)vβ。在三相/二相轉(zhuǎn)換部83中進(jìn)行的轉(zhuǎn)換處理由下述(21)式所示的行列式表示。

另外，電壓信號(hào)vu、vv、vw是各相的相電壓信號(hào)，但也可以檢測(cè)并使用線電壓信號(hào)。另外，在該情況下，也可以在將線電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為相電壓信號(hào)后，使用上述(21)式所示的行列式，或者代替上述(21)式所示的矩陣，使用將線電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為α軸電壓信號(hào)vα和β軸電壓信號(hào)vβ的矩陣。

電壓控制器84被輸入從三相/二相轉(zhuǎn)換部83輸出的α軸電壓信號(hào)vα和β軸電壓信號(hào)vβ與各自的目標(biāo)值的偏差，生成用于電壓控制的校正值信號(hào)xα、xβ。控制器84進(jìn)行由上述(12)式的傳遞函數(shù)的矩陣gi表示的處理。即，當(dāng)將α軸電壓信號(hào)vα和β軸電壓信號(hào)vβ與各自的目標(biāo)值的偏差分別設(shè)為δvα和δvβ時(shí)，進(jìn)行下述(22)式所示的處理。將角頻率ω0預(yù)先設(shè)定為系統(tǒng)電壓的基波的角頻率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60[hz]))，預(yù)先設(shè)計(jì)積分增益ki。另外，電壓控制器84進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，還進(jìn)行在控制循環(huán)中的相位的延遲量的校正。另外，偏差δvα、δvβ分別與本發(fā)明的“第一輸入信號(hào)”和“第二輸入信號(hào)”對(duì)應(yīng)，校正值信號(hào)xα、xβ分別與本發(fā)明的“第一輸出信號(hào)”和“第二輸出信號(hào)”對(duì)應(yīng)。

在本實(shí)施方式中，α軸電壓目標(biāo)值和β軸電壓目標(biāo)值，使用對(duì)d軸電壓目標(biāo)值和q軸電壓目標(biāo)值進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換而得的值。另外，在給出了三相的電壓目標(biāo)值的情況下，可以對(duì)該目標(biāo)值進(jìn)行三相/二相轉(zhuǎn)換，設(shè)為α軸電壓目標(biāo)值和β軸電壓目標(biāo)值。另外，在直接給出了α軸電壓目標(biāo)值和β軸電壓目標(biāo)值的情況下，可以照原樣使用該目標(biāo)值。

在本實(shí)施方式中，電壓控制器84在頻率加權(quán)中使用傳遞函數(shù)的矩陣gi，利用作為線性控制理論之一的h∞回路成形法進(jìn)行設(shè)計(jì)。在電壓控制器84中進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣轉(zhuǎn)矩gi表示，所以是線性時(shí)不變的處理。因此，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。另外，也可以使用h∞回路成形法以外的進(jìn)行控制進(jìn)行設(shè)計(jì)。

在本實(shí)施方式中，控制電路8以不進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的方式在靜止坐標(biāo)系下進(jìn)行控制。如上所述，傳遞函數(shù)的矩陣gi是表示與在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理等效的處理的傳遞函數(shù)的矩陣。因此，進(jìn)行由傳遞函數(shù)的矩陣gi表示的處理的電壓控制器84，進(jìn)行與圖37所示的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部78、靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換部79和i控制處理等效的處理。另外，如圖7的各波特圖所示，矩陣gi的各元素的傳遞函數(shù)的振幅特性在中心頻率形成有峰值。即，電壓控制器84僅使中心頻率成分成為高增益。因此，不需要設(shè)置圖37所示的lpf74a和75a。

另外，在電壓控制器84中進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣gi表示，所以是線性時(shí)不變的處理。另外，在控制電路8中不包括作為非線性時(shí)變處理的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理，電壓控制系統(tǒng)整體成為線性時(shí)不變系統(tǒng)。因此，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)或者系統(tǒng)分析。這樣，通過(guò)使用上述(12)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣gi，能夠使在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換這樣的非線性處理，回歸到線性時(shí)不變的多輸入輸出系統(tǒng)，由此，能夠容易地進(jìn)行系統(tǒng)分析或者控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。

另外，在本實(shí)施方式中，在電壓控制器84進(jìn)行上述(22)式所示的處理，當(dāng)也可以在矩陣gi的各元素的積分增益ki中，使用按每個(gè)元素不同的值。即，也可以設(shè)計(jì)并使用按作為各元素的每個(gè)傳遞函數(shù)不同的積分增益ki。例如，還能夠設(shè)計(jì)成提供提高α軸成分的快速響應(yīng)性或者提高穩(wěn)定性等的附加特性。另外，還能夠?qū)?1，2)元素和(2，1)元素的積分增益ki設(shè)計(jì)為0，提供添加控制正相部分、反相部分的雙方這樣的附加特性。另外，在進(jìn)行反相部分的控制的情況下，也可以使用交換了傳遞函數(shù)的矩陣gi的(1，2)元素與(2，1)元素的矩陣。

另外，在直接使用3個(gè)電壓信號(hào)vu、vv、vw控制正相部分的情況下，可以使用上述(15)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g’i，在控制反相部分的情況下，可以在傳遞函數(shù)的矩陣g’i的元素內(nèi)使用交換了gi12(s)、gi23(s)和gi31(s)與gi13(s)、gi21(s)和gi32(s)的矩陣(即，矩陣g’i的轉(zhuǎn)置矩陣)。在進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，可以使用上述(18)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g”i。另外，電壓控制器84也可以不進(jìn)行代替i控制的控制，而進(jìn)行代替其它的控制(例如，pi控制、d控制、p控制、pd控制、id控制、pid控制等)的控制。

接著，對(duì)于切換輸出電壓的控制與輸出電流的控制的情況，作為第五實(shí)施方式進(jìn)行說(shuō)明。

系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)通常與電力系統(tǒng)連接，一邊控制輸出電流一邊向電力系統(tǒng)供電。而且，當(dāng)在電力系統(tǒng)內(nèi)發(fā)生故障時(shí)，斷開(kāi)與電力系統(tǒng)的連接，也停止逆變器電路的運(yùn)轉(zhuǎn)。但是，當(dāng)在電力系統(tǒng)內(nèi)發(fā)生的故障時(shí)，作為使系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)自主地運(yùn)轉(zhuǎn)、并向與系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)連接的負(fù)載供電的非常用電源而發(fā)揮功能的要求正在高漲。在使系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)自主地運(yùn)轉(zhuǎn)并向負(fù)載供電的情況下，需要控制輸出電壓。第五實(shí)施方式的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)是將第一實(shí)施方式與第四實(shí)施方式組合而得的方式，是能夠切換輸出電壓的控制與輸出電流的控制的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)。

圖14是用于說(shuō)明第五實(shí)施方式的控制電路的框圖。在該圖中，在與圖6所示的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a相同或者類似的要素標(biāo)注相同的符號(hào)。

圖14所示的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a”向負(fù)載l供電，并且在與電力系統(tǒng)b連接時(shí)也向電力系統(tǒng)b供電。另外，雖然第一實(shí)施方式的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a也同樣，但是在第一實(shí)施方式中，因?yàn)閮H說(shuō)明了與電力系統(tǒng)b連接的狀態(tài)，所以省略了負(fù)載l的記載和說(shuō)明。系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a”在與電力系統(tǒng)b連接時(shí)進(jìn)行電流控制，在切斷與電力系統(tǒng)b的連接時(shí)進(jìn)行電壓控制。

圖14所示的控制電路8’在包括三相/二相轉(zhuǎn)換部83、電壓控制器84、用于電壓控制的二相/三相轉(zhuǎn)換部76和pwm信號(hào)生成部77以及控制切換部85這一點(diǎn)與第一實(shí)施方式的控制電路7(參照?qǐng)D6)不同。

三相/二相轉(zhuǎn)換部83和電壓控制器84與第四實(shí)施方式的三相/二相轉(zhuǎn)換部83和電壓控制器84(參照?qǐng)D13)同樣地，基于從電壓傳感器6輸入的3個(gè)電壓信號(hào)vu、vv、vw生成校正值信號(hào)xα、xβ。而且，通過(guò)后一級(jí)的二相/三相轉(zhuǎn)換部76和pwm信號(hào)生成部77生成用于電壓控制的pwm信號(hào)。另一方面，三相/二相轉(zhuǎn)換部73和電流控制器74基于從電流傳感器5輸入的3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw生成校正值信號(hào)xα、xβ。而且，通過(guò)后一級(jí)的二相/三相轉(zhuǎn)換部76、系統(tǒng)對(duì)抗量生成部72和pwm信號(hào)生成部77，生成用于電流控制的pwm信號(hào)?？刂魄袚Q部85在不與電力系統(tǒng)b連接的情況下，輸出用于基于電壓控制器84所生成的校正值信號(hào)xα、xβ的電壓控制的pwm信號(hào)，在與電力系統(tǒng)b連接的情況下，輸出用于基于電流控制器74所生成的校正值信號(hào)xα、xβ的電流控制的pwm信號(hào)。

在本實(shí)施方式中，系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a”在與電力系統(tǒng)b連接時(shí)進(jìn)行電流控制，能夠向電力系統(tǒng)b供電，在不與電力系統(tǒng)b連接時(shí)，進(jìn)行電壓控制，能夠向負(fù)載l供電。另外，在本實(shí)施方式中，控制部8’以不進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的情況下在靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下進(jìn)行控制。在電流控制器74和電壓控制器84中進(jìn)行的處理是與在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理等效的處理，因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣gi表示，所以是線性時(shí)不變的處理。因此，電流控制系統(tǒng)整體和電壓控制系統(tǒng)整體分別成為線性時(shí)不變系統(tǒng)，因此能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)或者系統(tǒng)分析。

在上述第一至第五實(shí)施方式中，說(shuō)明了將本發(fā)明的控制電路使用在系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)(逆變器系統(tǒng))中的情況，但不限于此，本發(fā)明也能夠適用于例如在控制不平衡補(bǔ)償裝置、靜電型無(wú)效電力補(bǔ)償裝置(svc、svg)、電力用有源濾波器、不間斷電源裝置(ups)等中使用的逆變器電路的控制電路。此外，還能夠適用于對(duì)控制電動(dòng)機(jī)或者發(fā)動(dòng)機(jī)的運(yùn)轉(zhuǎn)的逆變器電路進(jìn)行控制的控制電路。另外，不限于對(duì)將直流轉(zhuǎn)換為三相交流的逆變器電路進(jìn)行控制的情況，例如，也能夠適用于將三相交流轉(zhuǎn)換為直流的轉(zhuǎn)換器電路、和轉(zhuǎn)換三相交流的頻率的循環(huán)轉(zhuǎn)換器等的控制電路。以下，作為第六實(shí)施方式說(shuō)明將本發(fā)明應(yīng)用于轉(zhuǎn)換器電路的控制電路的情況。

圖15是用于說(shuō)明第六實(shí)施方式的三相pwm轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)的框圖。在該圖中，在與圖6表示的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a相同或者類似的要素標(biāo)注相同的符號(hào)。

圖15所示的三相pwm轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)c是將從電力系統(tǒng)b供給的交流電力轉(zhuǎn)換為直流電力供給到負(fù)載l’的系統(tǒng)。負(fù)載l’是直流負(fù)載。三相pwm轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)c包括變壓電路4、濾波器電路3、電流傳感器5、電壓傳感器6、轉(zhuǎn)換器電路2’和控制電路7。

變壓電路4將從電力系統(tǒng)b輸入的交流電壓升壓或者降壓至規(guī)定的電平。濾波器電路3將由變壓器電路4輸入的交流電壓中去除高頻成分，輸出到轉(zhuǎn)換器電路2’。電流傳感器5檢測(cè)輸入到轉(zhuǎn)換器電路2’中的各相的交流電流。檢測(cè)出的電流信號(hào)i被輸入到控制電路7。電壓傳感器6檢測(cè)輸入到轉(zhuǎn)換器電路2’中的各相的交流電壓。檢測(cè)出的電壓信號(hào)v被輸入到控制電路7。轉(zhuǎn)換器電路2’將被輸入的交流電壓轉(zhuǎn)換為直流電壓，輸出到負(fù)載l’。轉(zhuǎn)換器電路2’是三相pwm轉(zhuǎn)換器，是具備未圖示的3組6個(gè)開(kāi)關(guān)元件的電壓轉(zhuǎn)換器電路。轉(zhuǎn)換器電路2’基于從控制電路7輸入的pwm信號(hào)，切換各開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通和斷開(kāi)，由此將被輸入的交流電壓轉(zhuǎn)換為直流電壓。另外，轉(zhuǎn)換器電路2’不限于此，也可以是電流型轉(zhuǎn)換器電路。

控制電路7控制轉(zhuǎn)換器電路2’。控制電路7與第一實(shí)施方式的控制電路7同樣，生成pwm信號(hào)輸出到轉(zhuǎn)換器電路2’。在圖15中，僅記載用于進(jìn)行輸入電流控制的結(jié)構(gòu)，省略用于其它控制的結(jié)構(gòu)。雖然沒(méi)有圖示，但是控制電路7也具備直流電壓控制器和無(wú)效電力控制器，也控制輸出電壓和輸入無(wú)效電力。另外，控制電路7進(jìn)行的控制方法不限于此。例如，在轉(zhuǎn)換器電路2’是電流型轉(zhuǎn)換器電路的情況下，也可以代替輸出電壓控制而進(jìn)行輸出電流控制。

在本實(shí)施方式中，也能夠起到與第一實(shí)施方式的情況相同的效果。在為了使三相pwm轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)c小型化而減小濾波器電路3的情況下，由于電流控制的精度降低，因此難以進(jìn)行控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，但是在本實(shí)施方式中，能夠使用線性控制理論容易地進(jìn)行控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。因此，不會(huì)因控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)的困難而妨礙小型化，能夠使三相pwm轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)c小型化。

另外，三相pwm轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)c的結(jié)構(gòu)不限于上述。例如，也可以代替控制電路7，使用控制電路7’、7”、8、8’。另外，也可以設(shè)為在轉(zhuǎn)換器電路2’的輸出一側(cè)設(shè)置逆變器電路，將直流電力進(jìn)一步轉(zhuǎn)換為交流電力并供給到交流負(fù)載的所謂循環(huán)轉(zhuǎn)換器。

