本發(fā)明涉及ups電路，尤其涉及一種具有三臂整流逆變器與負載串接的ups電路及其控制方法。

背景技術：

傳統(tǒng)在線式不斷電系統(tǒng)(on-lineups)電路架構如圖1所示，包含一個整流器(rectifier)-逆變器(inverter)，一個充電器(charger)及一個直流至直流(dc/dc)轉換器。在市電正常下，負載電力經由市電-整流器-直流鏈-逆變器路徑提供，在市電中斷時負載電力則由蓄電池-直流至直流轉換器-直流鏈-逆變器的路徑提供。這種雙級式電力轉換電路的優(yōu)點為可以同時作輸入功因控制(pfc)及調整負載電壓，缺點為整體效率等于整流器效率與逆變器效率的乘積，故此整體效率較低。

技術實現要素：

本發(fā)明是要解決現有技術的上述問題，提出一種高效率的并可改善輸入的功率因子的三臂整流逆變器串接負載式ups電路及其控制方法。

為解決上述技術問題，本發(fā)明提出的技術方案是設計一種三臂整流逆變器串接負載式ups電路，包括與市電串接的充電器、電池、dc-dc轉換器；還包括依次連接后接在市電上的同步開關、整流逆變器、檢測市電是否中斷的市電電壓偵測器、接收市電電壓偵測器所測信號的控制器，所述整流逆變器包括并聯(lián)的整流臂、共同臂、逆變臂，其中所述整流臂包括兩個串聯(lián)的功率開關，兩功率開關的連接點c耦合連接所述同步開關和負載；所述共同臂包括兩個串聯(lián)的功率開關，兩功率開關的連接點a連接市電的地；所述逆變臂包括兩個串聯(lián)的功率開關，兩功率開關的連接點b耦合連接所述負載的另一端；所述dc-dc轉換器的兩個輸出端分別連接并聯(lián)的整流臂、共同臂、逆變臂的兩端；所述控制器在市電正常時控制整流逆變器動作，市電電流經過同步開關、負載、逆變臂、共同臂到地形成回路；所述控制器在市電中斷時控制整流臂逆變臂動作，電池電流經過dc-dc轉換器、逆變臂、整流臂再回dc-dc轉換器形成回路。所述并聯(lián)的整流臂、共同臂、逆變臂的兩端之間連接濾波電容。所述負載兩端分別串接電抗器。所述控制器采用spwm控制器，并且用spwm信號控制所述整流臂、共同臂、逆變臂中的功率開關。所述dc-dc轉換器采用具有升降壓特性的電流源推挽式轉換器。

本發(fā)明還提出一種三臂整流逆變器串接負載式ups電路的控制方法：用市電電壓偵測器檢測市電是否正常，控制器接收市電電壓偵測器所測的信號并依此控制整流逆變器動作，所述整流逆變器包括并聯(lián)的整流臂、共同臂、逆變臂；用兩個串聯(lián)的功率開關構成所述整流臂，兩功率開關的連接點c耦合連接所述同步開關和負載；用兩個串聯(lián)的功率開關構成所述共同臂，兩功率開關的連接點a連接市電的地；用兩個串聯(lián)的功率開關構成所述逆變臂，兩功率開關的連接點b耦合連接所述負載的另一端；在市電正常時，打開同步開關，整流逆變器動作，市電電流經過同步開關、負載、逆變臂、共同臂到地形成回路；在市電中斷時，dc-dc轉換器進行電源轉換，整流臂逆變臂動作，電池電流經過dc-dc轉換器、逆變臂、整流臂再回dc-dc轉換器形成回路。所述并聯(lián)的整流臂、共同臂、逆變臂的兩端之間連接濾波電容。所述負載兩端分別串接電抗器。所述控制器采用spwm控制器，并且用spwm信號控制所述整流臂、共同臂、逆變臂中的功率開關。所述dc-dc轉換器采用具有升降壓特性的電流源推挽式轉換器。

與現有技術相比，本發(fā)明所提電路和方法由于逆變臂僅處理小部分負載電壓，整流臂亦僅流過負載的無功及諧波電流，在大部分工作條件下具備較高的效率，并且可以補償負載電流的失真及無功成份以改善輸入的功率因子。

