總的而言本發(fā)明涉及車輛，特別涉及一種電動車輛驅動系統(tǒng)。

背景技術：

電動車輛，例如電動汽車，越來越受到人們的青睞。目前電動汽車的驅動一般采用蓄電池+永磁電機的模式，控制系統(tǒng)采用開環(huán)/閉環(huán)控制。對于開環(huán)控制而言，車輛(車速)不能精確的跟隨給定，已逐步淘汰。在閉環(huán)控制中，當前一般采用速度閉環(huán)控制方式，其采用傳統(tǒng)的pid調節(jié)器對給定速度與實際速度的偏差進行調節(jié)，根據調整結果控制逆變器的輸出。這種控制方式，系統(tǒng)響應速度慢，調整過程中易出現超調，實際速度圍繞設定值長時間振動，這樣就造成在車輛提速過程中駕駛者感覺車速不穩(wěn)定。除此之外，目前電動車輛一般采用斬波升壓(boost)的方式對蓄電池的輸出電壓進行升壓，這種方式開關管損耗大，功率因數低。

技術實現要素：

針對現有技術的缺陷，本發(fā)明提供了一種電動車輛驅動系統(tǒng)。

一種電動車輛驅動系統(tǒng)，包括dc/dc變換單元、逆變器、永磁同步電機、cark變換模塊、park變換模塊、轉子位置傳感器、分數階pid調節(jié)器、電流調節(jié)器、park逆變換模塊、和脈沖寬度調制模塊；所述轉子位置傳感器的輸入端連接永磁同步電機的轉子參數輸出端，轉子位置傳感器的轉子位置輸出端連接park變換模塊的轉子位置數據輸入端；轉子位置傳感器的轉子角速度數據輸出端連接第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉速給定信號相連；第一比較器的輸出端與分數階pid調節(jié)器的輸入端連接，分數階pid調節(jié)器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與park變換模塊的q軸電流輸出端相連；即d軸電流給定值恒為零，d軸電流給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與park變換模塊的d軸電流輸出端相連；第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調節(jié)器相連，電流調節(jié)器的輸出端通過park逆變換模塊與脈沖寬度調制模塊相連，脈沖寬度調制模塊輸出調制信號至逆變器，逆變器接收dc/dc變換單元的輸出電壓vo，根據調制信號打開/關閉逆變器中的igbt，從而輸出可變頻率的電壓信號至永磁電機；通過轉子位置傳感器采集永磁同步電機的轉子位置θ、實際轉速ωm，通過電流傳感器采集逆變器輸出的其中兩相ia、ib，ia、ib經過clark變換和park變換，得到永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流id和iq；第一比較器將轉速給定值與實際轉速ωm進行比較，偏差信號經過分數階pid調節(jié)器調節(jié)，分數階pid調節(jié)器的輸出值作為q軸的電流給定值d軸電流給定值第二比較器對iq與進行比較，第三比較器對id與進行比較，第二比較器和第三比較器的比較結果送入電流調節(jié)器，通過電流調節(jié)器調節(jié)后得到dq軸坐標系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值park逆變換模塊對和進行park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機的三相輸入電壓，驅動永磁同步電機運行；所述dc/dc變換單元采用半有源橋dc-dc變換器，由輸入側和輸出側構成；輸入側用于將輸入的直流電壓變換為高頻交流方波電壓，通過變壓器將電能從原邊傳遞至副邊；輸出側用于實現對變壓器副邊的交流電壓進行整形，實現額定電壓輸出；輸入側由四個可控開關管組成全橋電路，輸出側由兩個可控開關管和兩個二極管以及輸出電容成，

輸入側和輸出側由變壓器連接；所述電流調節(jié)器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸pi調節(jié)器與q軸pi調節(jié)器，d軸pi調節(jié)器的輸出電壓為ud，q軸pi調節(jié)器的輸出電壓為uq，ud、uq、vo送入電壓極限環(huán)，得到和通過第四比較器對uq與進行比較，得到偏差△uq，△uq經比例模塊1/kqp被送入q軸pi調節(jié)器中的積分模塊，對△uq進行pi調節(jié)，使得通過第五比較模塊對ud與進行比較，得到偏差△ud，△ud經比例模塊1/kdp被送入d軸pi調節(jié)器中的積分模塊,對△ud進行pi調節(jié)，使得

