變壓器輔助換流的諧振極型軟開關逆變電路的制作方法
本發(fā)明屬于電力電子技術領域，特別涉及一種變壓器輔助換流的諧振極型軟開關逆變電路。
背景技術：
現在的工業(yè)生產對逆變器開關頻率的要求越來越高，所以高頻化必成為未來逆變器發(fā)展的主導方向，但是在硬開關逆變器中，開關器件的開關頻率越高，開關損耗就會越大，嚴重限制了逆變器高頻化的發(fā)展趨勢。為此，軟開關技術迅速發(fā)展起來，當逆變器工作在高頻狀態(tài)下，通過軟開關技術可以很好的實現逆變器中功率開關器件的軟開關切換，進而減小功率開關器件的開關損耗，提高逆變器的效率。
在現代的軟開關逆變器中，諧振極型軟開關逆變器的性能較為突出，對于三相逆變器來說，諧振極型逆變器的輔助諧振電路接在逆變器的三個輸出端上，輔助諧振電路由原來的一組變?yōu)槊恳幌嗑溆幸唤M，通過輔助諧振電路，使每一相上下兩組功率開關器件的連接點(即極點)電壓產生諧振，為開關器件的零電壓導通或零電流關斷創(chuàng)造條件，其最大的優(yōu)點在于對逆變電路進行脈寬調制(pulse width modulation，PWM)時，也可以同時觸發(fā)輔助諧振電路，兩者之間互不影響。相比于其它類型的軟開關逆變器，諧振極型逆變器在保證主開關和輔助開關都實現軟開關切換的條件下，具有更多的控制策略可供選擇。
因為諧振極型逆變器所具有的優(yōu)良性能，其在工業(yè)領域中得到廣泛的應用，各種不同的輔助電路拓撲結構先后被研究人員提了出來，推動了該類型逆變器的發(fā)展，但是這些拓撲結構仍然存在可以改進的地方。例如姚鋼等人在《中國電機工程學報》2006年第26卷第6期公開了“基于變壓器輔助換流的新型ZVS-ZCS逆變器”，該文中提出的拓撲電路的各相輔助諧振電路都用了4個有源輔助開關，這不僅增大了逆變器的體積和成本，而且大大增加了逆變器的控制難度；王強等人在《中國電機工程學報》2009年第29卷第27期公開了“新型零電壓零電流諧振極型軟開關逆變器”，該文中提出的拓部結構雖然實現了主開關的零電流關斷和零電壓開通，但是該拓部結構在直流母線之間串聯兩個大容量的電解電容來構建中性點電位，所以當逆變器工作在高頻時，電容器頻繁的進行充放電會引起中性點電位變化，影響逆變器的正常運行；褚恩輝等人在《儀器儀表學報》2009年第30卷第6期公開了“新型有源輔助諧振極型逆變器的研究”，該文中提出的拓部結構雖然沒有用大電容來均分直流母線電壓，不會出現中性點電位變化問題，但是該拓撲結構中輔助開關器件不能實現零電流關斷。此外，目前關于軟開關逆變器的文獻中，要么采用了在直流母線之間串聯大電容來均分直流母線電壓，要么需要復雜的耦合電感及相應的磁通復位電路，有的為了確保實現軟開關，需要單獨的檢測電路和外圍控制電路，不僅使主電路變得復雜，而且也增加了控制難度。
技術實現要素：
本發(fā)明針對上述現有技術中存在的問題，提供了一種變壓器輔助換流的諧振極型軟開關逆變電路，避免了在直流環(huán)節(jié)串聯大容量的均壓電容，解決了逆變器中性點電位變化問題。
本發(fā)明采用的技術方案如下：主電路包括直流電源、三相脈寬調制逆變器和三相阻感性負載；直流電源和三相脈寬調制逆變器之間設有三組相同的輔助諧振電路，三組輔助諧振電路對應三相變壓器的A、B、C三相，每組諧振電路均包含1個單相變壓器、2個帶有反并聯二極管的輔助開關、1個諧振電感和4個輔助二極管。