附圖說明

圖1為傳統(tǒng)雙級在線式ups電路架構；

圖2為在線串接電壓調整的原理方框圖；

圖3為半橋式整流器-逆變器架構；

圖4為整流器采用無橋式架構的整流器-逆變器架構；

圖5為三臂串接式整流逆變器電路架構；

圖6為采用三臂串接式整流逆變器的ups電路架構；

圖7為ups的控制信號架構；

圖8為整流部分相量圖；

圖9為逆變部分(降壓模式)相量圖；

圖10為逆變部分(升壓模式)相量圖；

圖11中間臂采用pwm切換的串接式架構整流部分控制方塊圖；

圖12中間臂采用pwm切換的串接式架構逆變部分控制方塊圖；

圖13為仿真電路圖；

圖14為在電阻性負載由500w變化至1kw的響應波形；

圖15為在r-c-d負載(80ω+330μf)下的響應波形。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發(fā)明作進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用于解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

本發(fā)明揭示了一種三臂整流逆變器串接負載式ups電路，其包括與市電串接的充電器、電池、dc-dc轉換器；還包括依次連接后接在市電上的同步開關、整流逆變器、檢測市電是否中斷的市電電壓偵測器(圖2中未繪出)、接收市電電壓偵測器所測信號的控制器(圖2中未繪出)。為闡述其工作原理，請參看圖2示出的原理方框圖。本方案采用在線調整功率因子及負載電壓的方式，其逆變器采用與市電電壓為串接式的架構，在市電正常下，負載電力由市電串接逆變器直接提供，逆變器此時用補償市電電壓變化及失真方式來調整負載電壓。在降壓模式(市電電壓高于輸出電壓)下逆變器吸收有功，此有功藉由與市電并接的整流器回收至市電輸入側再利用；反之在升壓模式(市電電壓低于輸出電壓)下逆變器則需提供有功，此有功藉由整流器由市電輸入處吸收。整流器亦可同時當成主動式電力濾波器用以補償負載電流的失真及無功成份以改善輸入的功率因子。此種方式，雖然整流-逆變器仍為雙級，但由于整流器及逆變器僅處理負載功率的一小部分，損失較小，整體效率較高。當市電中斷時，同步開關sw截止，整流器與逆變器的二輸出端點b及c則可形成逆變器用以提供負載電壓，并由蓄電池經直流至直流轉換器提供不中斷的電力。

在較佳實施例中，圖2中的整流器和逆變器是整合為整流逆變器，針對ups電路整流逆變器電路最常被采用的電路架構為如圖3所示的半橋式流器-逆變器架構，對于230vac的系統(tǒng)而言，其直流鏈電壓需升到800v，對于正負半周電流非對稱的負載亦可能造成二分壓電容電壓的不平衡。另一種架構為如圖4所示，整流器采用無橋式架構的整流器-逆變器架構，其倍壓整流方式升壓比僅為圖3的一半，此外a臂的二極管可為更快速的二極管，達到更高速切換及低導通壓降的目的。圖3及圖4架構在逆變器部分亦均為半橋式架構，因此仍存在較高的導通電流及電容電壓平衡問題。為解決此問題同時改善上述市電至負載供電的效率并且降低轉換器成本，本發(fā)明提出的較佳實施例如圖5所示：所述整流逆變器包括并聯(lián)的整流臂、共同臂、逆變臂，其中所述整流臂包括兩個串聯(lián)的功率開關，兩功率開關的連接點c耦合連接所述同步開關和負載；所述共同臂包括兩個串聯(lián)的功率開關，兩功率開關的連接點a連接市電的地；所述逆變臂包括兩個串聯(lián)的功率開關，兩功率開關的連接點b耦合連接所述負載的另一端；所述dc-dc轉換器的兩個輸出端分別連接并聯(lián)的整流臂、共同臂、逆變臂的兩端。所述整流逆變器為三臂式串接式架構，利用整流臂(rec-arm)維持直流電壓(vd)，同時當成主動濾波器補償負載的無功及諧波電流使得市電的輸入電流為低失真且為單位功因。利用逆變臂(inv-arm)的輸出電壓(vo)與負載電壓(vl)串聯(lián)，使二者的串聯(lián)電壓等于市電電壓(vs)，因此逆變器僅處理市電電壓與負載電壓的差值。

vs＝vo+vl(1)

其次由于三臂電流總合為零，因此中間臂(com-arm)流過整流臂(rec-arm)與逆變臂(inv-arm)電流的差值，在單位功因下中間臂電流即等于負載的有功電流。