本發(fā)明的有益效果是：采用轉速外環(huán)、電流內環(huán)的雙閉環(huán)控制結構，轉速可以快速跟隨給定，提高了系統(tǒng)響應速度；采用半有源橋dc/dc變換器，降低了dc/dc變換器中存在的無功功率，減小開關管的損耗，提高了dc/dc變換器的可靠性；通過采用分數階pid使得系統(tǒng)具有了更大的調節(jié)范圍，獲得了比傳統(tǒng)pid更好的控制品質及更強的魯棒性；電流環(huán)中加入了限幅與閉環(huán)反饋環(huán)節(jié)，保證了電機平穩(wěn)運行，避免電機出現過調制。

附圖說明

圖1為本發(fā)明系統(tǒng)整體結構示意圖；

圖2為本發(fā)明驅動系統(tǒng)的結構示意圖；

圖3為dc/dc變換單元的結構示意圖；

圖4為dc/dc變換單元工作流程圖；

圖5為分數階pid的結構示意圖；

圖6為分數階pid整定流程圖；

圖7為電流調節(jié)單元的結構示意圖；

圖8為本發(fā)明控制結果比較圖。

具體實施方式

為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能夠更加明顯易懂，下面結合附圖對本發(fā)明的具體實施方式做詳細的說明，使本發(fā)明的上述及其它目的、特征和優(yōu)勢將更加清晰。在全部附圖中相同的附圖標記指示相同的部分。并未刻意按比例繪制附圖，重點在于示出本發(fā)明的主旨。

首先結合附圖1對本發(fā)明的系統(tǒng)結構做說明。本發(fā)明提供了一種電動車輛驅動系統(tǒng)，系統(tǒng)包括：dc/dc變換單元、逆變器、永磁電機、mcu(主控單元)，以及位置檢測電路、電流檢測電路等。dc/dc變換單元與電池相連，dc/dc變換單元的輸出端連接逆變器，逆變器與永磁電機相連，通過永磁電機驅動車輛運行。通過電壓傳感器分別檢測dc/dc變換單元的輸入電壓vin和輸出電壓vo，通過電流傳感器檢測逆變器的輸出電壓ia、ib，通過霍爾元件檢測永磁電機的實際轉速ωm和轉子位置，這些檢測信號被送入mcu，mcu根據這些檢測信號分別向dc/dc變換單元和逆變器輸出驅動信號g1、g2，從而調節(jié)dc/dc變換單元和逆變器的輸出。

整個系統(tǒng)由一塊mcu處理器控制運行，各個部分協(xié)調運行，人機交換部分可采用lcd和按鍵實現(圖中未示出)。mcu控制逆變器中igbt的導通頻率，從而實現永磁同步電機線圈磁場順序變化驅動電機運轉；霍爾位置檢測電路檢測不導通線圈反電動勢的零點變化判斷電機轉子的磁極位置，控制電機按照設定的轉速運行；電流檢測電路通過實時檢測電機線圈的相電流，并與mcu處理器中電機理論模型進行比較，實現電機的閉環(huán)控制，以及實現電機的過壓、過流保護。

下面對本發(fā)明中驅動系統(tǒng)的控制結構做詳細介紹，請參閱圖2。驅動系統(tǒng)采用轉速外環(huán)、電流內環(huán)的雙閉環(huán)結構，它包括cark變換模塊、park變換模塊、轉子位置傳感器、分數階pid調節(jié)器、電流調節(jié)器、park逆變換模塊、脈沖寬度調制模塊和逆變器。

其中，轉子位置傳感器的輸入端連接永磁同步電機的轉子參數輸出端，轉子位置傳感器的轉子位置輸出端連接park變換模塊的轉子位置數據輸入端；轉子位置傳感器的轉子角速度數據輸出端連接第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉速給定信號相連，轉速給定信號可以由油門踏板給出。第一比較器的輸出端與分數階pid調節(jié)器的輸入端連接。分數階pid調節(jié)器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與park變換模塊的q軸電流輸出端相連。本發(fā)明中采用d軸電流恒零控制，即d軸電流給定值恒為零，這一給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與park變換模塊的d軸電流輸出端相連。第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調節(jié)器相連，電流調節(jié)器的輸出端通過park逆變換模塊與脈沖寬度調制模塊相連，脈沖寬度調制模塊輸出調制信號至逆變器，逆變器接收dc/dc變換單元的輸出電壓vo，根據調制信號打開/關閉逆變器中的igbt，從而輸出可變頻率的電壓信號至永磁電機。