接著，說(shuō)明進(jìn)行高諧波成分的控制的方法。

上述(10)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g用于控制基波成分。n次高諧波是將基波的角頻率設(shè)為n倍而得的角頻率的成分。在對(duì)n次高諧波的正相部分進(jìn)行三相/二相轉(zhuǎn)換的情況下，存在α軸信號(hào)比β軸信號(hào)的相位超前或者延遲的情況。在n＝3k+1(k＝1，2，……)的情況下，n次高諧波的正相部分信號(hào)的相順序與基波的正相部分信號(hào)的相順序一致。即，當(dāng)將基波的正相部分的u、v、w相的信號(hào)分別設(shè)為vu＝vcosθ、vv＝vcos(θ－2π/3)、vw＝vcos(θ－4π/3)時(shí)，例如7次高諧波的正相部分的u、v、w相的信號(hào)分別成為vu7＝v7cos7θ、vv7＝v7cos(7θ－14π/3)＝v7cos(7θ－2π/3)、vw7＝v7cos(7θ－28π/3)＝v7cos(7θ－4π/3)。在該情況下，相順序與基波的正相部分信號(hào)的相順序一致，與圖8(a)同樣地，α軸信號(hào)的相位比β軸信號(hào)的相位超前90度。因此，控制n次高諧波(n＝3k+1)的正相部分時(shí)的傳遞函數(shù)的矩陣成為在上述(10)式中將ω0設(shè)為n·ω0而得的下述(23)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣gn。另一方面，在n＝3k+2(k＝0，1，2，……)的情況下，n次高諧波的正相部分的相順序與基波的反相部分信號(hào)的相順序一致。即，當(dāng)將基波的正相部分的u、v、w相的信號(hào)vu、vv、vw設(shè)為如上述那樣時(shí)，例如5次高諧波的正相部分的u、v、w相的信號(hào)分別成為vu5＝v5cos5θ、vv5＝v5cos(5θ－10π/3)＝v5cos(5θ－4π/3)、vw5＝v5cos(5θ－20π/3)＝v5cos(5θ－2π/3)。在該情況下，相順序與基波的反相部分信號(hào)的相順序一致，與圖8(b)同樣地，α軸信號(hào)的相位比β軸信號(hào)的相位延遲90度。因此，控制n次高諧波(n＝3k+2)的正相部分時(shí)的傳遞函數(shù)的矩陣成為在上述(10)式中將ω0設(shè)為n·ω0并交換(1，2)元素與(2，1)元素而得的下述(23’)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣gn。

另外，用于對(duì)n次高諧波(n＝3k+1)的正相部分進(jìn)行i控制的傳遞函數(shù)的矩陣gin在上述(12)式中將ω0設(shè)為n·ω0并如下述(24)式那樣算出。另一方面，用于對(duì)n次高諧波(n＝3k+2)的正相部分進(jìn)行i控制的傳遞函數(shù)的矩陣gin在上述(12)式中將ω0設(shè)為n·ω0，交換(1，2)元素與(2，1)元素，并如上述(24’)式那樣計(jì)算。上述(24)式和(24’)式也能夠在上述(23)式和(23’)式中作為f(s)＝ki/s計(jì)算。

以下，對(duì)于將進(jìn)行由上述(24)式和(24’)式的傳遞函數(shù)的矩陣gin表示的處理的高諧波補(bǔ)償控制器應(yīng)用于系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的控制電路的情況，作為本發(fā)明的第七實(shí)施方式進(jìn)行說(shuō)明。

圖16是用于說(shuō)明第七實(shí)施方式的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的框圖。該圖中，在與圖6所示的控制電路7相同或者類似的要素標(biāo)注相同的符號(hào)。圖16表示的控制電路7在第一實(shí)施方式的控制電路7(參照?qǐng)D6)追加了高諧波補(bǔ)償控制器9。

高諧波補(bǔ)償控制器9用于控制高諧波成分，被輸入從三相/二相轉(zhuǎn)換部73輸出的α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ，生成用于高諧波抑制控制的高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα、yβ。高諧波補(bǔ)償控制器9包括：用于抑制5次高諧波的正相部分的5次高諧波補(bǔ)償部91；用于抑制7次高諧波的正相部分的7次高諧波補(bǔ)償部92；和用于抑制11次高諧波的正相部分的11次高諧波補(bǔ)償部93。

5次高諧波補(bǔ)償部91用于抑制5次高諧波的正相部分。5次高諧波補(bǔ)償部91進(jìn)行由在上述(24’)式的傳遞函數(shù)的矩陣gin中用于對(duì)設(shè)為n＝5的5次高諧波的正相部分進(jìn)行控制的傳遞函數(shù)的矩陣gi5表示的處理。即，5次高諧波補(bǔ)償部91進(jìn)行下述(25)式所示的處理，輸出5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5、yβ5。將角頻率ω0預(yù)先設(shè)定為系統(tǒng)電壓的基波的角頻率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60[hz]))，預(yù)先設(shè)計(jì)積分增益ki5。另外，5次高諧波補(bǔ)償部91還進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，還進(jìn)行用于為了校正在控制循環(huán)中的相位的延遲量而設(shè)為反相位的相位調(diào)整。另外，α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ分別與本發(fā)明的“第一輸入信號(hào)”和“第二輸入信號(hào)”對(duì)應(yīng)，5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5、yβ5分別與本發(fā)明的“第一輸出信號(hào)”和“第二輸出信號(hào)”對(duì)應(yīng)。

在本實(shí)施方式中，5次高諧波補(bǔ)償部91在頻率加權(quán)中使用傳遞函數(shù)的矩陣gi5，利用作為線性控制理論之一的h∞回路成形法進(jìn)行設(shè)計(jì)。在5次高諧波補(bǔ)償部91進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣gi5表示，所以是線性時(shí)不變的處理。因此，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。

另外，在控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中使用的設(shè)計(jì)方法不限于此，也能夠使用其它的線性控制理論。例如，也可以使用環(huán)形整形法、優(yōu)化控制、h∞控制、混合靈敏度問(wèn)題等進(jìn)行設(shè)計(jì)。另外，也可以預(yù)先根據(jù)相位的延遲量計(jì)算并設(shè)定用于進(jìn)行調(diào)整的相位θ5。例如，如果是在控制對(duì)象相位延遲了90度的情況，則為了使相位延遲180度，也可以設(shè)定為θ5＝－90度。在該情況下，在上述(25)式中追加基于相位θ5的旋轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)換矩陣。

7次高諧波補(bǔ)償部92用于抑制7次高諧波的正相部分。7次高諧波補(bǔ)償部92進(jìn)行由在上述(24)式的傳遞函數(shù)的矩陣gin中用于對(duì)設(shè)為n＝7的7次高諧波的正相部分進(jìn)行控制的傳遞函數(shù)的矩陣gi7表示的處理。即，7次高諧波補(bǔ)償部92進(jìn)行下述(26)式所示的處理，輸出7次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα7、yβ7。將角頻率ω0預(yù)先設(shè)定為系統(tǒng)電壓的基波的角頻率，預(yù)先設(shè)計(jì)積分增益ki7。另外，7次高諧波補(bǔ)償部92還進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，還進(jìn)行用于為了校正在控制循環(huán)中的相位的延遲量而設(shè)為反相位的相位調(diào)整。7次高諧波補(bǔ)償部92也按照與5次高諧波補(bǔ)償部91同樣的方法設(shè)計(jì)。

11次高諧波補(bǔ)償部93用于抑制11次高諧波的正相部分。11次高諧波補(bǔ)償部93進(jìn)行由在上述(24’)式的傳遞函數(shù)的矩陣gin中用于對(duì)設(shè)為n＝11的11次高諧波的正相部分進(jìn)行控制的傳遞函數(shù)的矩陣gi11表示的處理。即，11次高諧波補(bǔ)償部93進(jìn)行下述(27)式所示的處理，輸出11次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα11、yβ11。將角頻率ω0預(yù)先設(shè)定為系統(tǒng)電壓的基波的角頻率，預(yù)先設(shè)計(jì)積分增益ki11。另外，11次高諧波補(bǔ)償部93還進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，還進(jìn)行用于為了校正在控制循環(huán)中的相位的延遲量而設(shè)為反相位的相位調(diào)整。11次高諧波補(bǔ)償部93也按照與5次高諧波補(bǔ)償部91同樣的方法設(shè)計(jì)。

將5次高諧波補(bǔ)償部91輸出的5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5、yβ5、7次高諧波補(bǔ)償部92輸出的7次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα7、yβ7和11次高諧波補(bǔ)償部93輸出的11次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα11、yβ11分別相加，作為高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα、yβ從高諧波補(bǔ)償控制器9輸出。另外，在本實(shí)施方式中，說(shuō)明了高諧波補(bǔ)償控制器9具備5次高諧波補(bǔ)償部91、7次高諧波補(bǔ)償部92和11次高諧波補(bǔ)償部93的情況，但不限于該情況。高諧波補(bǔ)償控制器9可以根據(jù)需要進(jìn)行抑制的高諧波的次數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。例如，在希望僅抑制5次高諧波的情況下，可以僅具備5次高諧波補(bǔ)償部91。另外，在還希望也抑制13次高諧波的情況下，還可以進(jìn)一步具備在上述(24)式的傳遞函數(shù)的矩陣gin中進(jìn)行由設(shè)為n＝13的傳遞函數(shù)的矩陣gi13表示的處理的13次高諧波補(bǔ)償部。

從高諧波補(bǔ)償控制器9輸出的高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα、yβ與從電流控制器74輸出的校正值信號(hào)xα、xβ相加。在二相/三相轉(zhuǎn)換部76，輸入相加有高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα、yβ的校正值信號(hào)xα、xβ。

在本實(shí)施方式中，5次高諧波補(bǔ)償部91以不進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的方式在靜止坐標(biāo)系下進(jìn)行控制。傳遞函數(shù)的矩陣gi5是表示與在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理等效的處理的傳遞函數(shù)的矩陣。

另外，在5次高諧波補(bǔ)償部91進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣gi5表示，所以是線性時(shí)不變的處理。另外，在5次高諧波補(bǔ)償?shù)目刂蒲h(huán)中不包括作為非線性時(shí)變處理的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理，因此成為線性時(shí)不變系統(tǒng)。因此，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)或者系統(tǒng)分析。這樣，通過(guò)使用上述(25)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣gi5，能夠使在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的非線性的處理，回歸到線性時(shí)不變的多輸入輸出系統(tǒng)，由此能夠容易地進(jìn)行系統(tǒng)分析或者控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。

7次高諧波補(bǔ)償部92和11次高諧波補(bǔ)償部93也同樣，在7次高諧波補(bǔ)償部92和11次高諧波補(bǔ)償部93中進(jìn)行的處理也是線性時(shí)不變的處理，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)或者系統(tǒng)分析。

另外，在本實(shí)施方式中，說(shuō)明了傳遞函數(shù)的矩陣的各元素的積分增益是相同的情況，但也可以使用按每個(gè)元素不同的值。例如，也能夠設(shè)計(jì)成提供提高α軸成分的快速響應(yīng)性或者提高穩(wěn)定性等的附加特性。另外，還能夠?qū)?1，2)元素和(2，1)元素的積分增益ki設(shè)計(jì)為“0”，提供控制正相部分、反相部分的雙方這樣的附加特性。關(guān)于控制正相部分、反相部分雙方的情況在后面敘述。

另外，在本實(shí)施方式中，說(shuō)明了分別單獨(dú)設(shè)計(jì)5次高諧波補(bǔ)償部91、7次高諧波補(bǔ)償部92、11次高諧波補(bǔ)償部93的情況，但不限于此。也可以使積分增益共用地一次性設(shè)計(jì)5次高諧波補(bǔ)償部91、7次高諧波補(bǔ)償部92、11次高諧波補(bǔ)償部93。

在第七實(shí)施方式中說(shuō)明了控制各高諧波的正相部分的情況，但不限于此。也可以控制各高諧波的反相部分。在該情況下，可以使用將在控制正相部分時(shí)使用的傳遞函數(shù)的矩陣gin的(1，2)元素與(2，1)元素交換而得的矩陣。另外，也可以進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制。以下，作為第八實(shí)施方式說(shuō)明進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制的情況。

如上所述，由矩陣gi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理，使正相部分和反相部分以相位不發(fā)生變化的方式通過(guò)(參照?qǐng)D7(a))，因此當(dāng)使用將上述(12)式所示的矩陣gi的(1，2)元素和(2，1)元素設(shè)為“0”而得的矩陣時(shí)，能夠進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制。關(guān)于矩陣gn、gin也同樣，當(dāng)在上述(23)、(24)式中使用將(1，2)元素和(2，1)元素設(shè)為“0”而得的矩陣時(shí)，能夠進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制。

第八實(shí)施方式的控制電路是在圖16所示的控制電路7中將在5次高諧波補(bǔ)償部91、7次高諧波補(bǔ)償部92和11次高諧波補(bǔ)償部93中分別使用的傳遞函數(shù)的矩陣gi5、gi7、gi11的(1，2)元素和(2，1)元素設(shè)為“0”而得的控制電路。在第八實(shí)施方式中，能夠進(jìn)行各次數(shù)的高諧波的正相部分、反相部分的雙方控制。另外，在第八實(shí)施方式中也與第七實(shí)施方式同樣地，起到能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)或者系統(tǒng)分析這樣的效果。

圖17是用于說(shuō)明在第八實(shí)施方式中進(jìn)行的模擬結(jié)果的圖。

進(jìn)行了當(dāng)在系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a(參照?qǐng)D16)的各相電流上加入不平衡干擾和各高諧波干擾，并將目標(biāo)電流設(shè)為20[a]時(shí)的模擬。圖17表示有由電流傳感器5檢測(cè)出的各相的輸出電流的電流信號(hào)iu、iv、iw的波形。該圖(a)表示剛剛開(kāi)始模擬，該圖(b)表示開(kāi)始模擬后50秒。如該圖(b)所示，電流信號(hào)iu、iv、iw的各波形成為抑制了各高諧波成分的平滑的波形。