圖6示出了采用三臂串接式整流逆變器的ups電路架構，市電電壓偵測器(gridvoltagedetection)偵測市電電壓是否正常，若市電為正常則操作于在線模式(on-linemode)，負載電力由市電提供，所述控制器控制三臂式的整流逆變器動作，市電電流經過同步開關、負載、逆變臂、共同臂到地形成回路，由整流臂負責調整市電輸入的功率因子及調整400v直流鏈電壓，負載電壓則由逆變臂負責調整。若市電為故障則操作于放電模式(dischargemode)，負載電力由電池提供，由轉換器負責控制電池放電并將電池電壓升至400v，控制器僅控制三臂式整流逆變器中的整流臂與逆變臂動作，負責調整負載電壓，中間臂則停止切換，電池電流經過dc-dc轉換器、逆變臂、整流臂再回dc-dc轉換器形成回路。藉此，無論市電正常與否，保障對負載進行不間斷供電。

參看圖6示出的較佳實施例，所述并聯(lián)的整流臂、共同臂、逆變臂的兩端之間連接濾波電容。所述負載兩端分別串接電抗器。所述dc-dc轉換器采用具有升降壓特性的電流源推挽式轉換器。dc-dc轉換器采用具有升降壓特性的電流源推挽式轉換器(current-fedpush-pullconverter)，使系統(tǒng)具有較寬廣的輸入電池電壓范圍，以增加放電時間及降低電池的ah容量，直流至直流轉換器亦可采用其他電路與本創(chuàng)作的串接式三臂式整流器-逆變器配合。

圖7示出了ups的控制信號架構圖，所述控制器采用spwm控制器，并且用spwm信號控制所述整流臂、共同臂、逆變臂中的功率開關。市電電壓與負載間存在一旁路開關(bypasssw)，用以在維修時得以直接由市電供給負載用電。

由圖6的三臂式整流器-逆變器電路可以推得：

三臂均采用正弦式pwm切換，三臂的輸出電壓分別可表示為：

重新將(4)代入(2)、(3)可得：

(5)、(6)顯示整流臂與逆變臂的輸出均受共同臂影響，若欲使二者的切換不會產生交互作用，(5)及(6)必須解耦。考慮串接式架構vo可與vs同相(降壓模式)或反相(升壓模式)，本創(chuàng)作提出中間臂控制電壓的設定為：

將(7)代入(5)及(6)可得：

根據(8)及(9)可以得到圖7的相量圖，可同時作降壓及升壓模式操作，此可由圖8及圖9的相量圖觀察得知，由于kpwmvconc及kpwmvconb的振幅分別可大于vl/2-vs及3vl/2-vs的振幅，因此整流臂與逆變臂的pwm切換亦可在線性區(qū)內，而且直流電壓(vd)由圖10的升壓模式決定，須滿足以下條件：

vd>3vl(peak,max)-2vs(peak,min)(10)

由于一般vl的大小設定接近vs，(10)指出本創(chuàng)作的直流電壓(vd)約僅需大于一倍市電電壓即可(亦即230vac系統(tǒng)，400v即可)。

圖7中間臂采用pwm切換的串接式電路相量圖：圖8整流部分；圖9逆變部分(降壓模式)；圖10逆變部分(升壓模式)。

控制器的設計可根據上述所推導的電路模型(8)及(9)進行，圖11及圖12所示分別為整流臂及逆變臂的控制回路方塊圖，其中電力電路部分乃根據電路模型(8)及(9)所繪，ks及kv分別為電流及電壓的感測比例。整流臂的控制包含電壓與電流控制回路，電流控制回路采用前向(feedforward)與回授控制并用，前向控制信號vfi利用輸入電壓的正常值(vmsinωt)以及負載電壓的命令直接消除vs及vl的擾動，如此電流回授控制器k1僅使用一比例(p)控制即可。然而為補償負載的無功電力及諧波電流以執(zhí)行主動電力濾波器的功能，此處回授的電流為輸入電流而非整流臂的電流。此種做法的優(yōu)點為僅使用一電流傳感器即可。若忽略負載電流的擾動，輸入電流追蹤其命令的響應由圖8可推知為：

輸入電流命令乃由直流電壓回路所產生，直流電壓控制器gv利用直流電壓誤差產生輸入電流命令的振幅其經反相再乘以同步信號(sinωt)得到整流器的電流命令由于直流電壓不可避免的將包含二次漣波(2fo)，gv控制器的設計乃使電壓回路帶寬遠低于二次頻率以衰減二次漣波成份使市電電流為低失真。