所述的逆變器A相對應的輔助諧振電路結構為：輔助開關Sa1的發(fā)射極與直流母線的N極相連，輔助開關Sa1的集電極與輔助開關Sa2的發(fā)射極相連，輔助開關的Sa2集電極與直流母線的P極相連，輔助二極管Da1和Da2的陰極分別與直流母線的P極相連，輔助二極管Da3和Da4的陽極分別與直流母線的N極相連，輔助二極管Da1的陽極與輔助二極管Da4的陰極相連，輔助二極管Da2的陽極與輔助二極管Da3的陰極相連，單相變壓器原邊繞組的a端與輔助二極管Da1的陽極相連，單相變壓器原邊繞組的b端與輔助二極管Da2的陽極相連，單相變壓器副邊繞組的c端與輔助開關Sa2的發(fā)射極相連，單相變壓器副邊繞組的d端與諧振電感的Lra一端相連，諧振電感Lra得另一端與主開關S1的發(fā)射極相連。
所述的三相逆變器的主開關需要切換狀態(tài)時，通過諧振電感Lra和諧振電容Cr1或Cr2之間的諧振使諧振電容Cr1或Cr2的端電壓減小到零，或是通過諧振電感Lrb和諧振電容Cr3或Cr4之間的諧振使諧振電容Cr3或Cr4的端電壓減小到零，或是通過諧振電感Lrc和諧振電容Cr5或Cr6之間的諧振使諧振電容Cr5或Cr6的端電壓減小到零，為逆變器主開關提供零電壓開關條件。
所述的直流電源是把交流電整流成直流的整流電源或者是電池串并聯產生的直流電源；所述的三相脈寬調制逆變器把直流電轉換為交流電。
本發(fā)明的優(yōu)點效果如下：
諧振極型逆變器因為其脈寬調制和輔助諧振電路是相互獨立的，可以根據PWM的要求隨時觸發(fā)輔助諧振電路，為逆變器橋臂主開關的動作提供零電壓開關條件，已經被廣泛的應用在工業(yè)領域中，為了克服目前該類型逆變器所存在的不足，本發(fā)明提出的新拓撲結構，其具有以下特點：1)避免了在直流環(huán)節(jié)串聯大容量的均壓電容，解決了逆變器中性點電位變化問題；2)不用設置和輔助開關控制有關的電感電流閾值，所以不需要額外的檢測和計時電路；3)利用變壓器來輔助換流，而且各相輔助電路只有2個輔助開關，逆變器的輔助開關器件和主開關器件都能實現軟開關切換。
附圖說明
圖1本發(fā)明變壓器輔助換流的諧振極型軟開關逆變電路主電路圖；
圖2本發(fā)明變壓器輔助換流的諧振極型軟開關逆變電路單相電路圖；
圖3本發(fā)明逆變電路的特征工作波形圖；
圖4(a)本發(fā)明逆變電路模式1等效電路圖；4(b)模式2等效電路圖；4(c)模式3等效電路圖；4(d)模式4等效電路圖；4(e)模式5等效電路圖；4(f)模式6等效電路圖；4(g)模式7等效電路圖；4(h)模式8等效電路圖；
圖5(a)本發(fā)明逆變電路uCr1與iLr的相平面圖；5(b)uCr2與iLr的相平面圖；
圖6本發(fā)明的單相實驗電路圖；
圖7(a)滿載時，開通S1的uS1和iS1波形圖；7(b)輕載時，開通S1的uS1和iS1波形圖；7(c)滿載時，關斷S1的uS1和iS1波形圖；7(d)滿載時，開通和關斷Sa2的uSa2和iSa2波形圖；7(e)滿載時，開通和關斷Da2的uDa2和iDa2波形圖；7(f)滿載時，逆變器負載的端電壓u0和電流i0波形圖。
具體實施方式
一、電路結構
參照圖1，提供了一種變壓器輔助換流的諧振極型軟開關逆變電路主電路圖。主電路包括：一個直流電源1，一個輔助諧振電路2，一個在三個橋臂的六個主開關上分別并聯了一個緩沖電容的三相逆變器3，一個阻感性負載4。本發(fā)明在直流環(huán)節(jié)添加了三組相同的輔助諧振電路，對應三相變壓器的三相(A、B、C)，每組諧振電路均包含1個單相變壓器、2個帶有反并聯二極管的輔助開關、1個諧振電感和4個輔助二極管?，F在以逆變器A相對應的輔助諧振電路為例來介紹諧振電路結構。輔助開關Sa1的發(fā)射極與直流母線的N極相連，輔助開關Sa1的集電極與輔助開關Sa2的發(fā)射極相連，輔助開關的Sa2集電極與直流母線的P極相連，輔助二極管Da1和Da2的陰極分別與直流母線的P極相連，輔助二極管Da3和Da4的陽極分別與直流母線的N極相連，輔助二極管Da1的陽極與輔助二極管Da4的陰極相連，輔助二極管Da2的陽極與輔助二極管Da3的陰極相連，單相變壓器原邊繞組的a端與輔助二極管Da1的陽極相連，單相變壓器原邊繞組的b端與輔助二極管Da2的陽極相連，單相變壓器副邊繞組的c端與輔助開關Sa2的發(fā)射極相連，單相變壓器副邊繞組的d端與諧振電感的Lra一端相連，諧振電感Lra得另一端與主開關S1的發(fā)射極相連。