圖18和圖19用于說(shuō)明在第八實(shí)施方式中進(jìn)行的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

在與包含不平衡干擾和各高諧波干擾的電力系統(tǒng)b連接的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a(參照?qǐng)D16)中，在設(shè)置有高諧波補(bǔ)償控制器9(僅5次高諧波補(bǔ)償部91和7次高諧波補(bǔ)償部92)與不設(shè)置高諧波補(bǔ)償控制器9的情況下進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。圖18表示成為穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)的u相的電流信號(hào)iu的波形。該圖(a)表示不設(shè)置高諧波補(bǔ)償控制器9的情況，該圖(b)表示設(shè)置有高諧波補(bǔ)償控制器9的情況。與該圖(a)相比較，該圖(b)的波形更加成為抑制了5次和7次高諧波成分的平滑的波形。圖19表示成為穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)的電流信號(hào)iu、iv、iw中包含的各高諧波成分的比例的表，表示在將基波成分的比例設(shè)為100時(shí)的各高諧波成分的比例。該圖(a)表示不設(shè)置高諧波補(bǔ)償控制器9的情況，該圖(b)表示設(shè)置有高諧波補(bǔ)償控制器9的情況。與該圖(a)的表相比較，該圖(b)的表顯示出更加抑制了5次和7次高諧波成分。

在上述第七和第八實(shí)施方式中，說(shuō)明了將3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw轉(zhuǎn)換為α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ進(jìn)行控制的情況，但不限于此。例如，也可以使用3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw直接進(jìn)行控制。以下，作為第九實(shí)施方式說(shuō)明該情況的實(shí)施方式。

圖20是用于說(shuō)明第九實(shí)施方式的控制電路的框圖。在該圖中，在與圖11所示的控制電路7”相同或者類似的要素標(biāo)注相同的符號(hào)。

圖20表示的控制電路7”在第三實(shí)施方式的控制電路7”(參照?qǐng)D11)中追加了高諧波補(bǔ)償控制器9’。在高諧波補(bǔ)償控制器9’中，5次高諧波補(bǔ)償部91’、7次高諧波補(bǔ)償部92’和11次高諧波補(bǔ)償部93’使用3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw進(jìn)行直接控制這一點(diǎn)與第七實(shí)施方式的高諧波補(bǔ)償控制器9(參照?qǐng)D16)不同。

三相/二相轉(zhuǎn)換和二相/三相轉(zhuǎn)換由上述(1)式和(4)式表示，因此在進(jìn)行三相/二相轉(zhuǎn)換后進(jìn)行由傳遞函數(shù)的矩陣gn表示的處理、然后進(jìn)行二相/三相轉(zhuǎn)換的處理，由下述(28)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g’n表示。

其中，在n＝3k+1(k＝1，2，…)的情況下，

另外，在n＝3k+2(k＝0，1，2，…)的情況下，

因此，在進(jìn)行三相/二相轉(zhuǎn)換后進(jìn)行由傳遞函數(shù)的矩陣gin表示的處理、然后進(jìn)行二相/三相轉(zhuǎn)換的處理，由下述(29)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g’in表示。

其中，在n＝3k+1(k＝0，1，2，…)的情況下，

其中，在n＝3k+2(k＝0，1，2，…)的情況下，

5次高諧波補(bǔ)償部91’被輸入從電流傳感器5輸出的3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw，生成用于抑制5次高諧波的正相部分的5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yu5、yv5、yw5，進(jìn)行下述(30)式所示的處理。另外，傳遞函數(shù)的矩陣g’i5是在上述(29)式的傳遞函數(shù)的矩陣g’in中設(shè)為n＝5而得的矩陣。另外，5次高諧波補(bǔ)償部91’進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，進(jìn)行用于為了校正在控制循環(huán)中的相位的延遲量而設(shè)為反相位的相位調(diào)整。另外，電流信號(hào)iu、iv、iw分別與本發(fā)明的“第一輸入信號(hào)”、“第二輸入信號(hào)”和“第三輸入信號(hào)”對(duì)應(yīng)，5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yu5、yv5、yw5分別與本發(fā)明的“第一輸出信號(hào)”、“第二輸出信號(hào)”和“第三輸出信號(hào)”對(duì)應(yīng)。

在本實(shí)施方式中，5次高諧波補(bǔ)償部91’在頻率加權(quán)中使用傳遞函數(shù)的矩陣g’i5，利用作為線性控制理論之一的h∞回路成形法進(jìn)行設(shè)計(jì)。在5次高諧波補(bǔ)償部91’進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣g’i5表示，所以是線性時(shí)不變的處理。因此，能夠進(jìn)行使用了線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。5次高諧波補(bǔ)償部91’與第七實(shí)施方式的5次高諧波補(bǔ)償部91同樣地設(shè)計(jì)。另外，也可以使用其它的線性控制理論進(jìn)行設(shè)計(jì)。

7次高諧波補(bǔ)償部92’被輸入從電流傳感器5輸出的3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw，生成用于抑制7次高諧波的正相部分的7次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yu7、yv7、yw7，進(jìn)行下述(31)式所示的處理。另外，傳遞函數(shù)的矩陣g’i7是在上述(29)式的傳遞函數(shù)的矩陣g’in中設(shè)為n＝7而得的矩陣。另外，7次高諧波補(bǔ)償部92’進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，進(jìn)行用于為了校正在控制循環(huán)中的相位的延遲量而設(shè)為反相位的相位調(diào)整。7次高諧波補(bǔ)償部92’也按照與5次高諧波補(bǔ)償部91’同樣的方法設(shè)計(jì)。

11次高諧波補(bǔ)償部93’被輸入從電流傳感器5輸出的3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw，生成用于抑制11次高諧波的正相部分的11次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yu11、yv11、yw11，進(jìn)行下述(32)式所示的處理。另外，傳遞函數(shù)的矩陣g’i11是在上述(29)式的傳遞函數(shù)的矩陣g’in中設(shè)為n＝11而得的矩陣。另外，11次高諧波補(bǔ)償部93’進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，進(jìn)行用于為了校正在控制循環(huán)中的相位的延遲量而設(shè)為反相位的相位調(diào)整。11次高諧波補(bǔ)償部93’也按照與5次高諧波補(bǔ)償部91’同樣的方法設(shè)計(jì)。

將5次高諧波補(bǔ)償部91’輸出的5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yu5、yv5和yw5；7次高諧波補(bǔ)償部92’輸出的7次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yu7、yv7和yw7；與11次高諧波補(bǔ)償部93’輸出的11次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yu11、yv11和yw11分別相加，作為高諧波補(bǔ)償信號(hào)yu、yv和yw從高諧波補(bǔ)償控制器9’輸出。另外，高諧波補(bǔ)償控制器9’可以根據(jù)需要進(jìn)行抑制的高諧波的次數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。例如，在希望僅抑制5次高諧波的情況下，可以僅包括5次高諧波補(bǔ)償部91’，在還希望也抑制13次高諧波的情況下，還可以進(jìn)行由在上述(25)式的傳遞函數(shù)的矩陣g’in中設(shè)為n＝13的傳遞函數(shù)的矩陣g’i13表示的處理的13次高諧波補(bǔ)償部。

從高諧波補(bǔ)償控制器9’輸出的高諧波補(bǔ)償信號(hào)yu、yv、yw與從電流控制器74”輸出的校正值信號(hào)xu、xv、xw相加。相加有高諧波補(bǔ)償信號(hào)yu、yv、yw的校正值信號(hào)xu、xv、xw分別與系統(tǒng)對(duì)抗量生成部72輸出的系統(tǒng)指令值信號(hào)ku、kv、kw相加，而將指令值信號(hào)x’u、x’v、x’w算出，并輸出到pwm信號(hào)生成部77。

在本實(shí)施方式中，在5次高諧波補(bǔ)償部91’進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣g’i5表示，所以是線性時(shí)不變的處理。另外，因?yàn)樵?次高諧波補(bǔ)償?shù)目刂骗h(huán)中不包括作為非線性時(shí)變處理的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理，所以成為線性時(shí)不變系統(tǒng)。因此，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)或者系統(tǒng)分析。關(guān)于7次高諧波補(bǔ)償部92’和11次高諧波補(bǔ)償部93’也同樣。

在第九實(shí)施方式中，在控制各高諧波的反相部分的情況下，可以使用將在控制正相部分時(shí)使用的傳遞函數(shù)的矩陣g’in的元素內(nèi)的gin12(s)、gin23(s)和gin31(s)與gin13(s)、gin21(s)和gin32(s)交換了的矩陣(即，矩陣g’in的轉(zhuǎn)置矩陣)。另外，也可以進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制。以下，在第九實(shí)施方式中，說(shuō)明5次高諧波補(bǔ)償部91’、7次高諧波補(bǔ)償部92’和11次高諧波補(bǔ)償部93’進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制的情況。

在上述(28)式中，當(dāng)考慮將矩陣gn的(1，2)元素和(2，1)元素設(shè)為“0”時(shí)，能夠計(jì)算下述(33)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g”n。

因此，5次高諧波補(bǔ)償部91’在進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，可以使用在下述(34)式的傳遞函數(shù)的矩陣g”in中設(shè)為n＝5的矩陣g”i5。同樣，7次高諧波補(bǔ)償部92’在進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，可以使用在下述(34)式的傳遞函數(shù)的矩陣g”in中設(shè)為n＝7的矩陣g”i7，11次高諧波補(bǔ)償部93’在進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，可以使用在下述(34)式的傳遞函數(shù)的矩陣g”in中設(shè)為n＝11的矩陣g”i11，

在上述第七至第九實(shí)施方式中，說(shuō)明了5次高諧波補(bǔ)償部91(91’)、7次高諧波補(bǔ)償部92(92’)和11次高諧波補(bǔ)償部93(93’)進(jìn)行代替i控制的控制的情況，但不限于此。例如，也可以進(jìn)行代替pi控制的控制。在第七實(shí)施方式中，在要使5次高諧波補(bǔ)償部91、7次高諧波補(bǔ)償部92和11次高諧波補(bǔ)償部93進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，當(dāng)n＝3k+1(k＝1，2，……)時(shí)，可以使用在上述(11)式中將ω0設(shè)為n·ω0并按下述(35)式那樣計(jì)算出的傳遞函數(shù)的矩陣gpin。另外，當(dāng)n＝3k+2(k＝0，1，2，……)時(shí)，可以使用在上述(11)式中將ω0設(shè)為n·ω0，交換(1，2)元素與(2，1)元素，并按下述(35’)式那樣計(jì)算出的傳遞函數(shù)的矩陣gpin。另外，下述(35)式和(35’)式也能夠在上述(23)式和(23’)式中設(shè)為f(s)＝kp+ki/s而算出。

在要使5次高諧波補(bǔ)償部91進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，可以使用在上述(35’)式中設(shè)為n＝5的矩陣gpi5，在要使7次高諧波補(bǔ)償部92進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，可以使用在上述(35)式中設(shè)為n＝7的矩陣gpi7，在要使11次高諧波補(bǔ)償部93進(jìn)行代替pi控制的控制時(shí)，可以使用在上述(35’)式中設(shè)為n＝11的矩陣gpi11。

在第八實(shí)施方式中，在要使5諧波補(bǔ)償單元91、7次高諧波補(bǔ)償部92和11次高諧波補(bǔ)償部93進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，可以使用將上述(35)式和(35’)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣gpin的(1，2)元素和(2，1)元素設(shè)為“0”的矩陣。

在第九實(shí)施方式中，在要使5次高諧波補(bǔ)償部91’、7次高諧波補(bǔ)償部92’和11次高諧波補(bǔ)償部93’進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，可以使用下述(36)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g’pin。

其中，在n＝3k+1(k＝1，2，…)的情況下，

其中，在n＝3k+2(k＝0，1，2，…)的情況下，

在第九實(shí)施方式中，在控制各高諧波的反相部分的情況下，當(dāng)要使5次高諧波補(bǔ)償部91’、7次高諧波補(bǔ)償部92’和11次高諧波補(bǔ)償部93’進(jìn)行代替pi控制的控制時(shí)，可以使用將上述(36)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g’pin的元素內(nèi)的gpin12(s)、gpin23(s)和gpin31(s)與gpin13(s)、gpin21(s)和gpin32(s)交換而得的矩陣(即，矩陣g’pin的轉(zhuǎn)置矩陣)。另外，在第九實(shí)施方式中，在進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，當(dāng)要使5次高諧波補(bǔ)償部91’、7次高諧波補(bǔ)償部92’和11次高諧波補(bǔ)償部93’進(jìn)行代替pi控制的控制時(shí)，可以使用下述(37)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣g”pin。

在進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，通過(guò)調(diào)整比例增益kp，具有能夠附加過(guò)渡時(shí)的阻尼效果這樣的優(yōu)點(diǎn)，但是具有易于受到模型化誤差的影響這樣的缺點(diǎn)。反之，在進(jìn)行代替i控制的控制時(shí)，具有不能夠附加過(guò)渡時(shí)的阻尼效果這樣的缺點(diǎn)，但是具有難以受到模型化誤差的影響這樣的優(yōu)點(diǎn)。

另外，5次高諧波補(bǔ)償部91(91’)、7次高諧波補(bǔ)償部92(92’)和11次高諧波補(bǔ)償部93(93’)也可以進(jìn)行代替除i控制和pi控制以外的控制的控制。在上述(23)式和(23’)式中，通過(guò)將傳遞函數(shù)f(s)作為各控制的傳遞函數(shù)，能夠計(jì)算表示與在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行該控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理等效的處理的傳遞函數(shù)的矩陣。因此，既能夠設(shè)為進(jìn)行代替pid控制(當(dāng)將比例增益設(shè)為kp，將積分增益設(shè)為ki，將微分增益設(shè)為kd時(shí)，傳遞函數(shù)由f(s)＝kp+ki/s+kd·s表示。)的控制，也能夠設(shè)為進(jìn)行代替d控制(微分控制：當(dāng)將微分增益設(shè)為kd時(shí)，傳遞函數(shù)由f(s)＝kd·s表示。)、p控制(比例控制：當(dāng)將比例增益設(shè)為kp時(shí)，傳遞函數(shù)由f(s)＝kp表示。)、pd控制、id控制等的控制。