通過轉子位置傳感器采集永磁同步電機的轉子位置θ、實際轉速ωm，通過電流傳感器采集逆變器輸出的其中兩相ia、ib，ia、ib經過clark變換和park變換，得到永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流id和iq。第一比較器將轉速給定值與實際轉速ωm進行比較，偏差信號經過分數階pid調節(jié)器調節(jié)，分數階pid調節(jié)器的輸出值作為q軸的電流給定值d軸電流給定值

第二比較器對iq與進行比較，第三比較器對id與進行比較，第二比較器和第三比較器的比較結果送入電流調節(jié)器，通過電流調節(jié)器調節(jié)后得到dq軸坐標系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值park逆變換模塊對和進行park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機的三相輸入電壓，驅動永磁同步電機運行。

其中，clark變換、park變換、park逆變換分別通過下式(1)、(2)、(3)實現。

式中，iα和iβ均為兩相靜止坐標系(簡稱αβ坐標系)下的等效電流，ia、ib和ic為永磁同步電機的三相電流，id和iq為永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流，θ為永磁同步電機的轉子位置。

圖3為本發(fā)明中dc/dc變換單元的結構示意圖，本發(fā)明中dc/dc變換單元采用半有源橋dc-dc變換器，由輸入側和輸出側構成。輸入側用于將輸入的直流電壓變換為高頻交流方波電壓，通過變壓器將電能從原邊傳遞至副邊；輸出側用于實現對變壓器副邊的交流電壓進行整形，實現額定電壓輸出。輸入側由四個可控開關管s1、s2、s3和s4組成全橋電路，cs1、cs2、cs3、cs4分別為與開關管s1、s2、s3、s4相并聯(lián)的結電容。輸出側由兩個可控開關管s5、s6和兩個二極管d1、d2以及輸出電容co組成，cs5、cs6為s5、s6各自的結電容，cd5、cd6為d1、d2各自的結電容。輸入側和輸出側由變壓器t連接，lk為變壓器t的漏感與外加交流電感之和，ip為變壓器原邊電流。

mcu對傳感器采樣得到的電壓信號vin、vo進行處理，并依據pwm移相控制方法生成pwm信號g1，調節(jié)變壓器原邊電壓vab和變壓器副邊電壓vcd各自的占空比和兩者之間的移相角。g1經過隔離和功率放大之后為開關管s1、s2、s3、s4、s5、s6提供驅動電壓。

dc/dc變換單元的輸出功率po為：

其中，

根據公式(4)可以計算得到輸出功率po相對移相角變化的最大值p0_max。

輸出功率po最大時對應的移相角的值如公式(7)所示。

上式中，m為輸入到輸出的電壓增益，m＝vo/(nvin)，n為變壓器原邊與副邊匝數比，ts為開關周期，δdp為變壓器原邊占空比補償量，用于微調原邊超前橋臂開關管s1、s2的開通時間；δds為副邊占空比的補償量，用于微調副邊開關管s5、s6的開通時間。

如圖4所示，dc/dc變換單元的工作過程如下：

s110：確定dc/dc變換單元輸出電壓的給定值vref；s120：對dc/dc變換單元輸出電壓進行采樣，采樣值記為vo，計算輸出電壓的給定值vref與輸出電壓vo的差值，所述的差值作為數字pi調節(jié)器的輸入值。所述的數字pi調節(jié)器的輸出值經過限幅器限幅后作為變壓器原邊電壓vab和變壓器副邊電壓vcd之間的移相角s130：通過移相角計算出如公式(8)的原邊占空比d1和如公式(9)的副邊占空比d2。