針對逆變臂的控制，由圖6的輸出電容電壓可以推得：

圖12所示為逆變臂控制回路方塊圖，其采雙回路控制，外回路為電壓回路，內回路則為電容電流回路。然而由于電容電流為電壓的微分，因此可利用電壓來估測電容電流，如此便可以節(jié)省一電流傳感器。圖12所示的虛線部份為虛擬的電容電流回授(icap)，其僅用于分析，實作上乃利用估測的取代?？紤]微分亦受噪聲干擾，本創(chuàng)作微分器的形式如方塊圖所列另外加入一低通濾波器1/(1+τs)，用以在低頻時近似一微分器，在高頻時則將增益衰減。電流控制回路最好仍加入一前向控制信號vfi，用以消除vl及vs的擾動。利用虛擬的電流感測回路可以大略估算電流回路的響應為：

ui可視為電流回路的帶寬。電容電流的命令可由電壓命令經由90°的相移電路產生，然而為克服電流回路的誤差必須再加上電壓與其命令的誤差。

為驗證前述電路及控制方法的可行性，本創(chuàng)作實際設計一1kva/230v/50hz系統(tǒng)并以仿真加以驗證，電路參數如下：

vtm＝5v/20khz,vs＝230vrms±10％,ks＝0.1,kv＝0.01,

cd＝1000μf,l＝1mh,co＝10μf

仿真電路圖13所示，在電阻性負載由500w變化至1kw的響應波形如圖14所示，由輸入電流(is)緊密追蹤其命令(isc)的響應亦可驗證電流控制器的有效性。直流電壓亦均能被精確維持在400v，且具備良好的動態(tài)響應，驗證直流電壓控制回路的有效性，輸出電壓(vl)均能緊密追隨其命令(vlc)，達到低輸出阻抗的效果。在整流性r-c-d負載(80ω+330μf)下的響應則如圖15所示，雖然負載電流失真嚴重，但輸入電流藉由整流臂電流的補償后相當接近正弦且與輸入電壓同相，驗證整流臂具備主動濾波器的功能。以上的模擬結果除驗證所提出控制方法的有效性外，亦間接驗證所提中間臂的開關方法及推導模型的準確性，并證明所提三臂串接式整流器-逆變器應用于ups為確實可行。

本發(fā)明還揭示了一種三臂整流逆變器串接負載式ups電路的控制方法，用市電電壓偵測器檢測市電是否正常，控制器接收市電電壓偵測器所測的信號并依此控制整流逆變器動作，參看圖6或圖7所述整流逆變器包括并聯(lián)的整流臂、共同臂、逆變臂；用兩個串聯(lián)的功率開關構成所述整流臂，兩功率開關的連接點c耦合連接所述同步開關和負載；用兩個串聯(lián)的功率開關構成所述共同臂，兩功率開關的連接點a連接市電的地；用兩個串聯(lián)的功率開關構成所述逆變臂，兩功率開關的連接點b耦合連接所述負載的另一端；在市電正常時，打開同步開關sw，整流逆變器動作，市電電流經過同步開關、負載、逆變臂、共同臂到地形成回路；在市電中斷時，dc-dc轉換器進行電源轉換，整流臂逆變臂動作，電池電流經過dc-dc轉換器、逆變臂、整流臂再回dc-dc轉換器形成回路。

本發(fā)明提出的控制方法適用于在線式ups的三臂式的整流逆變器電路架構，三開關臂(整流臂、共同臂、逆變臂)均采用正弦式pwm切換，其中負載電壓乃利用與其串接的逆變臂加以調整，整流臂則當成主動濾波器負責調整市電輸入的功率因子及調整400v直流鏈電壓，中間臂的切換則無需控制僅采用默認電壓命令。相較于傳統(tǒng)兩級式整流器-逆變器電路架構，所提電路由于逆變臂僅處理小部分負載電壓，整流臂亦僅流過負載的無功及諧波電流，在大部分的工作條件下具備較高的效率。

參看圖5和圖6示出的較佳實施例，所述并聯(lián)的整流臂、共同臂、逆變臂的兩端之間連接濾波電容cd。

參看圖5和圖6示出的較佳實施例，所述負載兩端分別串接電抗器l。

在較佳實施例中，所述控制器采用spwm控制器，并且用spwm信號控制所述整流臂、共同臂、逆變臂中的功率開關。

參看圖6示出的較佳實施例，所述dc-dc轉換器采用具有升降壓特性的電流源推挽式轉換器。

以上實施例僅為舉例說明，非起限制作用。任何未脫離本申請精神與范疇，而對其進行的等效修改或變更，均應包含于本申請的權利要求范圍之中。