在上述第七至第九實(shí)施方式中說(shuō)明了控制輸出電流的情況，但不限于此。例如，也可以控制輸出電壓。在該情況下，成為在第四實(shí)施方式的控制電路8(參照?qǐng)D13)中追加高諧波補(bǔ)償控制器9的結(jié)構(gòu)。在該情況下，也能夠起到與第七實(shí)施方式同樣的效果。另外，即使在控制輸出電壓的情況下，也能夠使用在上述第七至第九實(shí)施方式中說(shuō)明過(guò)的各控制方法。例如，既可以進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制，也可以直接使用3個(gè)電壓信號(hào)vu、vv、vw進(jìn)行控制，還可以進(jìn)行代替pi控制的控制。另外，還可以成為在第五實(shí)施方式的控制電路8’(參照?qǐng)D14)中追加了高諧波補(bǔ)償控制器9的結(jié)構(gòu)。

接著，說(shuō)明用于防止高諧波的抑制控制發(fā)散的方法。

在上述第七實(shí)施方式(參照?qǐng)D16)中，5次高諧波補(bǔ)償部91進(jìn)行用于為了校正在控制循環(huán)中的相位的延遲量而設(shè)為反相位的相位調(diào)整。被調(diào)整的相位基于與電力系統(tǒng)b連接前的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a的阻抗(主要由濾波器電路3的電抗器的電感和電容器的電容決定)而設(shè)定。在將系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a連接到電力系統(tǒng)b的情況下，當(dāng)電力系統(tǒng)b的負(fù)載條件與設(shè)想的不同時(shí)，存在濾波器電路3的諧振點(diǎn)偏移或者增加的情況。在該情況下，被調(diào)整的相位并不合適，存在控制發(fā)散的情況。

圖21表示從逆變器電路2的輸出電壓到系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a的輸出電流的傳遞函數(shù)的波特圖，表示系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a與電力系統(tǒng)b連接前的傳遞函數(shù)和連接后的傳遞函數(shù)的1個(gè)例子。

當(dāng)將系統(tǒng)電壓的基波的角頻率ω0設(shè)為120π[rad/sec](60[hz])時(shí)，5次高諧波的角頻率成為600π(≈1885)[rad/sec](300[hz])。依據(jù)該圖，5次高諧波的相位在連接前延遲大約90度，而在連接后延遲大約270度。即，即使調(diào)整相位使得在連接前控制成為負(fù)反饋控制，在連接后還是成為正反饋控制，控制發(fā)散。以下，作為第十實(shí)施方式說(shuō)明具備了用于防止這種控制發(fā)散的結(jié)構(gòu)的情況。

圖22用于說(shuō)明第十實(shí)施方式的高諧波補(bǔ)償控制器，表示有5次高諧波補(bǔ)償部91及在其后一級(jí)設(shè)置的發(fā)散防止部。

發(fā)散防止部94用于防止5次高諧波的抑制控制的發(fā)散。發(fā)散防止部94在判別為控制存在發(fā)散傾向的情況下，將從5次高諧波補(bǔ)償部91輸入的5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5、yβ5的相位變更后輸出。發(fā)散防止部94具備發(fā)散判別部941和相位變更部942。

發(fā)散判別部941用于判別是否控制存在發(fā)散傾向。發(fā)散判別部941將從5次高諧波補(bǔ)償部91輸入的5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5(或者，5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yβ5)與規(guī)定的閾值進(jìn)行比較，在5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5比規(guī)定的閾值大的情況下判別為控制存在發(fā)散傾向。發(fā)散判別部941在判別為控制存在發(fā)散傾向的情況下，向相位變更部942輸出判別信號(hào)。另外，由發(fā)散判別部941進(jìn)行的發(fā)散傾向的判別方法不限于此。例如，也可以在5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5大于規(guī)定的閾值的狀態(tài)持續(xù)了規(guī)定時(shí)間的情況下，判別為控制存在發(fā)散傾向。另外，也可以常時(shí)保存5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5的最大值，基于其最大值的傾斜度判別是否存在發(fā)散傾向。

相位變更部942將從5次高諧波補(bǔ)償部91輸入的5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5、yβ5的相位變更后輸出。相位變更部942進(jìn)行下述(38)式所示的處理，輸出5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)y’α5、y’β5。

在δθ5中設(shè)定初始值“0”，直到從發(fā)散判別部941輸入判別信號(hào)為止，不變更5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5、yβ5的相位地照原樣輸出。當(dāng)從發(fā)散判別部941輸入了判別信號(hào)時(shí)，相位變更部942使δθ5變化，并輸出相位被變更的5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)y’α5、y’β5。當(dāng)沒(méi)有從發(fā)散判別部941輸入判別信號(hào)時(shí)，固定δθ5，輸出相位被變更的5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)y’α5、y’β5。相位變更部942在使δθ5變化(例如增加)時(shí)，在5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5更大的情況下，通過(guò)使δθ5向反方向變化(例如減少)，來(lái)探索用于使控制收束的δθ5。

在控制存在發(fā)散傾向的情況下，使δθ5變化來(lái)探索適當(dāng)?shù)摩摩?，在控制不存在發(fā)在傾向的情況下，固定δθ5，輸出相位適當(dāng)被變更的5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)y’α5、y’β5。由此，能夠防止控制發(fā)散。

另外，用于防止控制發(fā)散的結(jié)構(gòu)不限于此。也能夠用其它的方法防止控制的發(fā)散。

圖23是用于說(shuō)明第十實(shí)施方式的其它實(shí)施例的高諧波補(bǔ)償控制器的圖，表示5次高諧波補(bǔ)償部91及在其后一級(jí)設(shè)置的發(fā)散防止部。

發(fā)散防止部94’用于防止5次高諧波的抑制控制的發(fā)散。發(fā)散防止部94’在判別為控制存在發(fā)散傾向的情況下，停止從5次高諧波補(bǔ)償部91輸入的5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5、yβ5的輸出。發(fā)散防止部94’在代替相位變更部942而設(shè)置輸出停止部943這一點(diǎn)與圖22所示的發(fā)散防止部94不同。

輸出停止部943在沒(méi)有從發(fā)散判別部941輸入判別信號(hào)的期間，照原樣輸出5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5、yβ5，在從發(fā)散判別部941輸入了判別信號(hào)的情況下，停止5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5、yβ5的輸出。

在控制不存在發(fā)散傾向的情況下，照原樣輸出從5次高諧波補(bǔ)償部91輸入的5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5、yβ5，在控制存在發(fā)散傾向的情況下，停止5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5、yβ5的輸出。當(dāng)不輸出5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)yα5、yβ5時(shí)，因?yàn)椴贿M(jìn)行5次高諧波的抑制控制，所以能夠防止發(fā)生控制的發(fā)散。即使不進(jìn)行5次高諧波的抑制控制，對(duì)其它的控制也不會(huì)帶來(lái)影響。

另外，也可以在輸出停止部943的前一級(jí)設(shè)置圖22所示的相位變更部942，在停止5次高諧波的抑制控制的期間探索δθ5，在決定了δθ5以后解除輸出停止部943的停止。

另外，在7次高諧波補(bǔ)償部92和11次高諧波補(bǔ)償部93中也設(shè)置同樣的結(jié)構(gòu)，能夠防止各高諧波抑制控制的發(fā)散。另外，在第八和第九實(shí)施方式中也同樣地能夠防止各高諧波抑制控制的發(fā)散。

在上述第七至第十實(shí)施方式中，說(shuō)明了在系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)(逆變器系統(tǒng))的控制電路中追加了高諧波補(bǔ)償控制器9的情況，但不限于此。例如，也可以在高諧波補(bǔ)償裝置、電力用有源濾波器、不平衡補(bǔ)償裝置、靜止型無(wú)效電力補(bǔ)償裝置(svc、svg)、不間斷電源裝置(ups)等的控制電路中追加高諧波補(bǔ)償控制器9(9’)。另外，也可以不進(jìn)行基波的控制(不設(shè)置電流控制器)，而僅進(jìn)行高諧波的補(bǔ)償。例如，高諧波補(bǔ)償裝置在圖16或圖20中去掉電流控制器74(74”)，在由高諧波補(bǔ)償控制器9(9’)進(jìn)行的高諧波抑制中使功能特殊化。另外，不限于對(duì)將直流轉(zhuǎn)換為三相交流的逆變器電路進(jìn)行控制的控制電路，例如，也可以在將三相交流轉(zhuǎn)換為直流的轉(zhuǎn)換器電路(參照?qǐng)D15中表示的第六實(shí)施方式)或者轉(zhuǎn)換三相交流的頻率的循環(huán)轉(zhuǎn)換器等的控制電路中追加高諧波補(bǔ)償控制器9(9’)。

接著，說(shuō)明將本發(fā)明的控制電路應(yīng)用于電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)用逆變器電路的控制電路中的情況。電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)用逆變器電路是用于驅(qū)動(dòng)作為使用交流電力的電動(dòng)機(jī)(電動(dòng)機(jī))的交流電動(dòng)機(jī)(例如，感應(yīng)電動(dòng)機(jī)、同步電動(dòng)機(jī)等)的逆變器電路。

現(xiàn)有的一般電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)用逆變器電路的控制電路輸入電流傳感器檢測(cè)出的電流信號(hào)i以及旋轉(zhuǎn)速度/位置檢測(cè)電路計(jì)算出的角頻率ω0和相位θ，并基于這些信號(hào)生成pwm信號(hào)輸出到逆變器電路。另外，旋轉(zhuǎn)速度/位置檢測(cè)電路檢測(cè)電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)速度和旋轉(zhuǎn)位置，并根據(jù)他們計(jì)算在控制電路的控制中使用的角頻率ω0和相位θ。

交流電動(dòng)機(jī)應(yīng)用于各種領(lǐng)域，近年來(lái)，用于實(shí)現(xiàn)高輸出化或運(yùn)轉(zhuǎn)速度范圍擴(kuò)大等的高速運(yùn)轉(zhuǎn)的要求正在高漲。為了使交流電動(dòng)機(jī)高速運(yùn)轉(zhuǎn)，電流控制的穩(wěn)定性是重要的。現(xiàn)有的電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)用逆變器電路的控制電路由于在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下進(jìn)行控制，因此d軸控制系統(tǒng)與q軸控制系統(tǒng)的干擾成為問(wèn)題。由于如果因電動(dòng)機(jī)的電感而d軸控制系統(tǒng)與q軸控制系統(tǒng)發(fā)生干擾，則電流控制變得不穩(wěn)定，因此通過(guò)由非干擾部計(jì)算并調(diào)整干擾量而抑制干擾。

然而，難以正確地把握電動(dòng)機(jī)的電感。因此，當(dāng)電動(dòng)機(jī)高速化而角頻率ω0增大時(shí)，由非干擾部計(jì)算出的干擾量的誤差增大。由此，非干擾處理變得不穩(wěn)定，由控制電路進(jìn)行的控制變得不穩(wěn)定。另外，因?yàn)檫M(jìn)行非線性時(shí)變處理，所以不能夠使用線性控制理論設(shè)計(jì)控制系統(tǒng)。因此，難以進(jìn)行兼顧高速響應(yīng)性和穩(wěn)定性的控制設(shè)計(jì)。

以下，作為第十一實(shí)施方式說(shuō)明將進(jìn)行由上述(12)式的傳遞函數(shù)的矩陣gi表示的處理的電流控制器應(yīng)用于電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)用逆變器電路的控制電路中而使得在靜止坐標(biāo)系下進(jìn)行控制的電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)裝置。

圖24是用于說(shuō)明第十一實(shí)施方式的電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)裝置的框圖。在圖中，在與圖1所示的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a相同或者類似的要素標(biāo)注相同的符號(hào)。

如該圖所示，電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)裝置d包括逆變器電路2和控制電路10，將直流電源1輸出的直流電力轉(zhuǎn)換為交流電力供給到電動(dòng)機(jī)m。在逆變器電路2的輸出線設(shè)置電流傳感器5，電流傳感器5檢測(cè)在電動(dòng)機(jī)m的各相電動(dòng)機(jī)繞組中流過(guò)的電流?？刂齐娐?0進(jìn)行控制，使得電流傳感器5檢測(cè)出的電流信號(hào)與目標(biāo)值一致。在電動(dòng)機(jī)m中預(yù)先設(shè)置旋轉(zhuǎn)速度檢測(cè)電路11，檢測(cè)電動(dòng)機(jī)m的轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)速度，計(jì)算角頻率ω0。

直流電源1輸出直流電力，例如，通過(guò)轉(zhuǎn)換器或者整流器將電力系統(tǒng)供給的交流電力轉(zhuǎn)換為直流電力后輸出。另外，也可以具備蓄電池、燃料電池、電二重層電容器、鋰離子電池或者太陽(yáng)能電池。

逆變器電路2將從直流電源1輸入的直流電壓轉(zhuǎn)換為交流電壓后輸出。逆變器電路2包括未圖示的具備3組6個(gè)開(kāi)關(guān)元件的pwm控制型的三相逆變器，基于從控制電路10輸入的pwm信號(hào)，通過(guò)切換各開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通與斷開(kāi)，將從直流電源1輸入的直流電壓轉(zhuǎn)換為交流電壓。

電動(dòng)機(jī)m是使用三相交流電力的電動(dòng)機(jī)，例如，是三相感應(yīng)電動(dòng)機(jī)或者三相同步電動(dòng)機(jī)。電流傳感器5檢測(cè)從逆變器電路2輸出的各相交流電流(即，流經(jīng)電動(dòng)機(jī)m的各相電動(dòng)機(jī)繞組的電流)。檢測(cè)出的電流信號(hào)i(iu、iv、iw)被輸入到控制電路10。旋轉(zhuǎn)速度檢測(cè)電路11通過(guò)編碼器等檢測(cè)電動(dòng)機(jī)m的轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)速度，在檢測(cè)出的旋轉(zhuǎn)速度中加入滑移角速度，計(jì)算角頻率ω0。被算出的角頻率ω0輸入到控制電路10。另外，旋轉(zhuǎn)速度檢測(cè)電路11也可以檢測(cè)電動(dòng)機(jī)m的轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)速度，并將該旋轉(zhuǎn)速度輸出到控制電路10，控制電路10計(jì)算角頻率ω0。