上式中，原邊占空比d1包含原邊占空比補償項δdp、副邊占空比d2包含副邊占空比的補償項δds，通過原邊占空比補償項δdp使得流過原邊超前橋臂開關管s1、s2的電流在開通的瞬間從開關管的體二極管流過，通過副邊占空比的補償項δds使得流過開關管的電流在開通的瞬間從副邊開關管s5、s6的體二極管流過，實現所有開關管(s1、s2、s3、s4、s5、s6)的軟開關。通過副邊占空比的計算公式保證副邊開關管s5、s6在變壓器原邊電流ip剛過零之后就能開通，能夠減小副邊開關管s5、s6的體二極管導通的時間長度，減小副邊開關管s5、s6的導通損耗。

s140：根據移相角原邊占空比d1和副邊占空比d2產生開關管的pwm信號，驅動dc/dc變換單元工作，實現所有開關管(s1、s2、s3、s4、s5、s6)的軟開關，減小副邊開關管s5、s6的導通損耗，并且降低dc/dc變換單元中存在的無功功率，減小開關管的電流應力，提高dc-dc變換器的可靠性。

所產生的移相角與原邊占空比d1和副邊占空比d2控制各個驅動pwm信號波形的關系如下：s1與s2互補、s3與s4互補、s5與s6相差180°；s1，s2，s3和s4的占空比均為50％，s5和s6的占空比均為1-d2；s1與s3之間的相位差為d1·2π，s2與s4之間的相位差為d1·2π，s1的上升沿與s5的下降沿之間的相位差為d2·2π，s2的上升沿與s6的下降沿之間的相位差為d2·2π。

通過dc/dc變換單元能夠減小副邊開關管s5、s6的體二極管導通的時間長度，降低副邊開關管s5、s6的導通損耗；降低dc-dc變換器中存在的無功功率，減小開關管的電流應力，提高dc-dc變換器的可靠性；可以同時實現電壓源型半有源橋dc-dc變換器的高效率運行和所有開關管的軟開關，高效率的變換器意味著較少的發(fā)熱，就可以使用較小的散熱裝置，而軟開關的實現可以減小開關噪聲，降低輸入和輸出濾波器的體積和重量。

與傳統(tǒng)調節(jié)器不同，在本發(fā)明中，對于外環(huán)的速度調節(jié)采用分數階pid，其結構如圖5所示。與整數階pid控制器相似，分數階pid控制器的微分方程為:

其中，為caputo定義；λ＞0、μ＞0為任意實數，是分數階控制器的階次。

對caputo定義的分數階微積分求拉普拉斯變換，可得:

由此得到的分數階pid控制器的傳遞函數：

分數階pid控制器包括一個積分階次λ和微分階次μ，其中λ和μ可以是任意實數。整數階pid控制器是分數階pid控制器在λ＝1和μ＝1時的特殊情況，當λ＝1、μ＝0時即為pi控制器，λ＝0、μ＝1時為pd控制器。分數階pid控制器多了兩個可調參數λ和μ，通過合理地選擇參數就能夠提高系統(tǒng)的控制效果。

參閱圖6，設系統(tǒng)理想的閉環(huán)參考模型為：λ、μ、kp、ki，kd通過如下方式確定：

s210：根據系統(tǒng)的控制性能要求選取理想閉環(huán)參考模型的截止頻率ωc和階次α；系統(tǒng)的控制性能要求為時域指標，時域指標可以是超調量、調節(jié)時間或峰值時間；該理想閉環(huán)參考模型h(s)使得系統(tǒng)具有對增益變化不敏感的期望特性，當增益變化時只是引起截止頻率ωc的變化，系統(tǒng)對增益變化具有強魯棒性，系統(tǒng)的超調大小只與α有關，而與增益無關。

s220：由h(s)及gc(s)，計算控制對象模型

其中λ、μ取小數。若λ＝α，則有

s230：獲取未知實際被控對象gp(s)的頻域響應數據，假設與gp(s)在ω＝0和ω＝ωx處的頻率響應相同，則ωx可以選取為原系統(tǒng)的gp(s)相位裕量的穿越頻率|gp(jωx)|＝1，先選取λ＝α，在ω＝0處有意義(此時，對象能夠保持良好的穩(wěn)態(tài)響應，與一般實際系統(tǒng)的情況是一致的)，有然后根據有處與μ的函數關系為：