當三相逆變器的主開關需要切換狀態(tài)時，通過諧振電感Lra和諧振電容Cr1(或Cr2)之間的諧振使諧振電容Cr1(或Cr2)的端電壓減小到零，或是通過諧振電感Lrb和諧振電容Cr3(或Cr4)之間的諧振使諧振電容Cr3(或Cr4)的端電壓減小到零，或是通過諧振電感Lrc和諧振電容Cr5(或Cr6)之間的諧振使諧振電容Cr5(或Cr6)的端電壓減小到零，為逆變器主開關提供零電壓開關條件。為簡化分析，現做如下假設：1)器件均工作在理想狀態(tài)；2)逆變器開關狀態(tài)過度瞬間的負載電流I0恒定，負載電感遠大于諧振電感；3)諧振電感和電容值足夠大。
二、工作原理
因為三相諧振電路可獨立控制，所以本文以其單相等效電路中開關狀態(tài)的切換過程為例進行分析，其單相電路如圖2所示，文中所有物理量的參考正方向都以圖2中箭頭指向作為參考標準，電路特征工作波形如圖3所示，本文分析的是負載電流為正的情況，在一個開關周期內將單相電路分為8個工作模式，每個工作模式的等效電路如圖4所示。
工作模式：
模式1(t－t0)：假設此為電路的初始狀態(tài)，本模式期間，輔助電路停止工作，負載電流I0全部流過續(xù)流二極管D2，主開關S1和S2分別為斷開和導通狀態(tài)，電路工作在穩(wěn)定狀態(tài)。此時，uCr1＝E，uCr2＝0，iLr＝0。本模式運動軌跡為一點，如圖5所示。
模式2(t0－t1)：在t0時刻，關斷主開關S2，同時開通輔助開關Sa2，因為在S2關斷前，沒有電流流過S2，所以S2實現了零電流軟關斷；因為諧振電感Lr減小了流過Sa2的電流變化率，所以Sa2在零電流條件下軟開通。當Sa2開通以后，Da2和Da4開始導通，Lr承受的電壓為(1-k)E，Lr被充電，iLr開始線性增大，流過諧振電感Lr的電流iLr與流過續(xù)流二極管D2的電流iD2之和等于負載電流I0，本模式在t1時刻結束，此時，諧振電感電流iLr線性增大到等于I0，續(xù)流二級管D2自然關斷。本模式運動軌跡為圖5中t0－t1段。
本模式持續(xù)時間為
模式3(t1－t2)：在t1時刻，Lr、Cr1和Cr2開始諧振，Cr1開始放電，uCr1從E開始逐漸減小，Cr2開始充電，uCr2從零開始逐漸增大，Lr繼續(xù)被充電，iLr從I0開始繼續(xù)增大。當uCr1減小到等于kE時，iLr增大到正向最大值，此后，Lr開始放電，iLr逐漸減小。本模式在t2時刻結束，此時，uCr1減小到零，uCr2增大到E，iLr減小到I1。本模式運動軌跡為圖5中t1－t2段。該模式的曲線運動方程如下：
將uCr1＝0代入式(2)中，可以得到
將uCr1＝kE代入式(2)中，得到iLr的正向最大值為
本模式中，iLr，uCr1和uCr2的表達式分別為
uCr1(t)＝kE+(1-k)Ecos[ωr(t-t1)] (7)
uCr2(t)＝(1-k)E-(1-k)Ecos[ωr(t-t1)] (8)
其中Cr＝Cr1+Cr2，
本模式的持續(xù)時間為
由式(9)可知0<k≤1/2。
模式4(t2－t3)：在t2時刻，D1導通，開通主開關S1，因為在S1開通前，與S1并聯的Cr1的端電壓已經減小到零，所以S1實現了零電壓開通。從t2時刻開始，Lr承受的反向電壓值為kE，iLr從I1開始線性減小，本模式在t3時刻結束，此時，iLr線性減小到I0，D1自然關斷。本模式運動軌跡為圖5中t2－t3段。