控制電路10控制逆變器電路2，例如，由微機(jī)等實(shí)現(xiàn)?？刂齐娐?0在從旋轉(zhuǎn)速度檢測(cè)電路11輸入角頻率ω0這一點(diǎn)和不設(shè)置系統(tǒng)對(duì)抗量生成部72這一點(diǎn)與第一實(shí)施方式的控制電路7不同(參照?qǐng)D6)。

在本實(shí)施方式中，由于控制電路10以不進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的方式在靜止坐標(biāo)系下進(jìn)行控制，因此不發(fā)生由電感引起的控制的干擾。因此，即使在高速運(yùn)轉(zhuǎn)電動(dòng)機(jī)m的情況下，也能夠進(jìn)行穩(wěn)定的控制。另外，由于不發(fā)生由電感引起的控制的干擾，因此不需要設(shè)置非干擾部。另外，如上述那樣，傳遞函數(shù)的矩陣gi是表示與進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理等效的處理的傳遞函數(shù)的矩陣。

另外，在電流控制器74中進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣gi表示，所以是線性時(shí)不變的處理。另外，在控制電路10中不包括作為非線性時(shí)間處理的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理，電流控制系統(tǒng)整體成為線性時(shí)不變系統(tǒng)。因此，能夠進(jìn)行使用了線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)或者系統(tǒng)分析。因此，能夠進(jìn)行兼顧高速響應(yīng)性和穩(wěn)定性的控制設(shè)計(jì)，因此具有高速響應(yīng)性并且能夠進(jìn)行穩(wěn)定的控制。這樣，通過(guò)使用上述(12)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣gi，能夠使在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的非線性的處理回歸到線性時(shí)不變的多輸入輸出系統(tǒng)，由此能夠容易地進(jìn)行系統(tǒng)分析或者控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。

另外，在本實(shí)施方式中也如上述第一至第三實(shí)施方式中記載的那樣，可以控制電流信號(hào)i(iu、iv、iw)的基波成分的反相部分，或者進(jìn)行正相部分、反相部分的雙方控制，也可以使用3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw直接進(jìn)行控制。另外，電流控制器74也可以進(jìn)行代替pi控制的控制或者代替其它控制的控制。

在通過(guò)逆變器進(jìn)行電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)的情況下，存在流經(jīng)電動(dòng)機(jī)的電流中包含高諧波成分的情況。高諧波成分以pwm信號(hào)生成時(shí)的停頓時(shí)間的添加、電流傳感器的不平衡或者偏移、從直流電源輸出的直流電壓的擺動(dòng)、電動(dòng)機(jī)的結(jié)構(gòu)等為原因而發(fā)生。當(dāng)在電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)中包含高諧波成分時(shí)，過(guò)電流或者噪聲產(chǎn)生、控制性能降低等，因此需要抑制高諧波成分。因此，如在上述第七至第十實(shí)施方式中記載的那樣，也可以在控制電路10中設(shè)置高諧波補(bǔ)償控制器9(9’)，抑制高諧波成分。在該情況下，在高諧波補(bǔ)償控制器9(9’)中使用的角頻率ω0也從旋轉(zhuǎn)速度檢測(cè)電路11輸入。

接著，說(shuō)明補(bǔ)償轉(zhuǎn)矩波動(dòng)的方法。

在電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)矩控制中，重視發(fā)生轉(zhuǎn)矩的品質(zhì)。與高諧波同樣地，以pwm信號(hào)生成時(shí)的停頓時(shí)間的附加、電流傳感器的不平衡或者偏移、從直流電源輸出的直流電壓的搖動(dòng)、電動(dòng)機(jī)的構(gòu)造等為原因，在轉(zhuǎn)矩中發(fā)生脈動(dòng)。作為去除該轉(zhuǎn)矩的周期波動(dòng)的方法，具有在與轉(zhuǎn)矩指令值對(duì)應(yīng)的電流目標(biāo)值疊加補(bǔ)償轉(zhuǎn)矩波動(dòng)的適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償信號(hào)(以下，設(shè)為“轉(zhuǎn)矩波動(dòng)補(bǔ)償信號(hào)”。)的方法。轉(zhuǎn)矩波動(dòng)補(bǔ)償信號(hào)一般是5、7、11次等高諧波成分。因此，高諧波補(bǔ)償控制器9(參照?qǐng)D16)可以代替補(bǔ)償高諧波而進(jìn)行追隨轉(zhuǎn)矩波動(dòng)補(bǔ)償信號(hào)的控制。即，可以向高諧波補(bǔ)償控制器9輸入α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ與各自的目標(biāo)值的偏差，而代替輸入α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ。

在5次高諧波補(bǔ)償部91、7次高諧波補(bǔ)償部92和11次高諧波補(bǔ)償部93，分別輸入α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ與α軸電流目標(biāo)值和β軸電流目標(biāo)值的偏差δiα、δiβ，但各高諧波補(bǔ)償部91、92、93根據(jù)振幅特性(參照?qǐng)D7)僅控制分別對(duì)應(yīng)的高諧波成分。因此，例如，在5次高諧波補(bǔ)償部91中，控制為使得包含于α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ中的5次高諧波成分，追隨疊加于α軸電流目標(biāo)值和β軸電流目標(biāo)值的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)補(bǔ)償信號(hào)的5次高諧波成分。由此，通過(guò)使從逆變器電路2流入電動(dòng)機(jī)m的電流追隨疊加有轉(zhuǎn)矩波動(dòng)補(bǔ)償信號(hào)的電流目標(biāo)值，能夠去除轉(zhuǎn)矩的周期波動(dòng)。另外，在使用3個(gè)電流信號(hào)iu、iv、iw進(jìn)行直接控制的情況下也同樣地，可以向高諧波補(bǔ)償控制器9’(參照?qǐng)D20)輸入電流信號(hào)iu、iv、iw與各自的目標(biāo)值的偏差，而代替輸入電流信號(hào)iu、iv、iw。

在上述第一至第十一實(shí)施方式中，說(shuō)明了逆變器電路2是三相逆變器電路，且向三相的電力系統(tǒng)b或者三相交流電動(dòng)機(jī)供電的情況，但不限于此。本發(fā)明的控制電路也能夠應(yīng)用于單相逆變器電路向單相的電力系統(tǒng)或者單相交流電動(dòng)機(jī)供電的情況。作為本發(fā)明的第十二實(shí)施方式，以下說(shuō)明將本發(fā)明應(yīng)用于在單相系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)設(shè)置的單相逆變器電路的控制電路的情況。

圖25是用于說(shuō)明第十二實(shí)施方式的單相系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的框圖。在該圖中，在與第一實(shí)施方式的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)a(參照?qǐng)D6)相同或者相似的要素標(biāo)注相同的符號(hào)。

如該圖所示，系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)e具備直流電源1、逆變器電路2”、濾波器電路3、變壓電路4、電流傳感器5、電壓傳感器6和控制電路12。逆變器電路2”是單相逆變器，是具備未圖示的2組4個(gè)開(kāi)關(guān)元件的pwm控制型逆變器電路。系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)e將直流電源1輸出的直流電力轉(zhuǎn)換為交流電力，供給到單相交流的電力系統(tǒng)b’。

控制電路12在不具備三相/二相轉(zhuǎn)換部73和二相/三相轉(zhuǎn)換部76這一點(diǎn)和代替電流控制器74而設(shè)置第二實(shí)施方式的α軸電流控制器74’(參照?qǐng)D9)這一點(diǎn)與第一實(shí)施方式的控制電路7(參照?qǐng)D6)不同。

在α軸電流控制器74’，輸入單相用的電流傳感器5檢測(cè)出的單相的電流信號(hào)(α軸電流信號(hào))與作為其目標(biāo)值的α軸電流目標(biāo)值的偏差。α軸電流控制器74’進(jìn)行由作為矩陣gi的(1，1)元素和(2，2)元素的下述(39)式所示的傳遞函數(shù)gi(s)表示的處理，輸出校正值信號(hào)x。在單相系統(tǒng)的情況下，可以僅對(duì)α軸電流信號(hào)進(jìn)行處理，因此不需要生成使相位延遲了90度的信號(hào)。

如上所述，α軸電流控制器74’在頻率加權(quán)中使用傳遞函數(shù)gi(s)，利用作為線性控制理論之一的h∞回路成形法進(jìn)行設(shè)計(jì)。在α軸電流控制器74’中進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)gi(s)表示，所以是線性時(shí)不變的處理。因此，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。另外，還能夠使用h∞回路成形法以外的線性控制理論進(jìn)行設(shè)計(jì)。

將系統(tǒng)對(duì)抗量生成部72輸出的系統(tǒng)指令值信號(hào)k與α軸電流控制器74’輸出的校正值信號(hào)x相加，將指令值信號(hào)x’算出，并輸入到pwm信號(hào)生成部77’。

pwm信號(hào)生成部77’，基于：使輸入的指令值信號(hào)x’和使指令值信號(hào)x’反轉(zhuǎn)而得的信號(hào)；和作為規(guī)定頻率(例如4khz)的三角波信號(hào)而生成的載波信號(hào)，利用三角波比較法生成pwm信號(hào)pp、pn。生成的pwm信號(hào)pp、pn被輸出到逆變器電路2”。另外，pwm信號(hào)生成部77’還將使pwm信號(hào)pp、pn反轉(zhuǎn)而得的信號(hào)輸出到逆變器電路2”。

在本實(shí)施方式中也能夠起到與第一實(shí)施方式的情況同樣的效果。另外，控制電路12由于不需要使α軸電流信號(hào)的相位延遲90度而得的信號(hào)，因此不需要設(shè)置生成使相位延遲90度的信號(hào)的結(jié)構(gòu)。另外，由于可以僅處理α軸電流信號(hào)(由于不需要處理延遲了90度的信號(hào))，因此結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單。

另外，在第十二實(shí)施方式中也與第四和第五實(shí)施方式同樣地，也可以控制輸出電壓。另外，也可以如第六實(shí)施方式那樣，在將單相交流轉(zhuǎn)換為直流的轉(zhuǎn)換器電路的控制電路中使用控制電路12。另外，α軸電流控制器74’也可以進(jìn)行代替pi控制的控制或者代替其它控制的控制。另外，也可以應(yīng)用于驅(qū)動(dòng)第十一實(shí)施方式的交流電動(dòng)機(jī)的情況，驅(qū)動(dòng)單相交流電動(dòng)機(jī)。

另外，與第七至第十實(shí)施方式中記載的同樣地，也可以在控制電路12中設(shè)置高諧波補(bǔ)償控制器，抑制高諧波成分。作為本發(fā)明的第十三實(shí)施方式，以下說(shuō)明在單相的逆變器電路2”的控制電路12設(shè)置有高諧波補(bǔ)償控制器的情況。

上述(39)式所示的傳遞函數(shù)gi(s)用于控制基波成分。n次高諧波是使基波的角頻率成為n倍的角頻率的成分。因此，控制n次高諧波時(shí)的傳遞函數(shù)成為在上述(39)式中將ω0設(shè)為n·ω0的下述(40)式所示的傳遞函數(shù)gin(s)。下述(40)式是上述(24)、(24’)式所示的矩陣gin的(1，1)元素和(2，2)元素。

圖26是用于說(shuō)明第十三實(shí)施方式的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)的框圖。在該圖中，在與圖25所示的控制電路12相同或者類似的要素標(biāo)注相同的符號(hào)。圖26所示的控制電路12在第十二實(shí)施方式的控制電路12(參照?qǐng)D25)中追加了高諧波補(bǔ)償控制器9”。

高諧波補(bǔ)償控制器9”輸入電流傳感器5所檢測(cè)出的電流信號(hào)i，生成用于高諧波抑制控制的高諧波補(bǔ)償信號(hào)y。高諧波補(bǔ)償控制器9”包括：用于抑制5次高諧波的5次高諧波補(bǔ)償部91”；用于抑制7次高諧波的7次高諧波補(bǔ)償部92”；和用于抑制11次高諧波的11次高諧波補(bǔ)償部93”。

5次高諧波補(bǔ)償部91”用于抑制5次高諧波。5次高諧波補(bǔ)償部91”進(jìn)行由用于對(duì)在上述(40)式所示的傳遞函數(shù)gin(s)中設(shè)為n＝5的5次高諧波進(jìn)行控制的傳遞函數(shù)gi5(s)表示的處理。即，5次高諧波補(bǔ)償部91”進(jìn)行下述(41)式所示的處理，輸出5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)y5。角頻率ω0預(yù)先設(shè)定為系統(tǒng)電壓的基波的角頻率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60[hz]))，預(yù)先設(shè)計(jì)積分增益ki5。另外，5次高諧波補(bǔ)償部91”還進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，還進(jìn)行用于校正在控制循環(huán)中的相位的延遲量而設(shè)為反相位的相位調(diào)整。另外，電流信號(hào)i與本發(fā)明的“輸入信號(hào)”對(duì)應(yīng)，5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)y5與本發(fā)明的“輸出信號(hào)”對(duì)應(yīng)。

在本實(shí)施方式中，5次高諧波補(bǔ)償部91”在頻率加權(quán)中使用傳遞函數(shù)gi5(s)，利用作為線性控制理論之一的h∞回路成形法進(jìn)行設(shè)計(jì)。在5次高諧波補(bǔ)償部91”進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)gi5(s)表示，所以是線性時(shí)不變的處理。因此，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。

另外，在控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中使用的設(shè)計(jì)方法不限于此，也能夠使用其它的線性控制理論。例如，也能夠使用回路成形法、優(yōu)化控制、h∞控制、混合靈敏度問(wèn)題等進(jìn)行設(shè)計(jì)。另外，也可以根據(jù)相位的延遲部分預(yù)先計(jì)算并設(shè)定用于進(jìn)行調(diào)整的相位θ5。例如，如果是控制對(duì)象相位延遲了90度的情況，則為了使相位延遲180度，可以設(shè)定為θ5＝－90度。