其中，

s240：通過尋優(yōu)辨識出未知對象的理想形式中的參數，使在截止頻率范圍內最大限度地接近實際對象gp(s)的頻域響應指標；建立頻域響應誤差指標并在0＜μ＜2范圍內對誤差指標優(yōu)化最終得到分數階控制器的參數。

本發(fā)明根據系統(tǒng)的時域響應指標初步確定ωc、α、λ的值，通過逼近實際對象模型和理想對象模型的頻率響應特性曲線，尋優(yōu)得到分數階pid的微分項階次，計算得到kd，ki，kp的值，可以得到逼近理想參考模型的分數階pid控制器。

電流調節(jié)器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值電流調節(jié)器的結構如圖7所示，第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸pi調節(jié)器與q軸pi調節(jié)器，d軸pi調節(jié)器的輸出電壓為ud，q軸pi調節(jié)器的輸出電壓為uq，ud、uq、vo送入電壓極限環(huán)，得到和同時，通過第四比較器對uq與進行比較，得到偏差△uq，△uq經比例模塊1/kqp被送入q軸pi調節(jié)器中的積分模塊，這樣對△uq進行pi調節(jié)，使得通過第五比較模塊對ud與進行比較，得到偏差△ud，△ud經比例模塊1/kdp被送入d軸pi調節(jié)器中的積分模塊,這樣對△ud進行pi調節(jié)，使得

為了保證電機平穩(wěn)運行，避免電機出現過調制模式，需要電壓極限環(huán)限制電機電壓udq小于母線電壓。即ud、uq需滿足下式條件。

若所述條件不成立，dq軸電壓ud、uq需根據母線電壓幅值vo，進行等比例限幅，如式(17)所示：

park逆變換模塊用于將和轉換為α軸電壓uα、β軸電壓uβ，并發(fā)送至脈寬調制模塊；脈寬調制模塊為空間矢量脈寬調制，用于根據αβ軸電壓、母線電壓計算得到電壓脈沖，并發(fā)送至逆變器。

這樣通過控制d軸電流與q軸電流來控制逆變器輸出功率，根據電機實際所需的定子電流幅值，通過與q軸電流做矢量差，得到實際所需的q軸電流，簡化了q軸電流的控制結構，在實現網側高功率因數的前提下，增強系統(tǒng)的魯棒性；根據母線電壓幅值，限制電機實際定子電壓大小，避免電機進入過調制運行，增強了系統(tǒng)的可靠性；通過電壓誤差調節(jié)，將得到的電流誤差值反饋至電流環(huán)積分環(huán)節(jié)，有效增加了電流環(huán)調節(jié)的快速性。

將本發(fā)明的雙閉環(huán)+分數階pid+電流限幅環(huán)的控制系統(tǒng)與傳統(tǒng)的單比環(huán)速度調節(jié)系統(tǒng)進行對比，圖8為控制結果的對比圖，圖中曲線a為給定的階躍信號，曲線b為本發(fā)明驅動系統(tǒng)的速度響應曲線，曲線c為傳統(tǒng)單閉環(huán)系統(tǒng)的響應曲線。通過對比可以看出，本發(fā)明的驅動系統(tǒng)轉速響應平滑、快速，沒有超調、振蕩的現象，大大改善了系統(tǒng)驅動效果。

本說明書中的各個實施例均采用遞進的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可。對于本申請的方法實施例而言，由于其與裝置實施例基本相似，所以描述的比較簡單，相關之處參見裝置實施例的部分說明即可。

在以上的描述中闡述了很多具體細節(jié)以便于充分理解本發(fā)明。但是以上描述僅是本發(fā)明的較佳實施例而已，本發(fā)明能夠以很多不同于在此描述的其它方式來實施，因此本發(fā)明不受上面公開的具體實施的限制。同時任何熟悉本領域技術人員在不脫離本發(fā)明技術方案范圍情況下，都可利用上述揭示的方法和技術內容對本發(fā)明技術方案做出許多可能的變動和修飾，或修改為等同變化的等效實施例。凡是未脫離本發(fā)明技術方案的內容，依據本發(fā)明的技術實質對以上實施例所做的任何簡單修改、等同變化及修飾，均仍屬于本發(fā)明技術方案保護的范圍內。