本模式持續(xù)時間為
模式5(t3－t4)：在t3時刻，Lr承受的反向電壓值仍為kE，iLr從I0開始繼續(xù)線性減小，流過Lr的電流iLr與流過S1的電流iS1之和等于負載電流I0，本模式在t4時刻結束，此時，iLr減小到零，負載電流全部流過S1。本模式運動軌跡為圖5中t3－t4段。
本模式持續(xù)時間為
模式6(t4－t5)：在t4時刻，關斷輔助開關Sa2，因為流過Sa2的電流iSa2在Sa2關斷之前已經減小為零，所以Sa2在零電流條件下軟關斷。本模式中，負載電流I0全部流過S1，輔助諧振電路不工作，電路達到穩(wěn)定狀態(tài)，當S1關斷時，本模式結束。此時，uCr1＝0，uCr2＝E，iLr＝0。本模式運動軌跡為一點，如圖5所示。
模式7(t5－t6)：在t5時刻，開通Sa1，同時關斷S1，因為Lr減小了Sa1開通時的電流上升率，所以實現了Sa1的零電流軟開通操作；因為在關斷S1時，與S1并聯的諧振電容Cr1減小了其關斷瞬間的端電壓上升率，所以實現了S1的零電壓軟關斷操作。Sa1開通后，Da1和Da3導通，Lr、Cr1和Cr2開始諧振，Cr1被充電，uCr1從零開始逐漸增大，Cr2放電，uCr2從E開始逐漸減小，iLr從零開始反向增大，當Cr2端電壓uCr2減小到等于kE時，iLr剛好反向增大到最大值，然后Lr開始放電，iLr逐漸減小，Cr1繼續(xù)充電，Cr2繼續(xù)放電，本模式在t6時刻結束，此時uCr2減小到等于零，uCr1增大到等于E，iLr反向減小到等于I2。本模式運動軌跡為圖5中t5－t6段。該模式的曲線運動方程如下：
將uCr2＝0代入式(13)中，可以得到
將uCr2＝kE代入式(13)中，iLr的反向最大值為
本模式中iLr，uCr1和uCr2的表達式分別為
uCr1(t)＝(1-k)E-(1-k)Ecos[ωr(t-t5)]+I0Zrsin[ωr(t-t5)] (17)
uCr2(t)＝kE+(1-k)Ecos[ωr(t-t5)]-I0Zrsin[ωr(t-t5)] (18)
本模式的持續(xù)時間為
模式8(t6－t7)：在t6時刻，開通S2，因為在S2開通前，與S2并聯的諧振電容Cr2的端電壓已經減小到零，所以S2實現了零電壓開通。從t6時刻開始，D2導通，iLr從I2開始減小，在t7時刻，iLr減小到零，負載電流I0全部經D2續(xù)流，輔助諧振電路結束工作，本模式結束。在t7時刻，關斷Sa1，因為在關斷Sa1前，流過Sa1的電流iLr已經減小到零，所以Sa1實現了零電流關斷。本模式運動軌跡為圖5中t6－t7段。
本模式持續(xù)時間為
t7時刻以后，電路返回到模式1，重復整個工作過程。至此，在正向負載電流下，電路在一個完整的開關周期內運行狀態(tài)的模式分析結束，而電路在負載電流為負的情況下的工作模式與此類似，這里不再做詳細分析。根據一個開關周期內的電路的曲線運動方程，可以繪制出相平面上的運動軌跡，如圖5所示。
需要說明的是電路中使用了變壓器，當變壓器原邊繞組n1流過電流時，原邊繞組n1承受的電壓值為E，原邊繞組的電流通過Da2和Da4(Da1和Da3)續(xù)流流進直流電源，使直流電源無法向負載正向傳遞能量，會造成占空比丟失。由圖3可知在t0至t4和t5至t7這兩段輔助開關處于導通的時間里會發(fā)生占空比丟失。為減小占空比丟失，在輔助電路的控制中，應盡量減小輔助開關的占空比。由式(1)，(9)，(10)，(11)，(19)和(20)可知Lr、Cr1和Cr2盡量取較小值有利于減小輔助開關在每個開關周期的導通時間，進而可以減小占空比丟失。