7次高諧波補(bǔ)償部92”用于控制7次高諧波。7次高諧波補(bǔ)償部92”進(jìn)行由用于控制在上述(40)式所示的傳遞函數(shù)gin(s)中設(shè)為n＝7的7次高諧波的傳遞函數(shù)gi7(s)表示的處理。即，7次高諧波補(bǔ)償部92”進(jìn)行下述(42)式所示的處理，輸出7次高諧波補(bǔ)償信號(hào)y7。角頻率ω0預(yù)先設(shè)定為系統(tǒng)電壓的基波的角頻率，預(yù)先設(shè)計(jì)積分增益ki7。另外，7次高諧波補(bǔ)償部92”還進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，還進(jìn)行用于校正在控制循環(huán)中的相位的延遲量而設(shè)為反相位的相位調(diào)整。7次高諧波補(bǔ)償部92”也按照與5次高諧波補(bǔ)償部91”同樣的方法設(shè)計(jì)。

11次高諧波補(bǔ)償部93”用于控制11次高諧波。11次高諧波補(bǔ)償部93”進(jìn)行由用于對(duì)在上述(40)式所示的傳遞函數(shù)gin(s)中設(shè)為n＝11的11次高諧波進(jìn)行控制的傳遞函數(shù)gi11(s)表示的處理。即，11次高諧波補(bǔ)償部93”進(jìn)行下述(43)式所示的處理，輸出11次高諧波補(bǔ)償信號(hào)y11。角頻率ω0預(yù)先設(shè)定為系統(tǒng)電壓的基波的角頻率，預(yù)先設(shè)計(jì)積分增益ki11。另外，11次高諧波補(bǔ)償部93”還進(jìn)行使穩(wěn)定裕度最大化的處理，其中，還進(jìn)行用于校正在控制循環(huán)中的相位的延遲量而設(shè)為反相位的相位調(diào)整。11次高諧波補(bǔ)償部93”也按照與5次高諧波補(bǔ)償部91”同樣的方法設(shè)計(jì)。

將5次高諧波補(bǔ)償部91”輸出的5次高諧波補(bǔ)償信號(hào)y5、7次高諧波補(bǔ)償部92”輸出的7次高諧波補(bǔ)償信號(hào)y7與11次高諧波補(bǔ)償部93”輸出的11次高諧波補(bǔ)償信號(hào)y11相加，作為高諧波補(bǔ)償信號(hào)y，從高諧波補(bǔ)償控制器9”輸出。另外，在本實(shí)施方式中，說(shuō)明了高諧波補(bǔ)償控制器9”具備5次高諧波補(bǔ)償部91”、7次高諧波補(bǔ)償部92”和11次高諧波補(bǔ)償部93”的情況，但不限于此。高諧波補(bǔ)償控制器9”可以根據(jù)需要抑制的高諧波的次數(shù)設(shè)計(jì)。例如，在希望僅抑制5次高諧波的情況下，可以僅設(shè)置5次高諧波補(bǔ)償部91”。另外，在進(jìn)一步還希望抑制13次高諧波的情況下，還可以設(shè)置進(jìn)行由在上述(16)式所示的傳遞函數(shù)gin(s)中設(shè)為n＝13的傳遞函數(shù)gi13(s)表示的處理的13次高諧波補(bǔ)償部。

從高諧波補(bǔ)償控制器9”輸出的高諧波補(bǔ)償信號(hào)y與從電流控制器74’輸出的校正值信號(hào)x相加。將相加有高諧波補(bǔ)償信號(hào)y的校正值信號(hào)x與系統(tǒng)對(duì)抗量生成部72輸出的系統(tǒng)指令值信號(hào)k相加，而將指令值信號(hào)x’算出，并輸入pwm信號(hào)生成部77’。

在本實(shí)施方式中，也能夠起到與第十二實(shí)施方式的情況同樣的效果。另外，如上所述樣，傳遞函數(shù)gi5(s)是表示與在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理同樣的處理的傳遞函數(shù)。在5次高諧波補(bǔ)償部91”中進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)gi5(s)表示，所以是線性時(shí)不變的處理。另外，由于在5次高諧波補(bǔ)償?shù)目刂骗h(huán)中不包括作為非線性時(shí)間處理的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理和靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換處理，因此成為線性時(shí)不變系統(tǒng)。因此，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)或者系統(tǒng)分析。這樣，通過(guò)使用傳遞函數(shù)gi5(s)，能夠使進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行i控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的非線性的處理回歸到線性時(shí)不變的多輸入輸出系統(tǒng)，由此，能夠容易地進(jìn)行系統(tǒng)分析或者控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。

關(guān)于7次高諧波補(bǔ)償部92”和11次高諧波補(bǔ)償部93”也同樣地，在7次高諧波補(bǔ)償部92”和11次高諧波補(bǔ)償部93”中進(jìn)行的處理也是線性時(shí)不變的處理，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)或者系統(tǒng)分析。

另外，在本實(shí)施方式中，說(shuō)明了分別單獨(dú)設(shè)計(jì)5次高諧波補(bǔ)償部91”、7次高諧波補(bǔ)償部92”、11次高諧波補(bǔ)償部93”的情況，但不限于此。也可以將積分增益設(shè)為共用，一次性設(shè)計(jì)5次高諧波補(bǔ)償部91”、7次高諧波補(bǔ)償部92”、11次高諧波補(bǔ)償部93”。

在本實(shí)施方式中說(shuō)明了5次高諧波補(bǔ)償部91”、7次高諧波補(bǔ)償部92”和11次高諧波補(bǔ)償部93”進(jìn)行代替i控制的控制的情況，但不限于此。例如，也可以進(jìn)行代替pi控制的控制。在本實(shí)施方式中，在要使5次高諧波補(bǔ)償部91”、7次高諧波補(bǔ)償部92”和11次高諧波補(bǔ)償部93”進(jìn)行代替pi控制的控制時(shí)，可以使用在上述(11)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣gpi的(1，1)元素的傳遞函數(shù)gpi(s)中將ω0設(shè)為n·ω0并按下述(44)式那樣計(jì)算出的傳遞函數(shù)gpin(s)。下述(44)式是上述(35)、(35’)式所示的矩陣gpin的(1，1)元素和(2，2)元素。

在要使5次高諧波補(bǔ)償部91”進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，可以使用在上述(44)式中設(shè)為n＝5而得的傳遞函數(shù)gpi5(s)，在要使7次高諧波補(bǔ)償部92”進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，可以使用在上述(44)式中設(shè)為n＝7而得的傳遞函數(shù)gpi7(s)，在要使11次高諧波補(bǔ)償部93”進(jìn)行代替pi控制的控制的情況下，可以使用在上述(44)式中設(shè)為n＝11而得的傳遞函數(shù)gpi11(s)。

另外，也可以使5次高諧波補(bǔ)償部91”、7次高諧波補(bǔ)償部92”和11次高諧波補(bǔ)償部93”進(jìn)行除代替i控制和pi控制以外的控制的控制。在下述(45)式所示的傳遞函數(shù)gn(s)(上述(23)、(23’)式所示的矩陣gn的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù))中，通過(guò)使傳遞函數(shù)f(s)成為各控制的傳遞函數(shù)，能夠計(jì)算表示與進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行該控制、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理同樣的處理的傳遞函數(shù)。

另外，在本實(shí)施方式中也與第十實(shí)施方式同樣地，可以設(shè)置發(fā)散防止部。另外，與第四和第五實(shí)施方式同樣地，也可以控制輸出電壓。另外，也可以如第六實(shí)施方式那樣，在將單相交流轉(zhuǎn)換為直流的轉(zhuǎn)換器電路的控制電路中使用控制電路12。另外，在應(yīng)用于驅(qū)動(dòng)第十一實(shí)施方式的交流電動(dòng)機(jī)的情況下，也可以驅(qū)動(dòng)單相交流電動(dòng)機(jī)。

另外，在上述第一、第二、第四至第八、第十一實(shí)施方式的控制電路7(7’、8、8’、10)中，通過(guò)代替三相/二相轉(zhuǎn)換部61設(shè)置使相位延遲的結(jié)構(gòu)，還能夠?qū)?yīng)于單相。作為第十四實(shí)施方式，以下說(shuō)明通過(guò)生成并使用使電流檢測(cè)器所檢測(cè)出的電流信號(hào)的相位延遲π/2(90度)而得的信號(hào)，來(lái)控制單相逆變器電路的情況。

圖27是用于說(shuō)明第十四實(shí)施方式的控制電路的框圖。在該圖中，在與第一實(shí)施方式的控制電路7(參照?qǐng)D6)相同或者類似的要素標(biāo)注相同的符號(hào)。

圖27所示的控制電路13控制單相的逆變器電路2”(參照?qǐng)D25)，被輸入電流傳感器5所檢測(cè)出的單相的電流信號(hào)，生成pwm信號(hào)，并將該pwm信號(hào)輸出到逆變器電路2”?？刂齐娐?3在不具備三相/二相轉(zhuǎn)換部73和二相/三相轉(zhuǎn)換部76而具備相位延遲部131這一點(diǎn)與第一實(shí)施方式的控制電路7(參照?qǐng)D6)不同。

相位延遲部131被輸入電流傳感器5所檢測(cè)出的單相的電流信號(hào)，輸出該電流信號(hào)(α軸電流信號(hào)iα)和使α軸電流信號(hào)iα的相位延遲π/2而得的β軸電流信號(hào)iβ。相位延遲部131進(jìn)行使被輸入的信號(hào)的相位延遲π/2的希爾伯特轉(zhuǎn)換。理想的希爾伯特轉(zhuǎn)換由下述(46)式所示的傳遞函數(shù)h(ω)表示。另外，ωs是抽樣化角頻率，j是虛數(shù)單位。即，所謂希爾伯特轉(zhuǎn)換，是振幅特性不依賴于頻率而為一定，使相位特性在正負(fù)的頻域延遲π/2的濾波處理。由于不能夠?qū)崿F(xiàn)理想的希爾伯特轉(zhuǎn)換，因此例如作為fir(有限脈沖響應(yīng))濾波器近似地實(shí)現(xiàn)。

另外，相位延遲部131不限于此，只要能夠生成使輸入信號(hào)的相位延遲π/2的信號(hào)即可。例如，也可以使用在申請(qǐng)人申請(qǐng)的日本特愿2011－231445號(hào)中記載的復(fù)系數(shù)濾波器。另外，也可以使用后述的第十七實(shí)施方式的基波正相部分抽出部f12。

電流控制器74被輸入從相位延遲部131輸出的α軸電流信號(hào)iα(電流傳感器5所檢測(cè)出的單相的電流信號(hào))和β軸電流信號(hào)iβ(使α軸電流信號(hào)iα的相位延遲π/2而得的信號(hào))與各自的目標(biāo)值的偏差δiα、δiβ，進(jìn)行上述(13)式所示的處理，生成用于電流控制的校正值信號(hào)xα、xβ。將系統(tǒng)對(duì)抗量生成部72輸出的系統(tǒng)指令值信號(hào)k與電流控制器74輸出的校正值信號(hào)xα(或者校正值信號(hào)xβ)相加，將指令值信號(hào)x’算出，并輸出到pwm信號(hào)生成部77’。另外，也可以先計(jì)算α軸電流信號(hào)iα與α軸電流目標(biāo)值的偏差δiα，將該偏差信號(hào)輸入相位延遲部131，生成使相位延遲π/2而得的信號(hào)，并將該得到的信號(hào)輸入電流控制器74。

在本實(shí)施方式中，也可以代替通過(guò)三相二相轉(zhuǎn)換從三相的電流信號(hào)生成α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ，而通過(guò)使單相的電流信號(hào)(α軸電流信號(hào)iα)的相位延遲π/2而生成β軸電流信號(hào)iβ，由此，能夠應(yīng)用第一實(shí)施方式的單相的電流控制的處理方法。另外，在本實(shí)施方式中，也能夠起到與第一實(shí)施方式的情況同樣的效果。

另外，在第十四實(shí)施方式中也與第二實(shí)施方式同樣地，可以控制正相部分和反相部分的雙方。另外，也可以與第四和第五實(shí)施方式同樣地控制輸出電壓。另外，也可以如第六實(shí)施方式那樣，在將單相交流轉(zhuǎn)換為直流的轉(zhuǎn)換器電路的控制電路中使用控制電路13。另外，電流控制器74也可以進(jìn)行代替pi控制的控制或者代替其它控制的控制。另外，在應(yīng)用于第十一實(shí)施方式的驅(qū)動(dòng)交流電動(dòng)機(jī)的情況下，也可以驅(qū)動(dòng)單相交流電動(dòng)機(jī)。另外，與第七至第十實(shí)施方式中記載的同樣，也可以在控制電路12中設(shè)置高諧波補(bǔ)償控制器，抑制高諧波成分。

在上述第一至第十三實(shí)施方式中，說(shuō)明了將本發(fā)明的信號(hào)處理裝置使用于控制電路的控制器中的情況，但不限于此。例如，也能夠?qū)⒈景l(fā)明的信號(hào)處理裝置作為濾波器使用。

當(dāng)將時(shí)間常數(shù)設(shè)為t時(shí)，低通濾波器的傳遞函數(shù)由f(s)＝1/(ts+1)表示。因此，表示與圖28所示的處理、即進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行低通濾波處理、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理等效處理的傳遞函數(shù)的矩陣glpf，使用上述(10)式按下述(47)式那樣計(jì)算。

圖29是用于分析作為矩陣glpf的各元素的傳遞函數(shù)的波特圖。該圖(a)表示矩陣glpf的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)，該圖(b)表示矩陣glpf的(1，2)元素的傳遞函數(shù)，該圖(c)表示矩陣glpf的(2，1)元素的傳遞函數(shù)。該圖表示中心頻率為60hz的情況，表示將時(shí)間常數(shù)t設(shè)為“0.1”、“1”、“10”、“100”的情況。

該圖(a)、(b)和(c)所示的振幅特性都在中心頻率具有峰值，當(dāng)時(shí)間常數(shù)t增大時(shí)，通帶減小。另外，頻率特性的峰值是－6db(＝1/2)。該圖(a)所示的相位特性在中心頻率成為0度。即，矩陣glpf的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)使相位不發(fā)變化地通過(guò)中心頻率的信號(hào)。該圖(b)所示的相位特性在中心頻率成為90度。即，矩陣glpf的(1，2)元素的傳遞函數(shù)使中心頻率的信號(hào)以相位超前90度的方式通過(guò)。另一方面，該圖(c)所示的相位特性在中心頻率成為－90度。即，矩陣glpf的(2，1)元素的傳遞函數(shù)使中心頻率的信號(hào)以相位延遲90度的方式通過(guò)。以下，考慮對(duì)于三相/二相轉(zhuǎn)換后的α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ(參照?qǐng)D8的矢量α和矢量β)的傳遞函數(shù)的矩陣glpf所示的處理。

