本發(fā)明涉及一種交直流混合配電領(lǐng)域的電力電子變壓器及其控制方法。

背景技術(shù)：

現(xiàn)代配電網(wǎng)中包含越來越多的分布式可再生能源、儲能和消費電子類直流負荷。多類型能源、儲能和直流負荷直接并入直流配電網(wǎng)將可以節(jié)省大量的換流環(huán)節(jié)，提高電能變換效率。電力電子變壓器一般具有不同電壓等級的交流和直流端口，用于多種類型的分布式能源、儲能和負荷的靈活接入，以及交/直流電網(wǎng)的互聯(lián)。它除了具有傳統(tǒng)變壓器的電壓等級變換和電氣隔離功能之外，還具有潮流雙向控制、電能質(zhì)量控制、裝置自保護與自診斷、通訊與信息交換等多種功能，在智能電網(wǎng)、能源互聯(lián)網(wǎng)及未來交直流互聯(lián)電網(wǎng)中發(fā)揮不可替代的重要作用，是其實現(xiàn)電能變換和處理的核心裝置。

現(xiàn)有的電力電子變壓器電路拓撲方案中，一般均是將高壓交流整流變換到直流電壓，然后利用DC/DC變換器將直流電壓變換得到所需要的直流電壓。例如，美國專利US 5943229、中國專利CN 101572495 A、中國專利CN 101707443 A、中國專利CN 105680488 A、中國專利CN 104682728 A和中國專利CN 103208929 A等。

這些已有的方案的缺點是通常包含交流-直流、直流-高頻交流、高頻變壓器升/降壓、高頻交流-直流的四級電能變換，所需的功率模塊數(shù)量也較多。從而導致系統(tǒng)效率和功率密度不高，也制約了電力電子變壓器的大規(guī)模應用。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有電力電子變壓器需要經(jīng)過四級電能變換，導致系統(tǒng)效率和功率密度低的缺點，提出一種電力電子變壓器及其控制方法。本發(fā)明只需要經(jīng)過三級電能變換即可實現(xiàn)高壓交流與低壓直流之間的電能變換，且可實現(xiàn)低壓H橋電路的軟開關(guān)，可降低電路的開關(guān)損耗。

本發(fā)明電力電子變壓器由輸入級、中間級和輸出級三級串聯(lián)組成，輸入級為高壓交流級，中間級為高頻隔離級，輸出級為低壓直流級。所述的高壓交流級由全橋子模塊型模塊化多電平變流器組成，高頻隔離級由高頻變壓器和在其原邊串聯(lián)的諧振電容組成，低頻直流級由H橋電路和并聯(lián)在H橋直流側(cè)的直流儲能電容組成。輸入級、中間級和輸出級組成的三級結(jié)構(gòu)對應三級電能變換環(huán)節(jié)：高壓交流級實現(xiàn)工頻交流到高頻交流的電能變換，高頻隔離級實現(xiàn)高頻交流電壓的升降，低壓直流級實現(xiàn)高頻交流到直流的電能變換。

高壓交流級的模塊化多電平變流器與低壓直流級的H橋電路通過高頻隔離級的高頻變壓器與串聯(lián)諧振電容器構(gòu)成一個串聯(lián)諧振電路。其中模塊化多電平變流器將三相交流電壓變換為高頻方波電壓，H橋電路產(chǎn)生與模塊化多電平變流器同頻同相的高頻方波電壓。

對本發(fā)明電力電子變壓器的控制方法一方面以低壓直流級輸出母線電壓為電壓外環(huán)反饋量，以模塊化多電平變流器高壓交流側(cè)電流為電流內(nèi)環(huán)反饋量，進行dq軸下雙閉環(huán)控制。通過調(diào)節(jié)高壓交流側(cè)三相電流的有功分量來實現(xiàn)低壓直流電壓穩(wěn)定可控。另一方面使模塊化多電平變流器與低壓直流級H橋均輸出同頻同相的方波電壓。經(jīng)由高頻變壓器和諧振電容形成的諧振回路，會在高頻側(cè)產(chǎn)生近似正弦的電流。具體步驟如下：

(1)高壓交流級模塊化多電平變流器采用基于dq變換的電壓電流雙閉環(huán)控制方法，以低壓直流級電容電壓作為電壓外環(huán)的反饋值以模塊化多電平變流器高壓交流側(cè)電流為電流內(nèi)環(huán)反饋量，具體包括：

(1.1)對低壓直流級電容電壓、高壓交流側(cè)三相電流與三相電壓進行采樣；

(1.2)將低壓直流級電容電壓采樣值u_cL與參考直流電壓值u_{dc_ref}進行比較，比較后的電壓差值經(jīng)過電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)輸出作為模塊化多電平變流器d軸電流環(huán)的基準i_{d_ref}；

(1.3)模塊化多電平變流器交流側(cè)三相電流采樣值經(jīng)過dq變換得到d軸、q軸兩個電流分量i_gd和i_gd，交流側(cè)三相電壓采樣值經(jīng)過dq變換得到d軸、q軸兩個電壓分量e_gd和e_gd；其中dq變換所用相位基準由三相電壓采樣值經(jīng)過鎖相計算獲得；

(1.4)將上述得到的d軸電流環(huán)的基準i_{d_ref}與d軸電流i_gd進行比較，比較后的差值經(jīng)過d軸電流環(huán)PI調(diào)節(jié)得到輸出量i_{d_PI}；將q軸電流環(huán)的參考值與q軸電流進行比較，比較后的差值經(jīng)過q軸電流環(huán)PI調(diào)節(jié)得到輸出量i_{q_PI}；以d軸的電壓分量e_gd和q軸的電壓分量e_gq為前饋量，分別減去d軸的電流環(huán)輸出量i_{d_PI}和q軸的電流環(huán)輸出量i_{q_PI}，進行解耦運算后再進行反dq變換得到模塊化多電平變流器三相交流電壓參考值u_{k_ref}(k＝a,b,c)；