三、軟開關實現條件
根據以上分析可得到如下軟開關實現條件：
①為了使輔助開關Sa1和Sa2在全負載范圍內實現零電流開通，需要式(21)成立。
其中和分別為Sa1和Sa2開通瞬間的電流變化率，為開關器件允許的電流變化率。
②為了使輔助開關Sa1和Sa2在全負載范圍內實現零電流關斷，需要式(22)和(23)成立。
其中Ton(Sa1)和Ton(Sa2)分別為Sa1和Sa2在每個開關周期內處于開通狀態(tài)的時間，I0max為負載電流最大值。
③想要在不影響逆變器的正常運行狀態(tài)的前提下，在全負載范圍內實現逆變器主開關的零電壓軟開關切換，必須保證在軟開關逆變器的死區(qū)時間Δ內，將與主開關并聯的諧振電容所含的電量全部釋放完。在零電壓條件下開通逆變器上橋臂上的主開關S1，則必須滿足
在零電壓條件下開通逆變器下橋臂上的主開關S2，則必須滿足
由式(24)和(25)可知，為在全負載范圍同時實現逆變器上下橋臂上的主開關S1和S2的零電壓開通，要求滿足
④為了使主開關在全負載范圍內實現零電壓關斷，需要式(28)成立。
其中為主開關關斷瞬間的電壓變化率，為開關器件允許的電壓變化率。
由以上分析可知，負載電流最大值I0max會影響到全負載范圍內的軟開關實現條件，當I0max被確定之后，負載類型(阻性或感性)不會影響軟開關的實現。五、電路中器件承受的電壓和電流應力
流過Lr的最大電流值iLrmax為
流過變壓器一次繞組n1和二次繞組n2的最大電流值in1max和in2max分別為
流過Sa1和Sa2最大電流值iSa1max和iSa2max分別為
流經Da1、Da2、Da3和Da4最大電流值iDa1max，iDa2max，iDa3max和iDa4max分別為
根據以上分析，隨著Zr的增大，流過諧振電感，變壓器，輔助開關和輔助二極管的電流都會減小。此外，電路中的所有功率開關器件所承受的電壓值都不超過直流母線電壓E，流過主開關器件的電流不超過負載電流I0。所以在I0取最大值I0max時，計算器件承受的最大電流，然后再根據E，來進行器件選型。
六、單相輔助電路功率損耗分析
根據文中給出的工作模式的理論分析可知，逆變器的輔助開關器件Sa1和Sa2，主開關器件S1和S2都實現了軟開關切換，其中Sa1和Sa2實現了零電流軟開關，S1和S2實現了零電壓軟開關，開關損耗都為零。輔助開關Sa1和Sa2及輔助二極管Da1、Da2、Da3和Da4存在通態(tài)損耗。理想狀態(tài)下，因為Lr，Cr1和Cr2及變壓器繞組的電阻很小，Lr，Cr1和Cr2及變壓器繞組功耗可以近似為零。設輔助開關器件Sa1和Sa2通態(tài)壓降為VCE，輔助二極管Da1、Da2、Da3和Da4的通態(tài)壓降為VEC，開關頻率為fc。根據一個開關周期內的各工作模式的理論分析，采用分段積分法可以得到單相輔助電路各器件的功率損耗數學模型。
Sa1和Sa2的通態(tài)損耗PSa1和PSa2可分別表示為
二極管Da1、Da2、Da3和Da4的通態(tài)損耗PDa1、PDa2、PDa3和PDa4可分別表示為
單相輔助諧振電路總功耗Padd可表示為
根據式(40)可以得到Padd的最大值Paddmax表示為
接下來用Paddmax分別對Lr和Cr求偏導，來研究Lr和Cr的變化對功率損耗的影響。
由式(42)可知，隨著Lr的增大，輔助諧振電路的功率損耗會增大，所以在滿足軟開關實現條件的前提上，Lr盡量取最小值。
由式(43)可知，隨著Cr的增大，輔助諧振電路的功率損耗會增大，所以在滿足軟開關實現條件的前提上，Cr盡量取最小值。
七、參數設計過程