圖8(a)表示基波成分的正相部分的信號(hào)，α軸電流信號(hào)iα的基波成分的正相部分比β軸電流信號(hào)iβ的基波成分的正相部分相位超前90度。當(dāng)對(duì)α軸電流信號(hào)iα進(jìn)行矩陣glpf的(1，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位不發(fā)生變化(參照?qǐng)D29(a))。另外，當(dāng)對(duì)β軸電流信號(hào)iβ進(jìn)行矩陣glpf的(1，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位超前90度(參照?qǐng)D29(b))。因此，通過(guò)將兩者相加，能夠抽取出α軸電流信號(hào)iα的基波成分的正相部分。另一方面，當(dāng)對(duì)α軸電流信號(hào)iα進(jìn)行矩陣glpf的(2，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位延遲90度(參照?qǐng)D29(c))。另外，當(dāng)對(duì)β軸電流信號(hào)iβ進(jìn)行矩陣glpf的(2，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位不發(fā)生變化。因此，通過(guò)將兩者相加，能夠抽取出β軸電流信號(hào)iβ的基波成分的正相部分。即，傳遞函數(shù)的矩陣glpf所示的處理是從α軸電流信號(hào)iα和β軸電流信號(hào)iβ抽取基波成分的正相部分的處理。

圖8(b)表示基波成分的反相部分的信號(hào)，α軸電流信號(hào)iα的基波成分的反相部分比β軸電流信號(hào)iβ的基波成分的反相部分的相位延遲90度。當(dāng)對(duì)β軸電流信號(hào)iβ進(jìn)行矩陣glpf的(1，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的反相部分的相位也超前90度，與α軸電流信號(hào)iα的基波成分的反相部分成為反相位，相互抵消。另外，當(dāng)對(duì)α軸電流信號(hào)iα進(jìn)行矩陣glpf的(2，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的反相部分的相位延遲90度，與β軸電流信號(hào)iβ的基波成分的反相部分成為反相位，相互抵消。因此，傳遞函數(shù)的矩陣glpf所示的處理是抑制基波成分的反相部分的處理。另外，基波成分以外的成分由于比基波成分衰減，因此能夠確認(rèn)傳遞函數(shù)的矩陣glpf所示的處理是僅抽取基波成分的正相部分的通帶濾波處理。即，能夠?qū)鬟f函數(shù)的矩陣glpf用作為僅抽取基波成分的正相部分的通帶濾波器。

另外，在不是抽取基波成分的正相部分，而是抽取反相部分的情況下，可以使用交換了傳遞函數(shù)的矩陣glpf的(1，2)元素與(2，1)元素的矩陣。另外，在抽取基波成分的正相部分、反相部分的雙方的情況下，可以使用將傳遞函數(shù)的矩陣glpf的(1，2)元素和(2，1)元素設(shè)為“0”的矩陣。

以下，作為本發(fā)明的第十五實(shí)施方式，說(shuō)明將進(jìn)行由上述(47)式的傳遞函數(shù)的矩陣glpf所示的處理的信號(hào)處理裝置作為通帶濾波器在相位檢測(cè)裝置中使用的情況。

圖30是表示第十五實(shí)施方式的相位檢測(cè)裝置的框結(jié)構(gòu)的圖。

圖30所示的相位檢測(cè)裝置f例如檢測(cè)電力系統(tǒng)的系統(tǒng)電壓的相位，該相位檢測(cè)裝置f具有：基波正交成分計(jì)算部f1，其去除包含于檢測(cè)出的電力系統(tǒng)的三相的電壓信號(hào)vu、vv、vw中的不平衡成分(基波成分的反相部分)或者高諧波成分，計(jì)算正規(guī)化了的電壓信號(hào)的基波成分(正弦波信號(hào))和與該基波成分正交的信號(hào)(余弦波形號(hào))；和相位計(jì)算部f2，其使用從基波正交成分計(jì)算部f1輸出的正弦波信號(hào)(瞬時(shí)值)和余弦波信號(hào)(瞬時(shí)值)以及從相位檢測(cè)裝置f輸出的相位，通過(guò)pll運(yùn)算處理，輸出電力系統(tǒng)的電壓信號(hào)的相位(θ)。

基波正交成分計(jì)算部f1包括：三相/二相轉(zhuǎn)換部f11，其將從未圖示的電壓傳感器輸入的三相的電壓信號(hào)vu、vv、vw(以規(guī)定的抽樣周期輸入的瞬時(shí)值)轉(zhuǎn)換為相互正交的二相(α相和β相)的α軸電壓信號(hào)vα和β軸電壓信號(hào)vβ；基波正相部分抽出部f12，其去除包含于從三相/二相轉(zhuǎn)換部f11輸出的α軸電壓信號(hào)vα和β軸電壓信號(hào)vβ中的不平衡成分和高諧波成分，抽取基波成分；和將從基波正相部分抽出部f12輸出的電壓信號(hào)vr、vj正規(guī)化的正規(guī)化部f13。另外，通過(guò)調(diào)整基波正相部分抽出部f12的增益，能夠省略正規(guī)化部f13。

三相/二相轉(zhuǎn)換部f11與三相/二相轉(zhuǎn)換部83(參照?qǐng)D13)同樣。三相的電壓信號(hào)vu、vv、vw一般是除基波成分的正相部分以外，還包含不平衡成分或者5次、7次、11次等奇次高諧波成分的不平衡三相信號(hào)。因此，在從三相/二相轉(zhuǎn)換部f11輸出的α軸電壓信號(hào)vα和β軸電壓信號(hào)vβ中也包含這些成分。

基波正相部分抽出部f12從由三相/二相轉(zhuǎn)換部f11輸入的α軸電壓信號(hào)vα和β軸電壓信號(hào)vβ，抽取作為基波成分的正相部分的電壓信號(hào)vr、vj，進(jìn)行由上述(47)式的傳遞函數(shù)的矩陣glpf表示的處理。當(dāng)基于系統(tǒng)電壓的基波的相位θ，對(duì)α軸電壓信號(hào)vα和β軸電壓信號(hào)vβ進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換時(shí)，基波成分的正相部分被轉(zhuǎn)換為直流成分。當(dāng)對(duì)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后的信號(hào)進(jìn)行低通濾波處理時(shí)，僅使直流成分通過(guò)而阻斷交流成分，由此，能夠僅抽取轉(zhuǎn)換為直流成分的基波成分的正相部分。通過(guò)在抽取出的基波成分中進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換，返回到基波成分的正相部分，能夠抽取作為基波成分的正相部分的電壓信號(hào)vr、vj。基波正相部分抽出部f12按照線性時(shí)不變的處理進(jìn)行與這些處理同樣的處理。

基波正相部分抽出部f12進(jìn)行下述(48)式所示的處理。角頻率ω0預(yù)先設(shè)定為與系統(tǒng)頻率fs＝60hz對(duì)應(yīng)的角頻率ωs＝120π[rad/sec]，預(yù)先設(shè)計(jì)時(shí)間常數(shù)t。

另外，在基波正相部分抽出部f12中被使用的角頻率ω0不限于預(yù)先設(shè)定的情況。在信號(hào)處理的抽樣周期是固定抽樣周期的情況下，也可以通過(guò)頻率檢測(cè)裝置等檢測(cè)系統(tǒng)頻率fs，基于檢測(cè)出的頻率，計(jì)算并使用角頻率ω0。

正規(guī)化部f13進(jìn)行將從基波正相部分抽出部f12輸出的電壓信號(hào)vr、vj的電平正規(guī)化為“1”的運(yùn)算處理。因?yàn)閺幕ㄕ嗖糠殖槌霾縡12輸出的電壓信號(hào)vr、vj是振幅相同的正弦波信號(hào)和余弦波信號(hào)，所以能夠通過(guò)運(yùn)算√(vr²+vj²)求出振幅。因此，正規(guī)化部f13通過(guò)對(duì)電壓信號(hào)vr、vj分別進(jìn)行vr/√(vr²+vj²)和vj/√(vr²+vj²)的運(yùn)算處理而進(jìn)行正規(guī)化，輸出被正規(guī)化的電壓信號(hào)vr’＝cos(θ)(θ＝ω·t)和電壓信號(hào)vj’＝sin(θ)。

相位計(jì)算部f2使用從基波正交成分計(jì)算部f1輸出的被正規(guī)化了的電壓信號(hào)vr’、vj’和從該相位計(jì)算部f2輸出的相位θ’(以下稱為“輸出相位θ’”。)，計(jì)算電壓信號(hào)vr’、vj’的相位θ(以下稱為“輸入相位θ”。)與輸出相位θ’的相位差δθ(＝θ－θ’)，基于相位差δθ更新輸出相位θ’，由此使輸出相位θ’收束于輸入相位θ。另外，相位計(jì)算部f2的結(jié)構(gòu)不限定于上述的結(jié)構(gòu)。例如，也可以通過(guò)其它的方法進(jìn)行相位差的計(jì)算。

如上所述，依據(jù)本發(fā)明的相位檢測(cè)裝置f，基波正相部分抽出部f12在抽取基波成分的正相部分，去除其它的成分(不平衡成分或者規(guī)定次數(shù)的高諧波成分)的基礎(chǔ)上還計(jì)算相位差δθ，因此能夠抑制受到不平衡成分或者高諧波成分的影響，以高精度高速地檢測(cè)相位。另外，還具有在基波正相部分抽出部f12的輸入輸出之間不產(chǎn)生相位差這樣的優(yōu)點(diǎn)。另外，由于還抑制在電壓傳感器等混入的噪聲的頻率成分，因此不需要新設(shè)置用于去除該噪聲的濾波器。

如上所述，傳遞函數(shù)的矩陣glpf是表示與在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行低通濾波處理、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)轉(zhuǎn)換的處理等效的處理的傳遞函數(shù)的矩陣。在基波正相部分抽出部f12進(jìn)行的處理因?yàn)橛蓚鬟f函數(shù)的矩陣glpf表示，所以是線性時(shí)不變的處理。因此，能夠進(jìn)行使用有線性控制理論的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)或者系統(tǒng)分析。

在上述第十五實(shí)施方式中，說(shuō)明了將本發(fā)明的信號(hào)處理裝置用作為組裝于相位檢測(cè)裝置的通帶濾波器的情況，但不限于此。本發(fā)明的信號(hào)處理裝置也能夠用作為僅抽取特定的頻率信號(hào)中的正相部分或者反相部分的通帶濾波器。另外，本發(fā)明的信號(hào)處理裝置還能夠用作為抽取特定頻率信號(hào)中的正相部分和反相部分的雙方的通帶濾波器。

在上述第十五實(shí)施方式中說(shuō)明了基波正相部分抽出部f12進(jìn)行代替低通濾波器的處理，抽取基波成分的正相部分的情況，但不限于此。如果判斷出希望抑制的不平衡成分或者高諧波成分，則也可以通過(guò)抑制這些成分，抽取基波成分的正相部分。在該情況下，通過(guò)進(jìn)行代替高通濾波器的處理，能夠起到陷波濾波器的作用。作為第十六實(shí)施方式，以下說(shuō)明基波正相部分抽出部f12按照代替了高通濾波器的處理抽取基波成分的情況。

當(dāng)將時(shí)間常數(shù)設(shè)為t時(shí)，高通濾波器的傳遞函數(shù)由f(s)＝ts/(ts+1)表示。因此，表示與圖31所示的處理、即與在進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后進(jìn)行高通濾波處理、然后進(jìn)行靜止坐標(biāo)處理等效的處理的傳遞函數(shù)的矩陣ghpf，使用上述(10)式，按下述(49)式那樣計(jì)算。

圖32是用于分析作為矩陣ghpf的各元素的傳遞函數(shù)的波特圖。該圖(a)表示矩陣ghpf的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)，該圖(b)表示矩陣ghpf的(1，2)元素的傳遞函數(shù)，該圖(c)表示矩陣ghpf的(2，1)元素的傳遞函數(shù)。該圖表示中心頻率為60hz的情況，表示將時(shí)間常數(shù)t設(shè)為“0.1”、“1”、“10”、“100”的情況。

該圖(a)表示的振幅特性在中心頻率附近衰減，在中心頻率的振幅特性是－6db(＝1/2)。另外，當(dāng)時(shí)間常數(shù)t增大時(shí)，阻帶減小。該圖(b)和(c)所示的振幅特性都在中心頻率具有峰值，振幅特性的峰值是－6db(＝1/2)。另外，當(dāng)時(shí)間常數(shù)t增大時(shí)，通帶減小。另外，該圖(a)所示的相位特性在中心頻率成為0度。即，矩陣ghpf的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)使中心頻率的信號(hào)以相位不發(fā)生變化的方式通過(guò)。該圖(b)表示的相位特性在中心頻率成為－90度。即，矩陣ghpf的(1，2)元素的傳遞函數(shù)使中心頻率的信號(hào)以相位延遲90度的方式通過(guò)。另一方面，該圖(c)所示的相位特性在中心頻率成為90度。即，矩陣ghpf的(2，1)元素的傳遞函數(shù)使中心頻率的信號(hào)以相位超前90度的方式通過(guò)。以下，討論對(duì)于從三相/二相轉(zhuǎn)換部f11輸出的α軸電壓信號(hào)vα和β軸電壓信號(hào)vβ(參照?qǐng)D8的矢量α和矢量β)的傳遞函數(shù)的矩陣ghpf所示的處理。

α軸電壓信號(hào)vα的基波成分的正相部分比β軸電壓信號(hào)vβ的基波成分的正相部分的相位超前90度(參照?qǐng)D8(a))。在對(duì)α軸電壓信號(hào)vα進(jìn)行了矩陣ghpf的(1，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理的情況下，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位不發(fā)生變化(參照?qǐng)D32(a))。另外，在對(duì)β軸電壓信號(hào)vβ進(jìn)行了矩陣ghpf的(1，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理的情況下，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位延遲90度(參照?qǐng)D32(b))。因此，由于兩者的相位成為反相位，因此通過(guò)將兩者相加而相互抵消。另一方面，在對(duì)α軸電壓信號(hào)vα進(jìn)行了矩陣ghpf的(2，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理的情況下，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位超前90度(參照?qǐng)D32(c))。另外，在對(duì)β軸電壓信號(hào)vβ進(jìn)行了矩陣ghpf的(2，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理的情況下，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位不發(fā)生變化。因此，由于兩者的相位成為反相位，因此通過(guò)將兩者相加而相互抵消。

此外，α軸電壓信號(hào)vα的基波成分的反相部分比β軸電壓信號(hào)vβ的基波成分的反相部分的相位延遲90度(參照?qǐng)D8(b))。在對(duì)α軸電壓信號(hào)vα進(jìn)行了矩陣ghpf的(1，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理的情況下，基波成分的反相部分的振幅成為一半，相位不發(fā)生變化。另外，在對(duì)β軸電壓信號(hào)vβ進(jìn)行了矩陣ghpf的(1，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理的情況下，基波成分的反相部分的振幅成為一半，相位延遲90度。因此，由于兩者的相位成為與α軸電壓信號(hào)vα的基波成分的反相部分相同的相位，因此通過(guò)將兩者相加，再現(xiàn)α軸電壓信號(hào)vα的基波成分的反相部分。另一方面，在對(duì)α軸電壓信號(hào)vα進(jìn)行了矩陣ghpf的(2，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理的情況下，基波成分的反相部分的振幅成為一半，相位超前90度(參照?qǐng)D32(c))。另外，在對(duì)β軸電壓信號(hào)vβ進(jìn)行了矩陣ghpf的(2，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理的情況下，基波成分的反相部分的振幅成為一半，相位不發(fā)生變化。因此，由于兩者的相位成為與β軸電壓信號(hào)vβ相同的相位，因此通過(guò)將兩者相加，再現(xiàn)β軸電壓信號(hào)vβ的基波成分的反相部分。

即，傳遞函數(shù)的矩陣ghpf使基波成分的反相部分通過(guò)，抑制基波成分的正相部分。另外，基波成分的正相部分和反相部分以外的頻率的信號(hào)(高諧波成分的信號(hào)等)，在進(jìn)行了矩陣ghpf的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(shù)所示的處理的情況下，照原樣地通過(guò)(參照?qǐng)D32(a))，在進(jìn)行了(1，2)元素和(2，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理的情況下，因?yàn)樗p(參照?qǐng)D32(b)、(c))，所以幾乎照原樣地通過(guò)。因此，能夠確認(rèn)傳遞函數(shù)的矩陣ghpf所示的處理是僅抑制基波成分的正相部分的陷波濾波處理。

在交換了傳遞函數(shù)的矩陣ghpf的(1，2)元素與(2，1)元素的情況下，與上述相反，抑制基波成分的反相部分，使基波成分的正相部分和高諧波部分等通過(guò)。即，交換了傳遞函數(shù)的矩陣ghpf的(1，2)元素與(2，1)元素的矩陣所示的處理，是僅抑制基波成分的反相部分的陷波濾波處理。另外，該矩陣也能夠考慮在傳遞函數(shù)的矩陣ghpf中代替角頻率ω0而設(shè)定“－ω0”而得的矩陣。即，傳遞函數(shù)的矩陣ghpf所示的處理是僅抑制作為角頻率ω0被設(shè)定的頻率成分的陷波濾波處理。

例如，在希望抑制的頻率成分是基波成分的反相部分(－fs)和5次、7次、11次高諧波成分(－5fs、+7fs、－11fs)的情況下，如果按每個(gè)這些頻率成分進(jìn)行陷波濾波處理，則能夠僅抽取基波成分的正相部分。

表示第十六實(shí)施方式的相位檢測(cè)裝置的框結(jié)構(gòu)的圖是在圖30所示的第十五實(shí)施方式的相位檢測(cè)裝置f中，將基波正相部分抽出部f12變更為基波正相部分抽出部f12’(參照后述的圖33)的圖(另外，省略基波正相部分抽出部f12’以外的圖示。)。另外，為了與第十五實(shí)施方式的相位檢測(cè)裝置f相區(qū)別，將第十六實(shí)施方式的相位檢測(cè)裝置設(shè)為相位檢測(cè)裝置f’。

圖33是用于說(shuō)明第十六實(shí)施方式的基波正相部分抽出部f12’的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的框圖。

基波正相部分抽出部f12’包括反相部分去除部f121、5次高諧波去除部f122、7次高諧波去除部f123和11次高諧波去除部f124。反相部分去除部f121抑制反相部分的信號(hào)的通過(guò)，從由三相/二相轉(zhuǎn)換部f11(參照?qǐng)D30)輸入的α軸電壓信號(hào)vα和β軸電壓信號(hào)vβ去除反相部分后輸出。反相部分去除部f121進(jìn)行在上述(48)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣ghpf中代替角頻率ω0設(shè)為“－ω0”的處理，當(dāng)將從反相部分去除部f121輸出的信號(hào)設(shè)為vα’、vβ’時(shí)，進(jìn)行下述(50)式所示的處理。角頻率ω0預(yù)先設(shè)定為與系統(tǒng)頻率fs＝60hz對(duì)應(yīng)的角頻率ωs＝120π[rad/sec]，預(yù)先設(shè)計(jì)時(shí)間常數(shù)t。

5次高諧波去除部f122、7次高諧波去除部f123和11次高諧波去除部f124分別抑制5次高諧波、7次高諧波、11次高諧波的通過(guò)，進(jìn)行在上述(49)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣ghpf中代替角頻率ω0分別設(shè)為“－5ω0”、“7ω0”、“－11ω0”的處理。角頻率ω0預(yù)先設(shè)定為與系統(tǒng)頻率fs＝60hz對(duì)應(yīng)的角頻率ωs＝120π[rad/sec]。

另外，在基波正相部分抽出部f12’中使用的角頻率ω0不限于預(yù)先設(shè)定的情況。在信號(hào)處理的抽樣周期是固定抽樣周期的情況下，也可以通過(guò)頻率檢測(cè)裝置等檢測(cè)系統(tǒng)頻率fs，基于被檢測(cè)出的頻率計(jì)算并使用角頻率ω0。

圖34是表示基波正相部分抽出部f12’的頻率特性的圖。反相部分去除部f121、5次高諧波去除部f122、7次高諧波去除部f123和11次高諧波去除部f124，因?yàn)榉謩e具有分別抑制反相部分(－fs)、5次高諧波成分(－5fs)、7次高諧波成分(7fs)、11次高諧波成分(－11fs)通過(guò)的頻率特性，所以作為基波正相部分抽出部f12’整體的頻率特性成為圖34所示。如果依據(jù)該圖，則反相部分(－fs)、5次高諧波成分(－5fs)、7次高諧波成分(7fs)、11次高諧波成分(－11fs)分別被抑制，作為其它成分的基波成分(fs)通過(guò)。因此，基波正相部分抽出部f12’能夠適當(dāng)?shù)厥够ǔ煞值恼嗖糠滞ㄟ^(guò)，從α軸電壓信號(hào)vα和β軸電壓信號(hào)vβ抽取作為基波成分的正相部分的電壓信號(hào)vr、vj。

一般來(lái)說(shuō)，疊加于電力系統(tǒng)的高諧波，因?yàn)?次、7次、11次高諧波多，所以在本實(shí)施方式中，設(shè)計(jì)為抑制它們與基波成分的反相部分。另外，基波正相部分抽出部f12’也可以根據(jù)需要抑制的高諧波的次數(shù)設(shè)計(jì)。例如，作為高諧波在希望僅抑制5次高諧波的情況下，不需要設(shè)置7次高諧波去除部f123和11次高諧波去除部f124，而且，在還希望抑制13次高諧波的情況下，還可以設(shè)置在上述(49)式所示的傳遞函數(shù)的矩陣ghpf中作為角頻率ω0設(shè)定為“13ω0”而得的13次高諧波去除部。另外，在疊加于電力系統(tǒng)的高諧波成分少而能夠忽略的情況下，也可以僅設(shè)設(shè)置反相部分去除部f121。另外，為了去除在電壓傳感器等混入的噪聲，可以在基波正相部分抽出部f12’進(jìn)一步設(shè)置用于去除該噪聲的頻率成分的去除部。

在第十六實(shí)施方式中，基波正相部分抽出部f12’去除基波成分的反相部分或者規(guī)定次數(shù)的高諧波成分，由此能夠抽取基波成分的正相部分，因此能夠起到與第十五實(shí)施方式同樣的效果。

另外，眾所周知，如果將陷波濾波器和通帶濾波器設(shè)為多級(jí)結(jié)構(gòu)，則由于能夠設(shè)為陡峭的濾波特性，并且能夠容易地調(diào)整反相部分或者高諧波成分的去除特性或者響應(yīng)特性，因此在安裝時(shí)可以設(shè)為適當(dāng)級(jí)數(shù)的多級(jí)結(jié)構(gòu)。例如，在第十五實(shí)施方式的相位檢測(cè)裝置f(參照?qǐng)D30)中，可以在基波正相部分抽出部f12的后級(jí)進(jìn)一步設(shè)置基波正相部分抽出部f12。另外，如果將陷波濾波器與通帶濾波器組合起來(lái)，則能夠期待兩者特性的相乘效果，能夠得到更高速而且更高精度的相位檢測(cè)特性。因此，例如在第十五實(shí)施方式的相位檢測(cè)裝置f(參照?qǐng)D30)中，可以在基波正相部分抽出部f12的后級(jí)進(jìn)一步設(shè)置基波正相部分抽出部f12’。

在上述第十六實(shí)施方式中，說(shuō)明了將本發(fā)明的信號(hào)處理裝置用作為組裝于相位檢測(cè)裝置中的陷波濾波器的情況，但不限于此。本發(fā)明的信號(hào)處理裝置也能夠用作為僅抑制特定的頻率信號(hào)中的正相部分或者反相部分的陷波濾波器。

在上述第十五和第十六實(shí)施方式中，說(shuō)明了相位檢測(cè)裝置f(f’)檢測(cè)三相的電力系統(tǒng)的系統(tǒng)電壓的相位的情況，而在檢測(cè)單相的電力系統(tǒng)的系統(tǒng)電壓的相位的情況下也能夠應(yīng)用本發(fā)明。作為第十七實(shí)施方式，以下說(shuō)明檢測(cè)單相的電力系統(tǒng)的系統(tǒng)電壓的相位的相位檢測(cè)裝置。

圖35是第十七實(shí)施方式的相位檢測(cè)裝置f”的框圖，但只是在對(duì)于圖30的相位檢測(cè)裝置f不設(shè)置三相/二相轉(zhuǎn)換部f11這一點(diǎn)不同。在單相的情況下，由于電壓信號(hào)v僅為1個(gè)，因此其電壓信號(hào)v的抽樣數(shù)據(jù)和“0”被輸入基波正相部分抽出部f12。在上述(48)式中，當(dāng)設(shè)為vα＝v，vβ＝0時(shí)，成為下述(51)式。

當(dāng)對(duì)電壓信號(hào)v進(jìn)行矩陣glpf的(1，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的振幅成為一半，相位不發(fā)生變化(參照?qǐng)D29(a))。即，電壓信號(hào)vr成為將電壓信號(hào)v的基波成分的振幅設(shè)為一半而得的信號(hào)。另外，當(dāng)對(duì)電壓信號(hào)v進(jìn)行矩陣glpf的(2，1)元素的傳遞函數(shù)所示的處理時(shí)，基波成分的振幅成為一半，相位延遲90度(參照?qǐng)D29(c))。即，電壓信號(hào)vj成為將電壓信號(hào)v的基波成分的振幅設(shè)為一半并將相位延遲90度而得的信號(hào)。因此，通過(guò)在基波正相部分抽出部f12輸入電壓信號(hào)v和“0”，輸出正交的電壓信號(hào)vr、vj。另外，電壓信號(hào)vr、vj的振幅雖然成為電壓信號(hào)v的基波成分的振幅的一半，但是在正規(guī)化部f13中被正規(guī)化。另外，在圖30的相位檢測(cè)裝置f中，也可以去除三相/二相轉(zhuǎn)換部f11，輸入u、v、w的某一相的電壓信號(hào)v的抽樣數(shù)據(jù)。

在基波正相部分抽出部f12，即使在輸入了單相的電壓信號(hào)的情況下，也與三相的情況同樣地輸出相互正交的電壓信號(hào)vr、vj(正弦波信號(hào)和余弦波信號(hào))，因此基波正相部分抽出部f12、正規(guī)化部f13和相位計(jì)算部f2能夠由與圖30所示的三相用的相位檢測(cè)裝置f同樣的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)。在第十七實(shí)施方式中也能夠起到與第十五實(shí)施方式同樣的效果。

在上述第十七實(shí)施方式中，說(shuō)明了將本發(fā)明的信號(hào)處理裝置用作為被組裝于相位檢測(cè)裝置的濾波器的情況，但不限于此。本發(fā)明的信號(hào)處理裝置也能夠用作為從被輸入的單相信號(hào)僅抽取特定頻率的信號(hào)并輸出相互正交的2個(gè)信號(hào)的濾波器。例如，既可以在單相逆變器電路的控制電路中使用，也可以在上述第十四實(shí)施方式的相位延遲部131中使用。另外，如上所述，在單相的信號(hào)中進(jìn)行矩陣glpf所示的處理的情況下，由于被輸出的信號(hào)的振幅成為原來(lái)信號(hào)的基波成分的振幅的一半，因此需要追加使被輸出的信號(hào)的振幅放大2倍的結(jié)構(gòu)。

本發(fā)明的信號(hào)處理裝置、濾波器、控制電路、使用有該控制電路的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)和pwm轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)不限于上述的實(shí)施方式。本發(fā)明的信號(hào)處理裝置、濾波器、控制電路、使用有該控制電路的系統(tǒng)連接逆變器系統(tǒng)和pwm轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)的各部分的具體結(jié)構(gòu)能夠自由地進(jìn)行各種設(shè)計(jì)變更。