已知條件：直流電源電壓E，負載電流最大值I0max，開關器件允許的電流變化率開關器件允許的電壓變化率死區(qū)時間Δ，開關頻率fc，變壓器繞組的匝數比為n2:n1＝k。設計過程如下：
為實現輔助開關的零電流開通，由式(21)得到
考慮到Lr對輔助電路損耗和占空比丟失的影響，Lr應盡量取較小值。為留有一定的裕量，取Lr為
為實現主開關的零電壓關斷，由式(28)得到
考慮到Cr對輔助電路損耗和占空比丟失的影響，Cr應盡量取較小值。為留有一定的裕量，取Cr為
把Lr，Cr和以上各已知量代入到式(26)和(27)中，來驗證參數是否滿足在全負載范圍內主開關都可以實現零電壓開通。
驗證通過后，將以上參數代入到式(22)和(23)中，可以計算出Ton(Sa1)和Ton(Sa2)。Sa1和Sa2的占空比分別為
ρSa1＝fcTon(Sa1) (48)
ρSa2＝fcTon(Sa2) (49)
當Sa1和Sa2的占空比滿足式(48)和(49)時，可以在全負載范圍內實現零電流關斷。
八、實驗結果
制作了一臺4kW的單相實驗樣機，實驗電路如圖6所示，本樣機輸入端采用2個450V/3300μF高壓電解電容先串聯后在與直流電源并聯，輸出端接一個2.5Ω的電阻作為負載，在電阻與逆變器主開關橋臂間接入濾波電感電容。實驗電路中器件參數值的設置如下：直流電源電壓E＝400V，諧振電容Cr1＝Cr2＝0.1μF，諧振電感Lr＝12μH，變壓器繞組匝數比k＝0.4，輸出濾波器的電感La＝1.45mH，輸出濾波器的電容Ca＝12μF，死區(qū)時間Δ＝3μs，開關頻率fc＝6.5kHz，輸出頻率f0＝50Hz，輸出電壓有效值u0＝100V，輸出電流有效值i0＝40A，主開關采用正弦波脈寬調制法，調制度M＝0.8，輔助開關觸發(fā)脈沖的占空比為0.1。輔助二極管Da1、Da2、Da3和Da4的型號和參數為快速恢復二極管HFA30TA60C(600V/30A)，主開關器件S1和S2，輔助開關器件Sa1和Sa2的型號和參數為模塊SKM50GB123D(雙管1200V/50A)。
滿載時，開通S1的uS1和iS1波形如圖7(a)；輕載時，開通S1的uS1和iS1波形如圖7(b)。從圖中可以看出，在S1開通前，其端電壓uS1已經先減小到零，開通S1后電流iS1才開始上升，所以S1在零電壓條件下軟開通，其中輕載時，iS1反向增大，說明電流開始流過S1的反并聯二極管D1。滿載時，關斷S1的uS1和iS1波形如圖7(c)所示，從圖中可以看出，在關斷S1時，S1的端電壓緩慢上升，上升的速率較小，所以主開關S1在零電壓條件下軟關斷。開通和關斷Sa2的uSa2和iSa2波形如圖7(d)所示，從圖中可以看出，在Sa2開通時，流過Sa2的電流緩慢上升，上升的速率較小，所以Sa2在零電流條件下軟開通，在Sa2關斷前，流過Sa2的電流iSa2已經減小為零，所以Sa2在零電流條件下軟關斷。開通和關斷Da2的uDa2和iDa2波形如圖7(e)所示，從圖中可以看出，Da2開通時，流過Da2的電流iDa2緩慢上升，上升的速率較小，所以Da2在零電流條件下軟開通，在Da2關斷前，流過Da2的電流iDa2已經減小為零，所以Da2在零電流條件下軟關斷。逆變器負載的端電壓u0和電流i0波形如圖7(f)所示，從圖中可以看出，逆變器輸出電壓和輸出電流的波形良好，都為正弦波。
為了驗證本文所提出的有源諧振極型軟開關逆變器在效率上的優(yōu)勢，在相同實驗條件下分別測試了軟開關逆變器和硬開關逆變器的單相實驗電路的效率，在逆變器的輸出功率為4kW時，實際測得的效率為96.8％，與傳統(tǒng)的硬開關逆變器的效率相比，本文提出的新型軟開關逆變器的效率提高了2.5％。
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