(2)高壓交流級模塊化多電平變流器計算各橋臂參考電壓，并進行調(diào)制，具體包括：

(2.1)生成一個頻率值為f_hf、占空比為50％且幅值為U_hf的雙極性方波電壓，將其作為模塊化多電平變流器高頻輸出側(cè)的參考電壓u_{hf_ref}；

(2.2)模塊化多電平變流器的a、b、c三相電路的上下橋臂參考電壓根據(jù)高頻輸出側(cè)的參考電壓u_{hf_ref}和該相交流電壓參考值u_{k_ref}，計算得到；

(2.3)由模塊化多電平變流器各橋臂單元的參考電壓計算每個開關(guān)周期內(nèi)需要投入的模塊個數(shù)，并進行調(diào)制。

(3)低壓直流級的H橋電路中的開關(guān)器件采用雙極性調(diào)制，占空比為50％，且相位與模塊化多電平變流器高頻輸出側(cè)參考電壓u_{hf_ref}相同。

本發(fā)明電力電子變壓器及其控制方法具有以下特點和優(yōu)勢：

1.只需要經(jīng)過交流-高頻交流、高頻變壓器升/降壓、高頻交流-直流三級電能變換。

2.主電路構(gòu)成一個串聯(lián)諧振電路，H橋電路中每個開關(guān)均工作在零電流關(guān)斷方式下，減小了開關(guān)損耗。

3.模塊化多電平變流器中采用全橋子模塊，其電路結(jié)構(gòu)與H橋電路相同，可以進行統(tǒng)一結(jié)構(gòu)設(shè)計。

4.可以有效減少功率模塊數(shù)量，節(jié)省成本并可提高功率密度。

附圖說明

圖1為本發(fā)明電力電子變壓器的電路原理圖；

圖2為本發(fā)明電力電子變壓器高壓交流級模塊化多電平變流器子模塊電路原理圖；

圖3為本發(fā)明電力電子變壓器控制方法的控制框圖；

圖4為本發(fā)明電力電子變壓器中高頻變壓器次級電壓與電流的仿真計算波形圖；

圖5為本發(fā)明電力電子變壓器低壓直流電壓的仿真計算波形圖。

具體實施方式

以下結(jié)合附圖和具體實施方式進一步說明本發(fā)明。

如圖1所示，本發(fā)明電力電子變壓器主電路由輸入級、中間級和輸出級三級串聯(lián)組成：輸入級為高壓交流級，中間級為高頻隔離級，輸出級為低壓直流級。

所述的高壓交流級由全橋子模塊型模塊化多電平變流器組成，高頻隔離級由高頻變壓器HFT和串聯(lián)諧振電容C₁組成，低頻直流級由H橋電路和直流儲能電容C₁組成。

如圖1所示，本發(fā)明電力電子變壓器的三級電路的連接方式為：高壓交流級模塊化多電平變流器的高頻輸出端子為P₁和N₁，高頻輸出端子P₁與高頻隔離級的串聯(lián)諧振電容C₁串聯(lián)后連接到高頻隔離級的高頻變壓器HFT的初級端子X₁上，高頻輸出端子N₁連接到高頻變壓器HFT的初級端子Y₁上。高頻變壓器HFT的次級端子X₂連接到低壓直流級的H橋的輸出端子J₁上，高頻變壓器HFT的另一次級端子Y₂連接到低壓直流級的H橋的另一輸出端子K₁上。

高壓交流級的模塊化多電平變流器由三相六橋臂組成，每個橋臂包含n個串聯(lián)子模塊和1個電抗器，串聯(lián)子模塊的數(shù)目由電壓等級和所選用電力電子器件水平?jīng)Q定。如圖2所示，每個子模塊均采用全橋子模塊結(jié)構(gòu)，由四只全控型電力電子開關(guān)器件組成單相全橋，并在單相全橋的直流側(cè)并聯(lián)一個電容。每個橋臂的電抗器電感值相同，均為L_arm。

高頻隔離級由高頻變壓器HFT和串聯(lián)諧振電容C₁構(gòu)成。模塊化多電平變流器的橋臂電抗與串聯(lián)諧振電容以及高頻變壓器的漏抗構(gòu)成一個串聯(lián)諧振回路。橋臂電抗值L_arm、電容器容值C₁和高頻變壓器漏抗值L_tl滿足以下關(guān)系式：

其中，f_hf為串聯(lián)諧振回路的諧振頻率，也是高頻變壓器的工作頻率，L_tl為高頻變壓器漏抗值。

低壓直流級由H橋電路和直流儲能電容C₂成。如圖1所示，H橋電路由第一開關(guān)T₁、第二開關(guān)T₂、第三開關(guān)T₃、第四開關(guān)T₄，第一二極管D₁、第二二極管D₂、第三二極管D₃、第四二極管D₄組成。其中，第一開關(guān)T₁與第一二極管D₁反并聯(lián)，第二開關(guān)T₂與第二二極管D₂反并聯(lián)，第三開關(guān)T₃與第三二極管D₃反并聯(lián)，第四開關(guān)T₄與第四二極管D₄反并聯(lián)；第一二極管D₁的正極和第二二極管D₂的負極相連作為H橋電路的端子J₁；第三二極管D₃的正極和第四二極管D₄的負極相連作為H橋電路的端子K₁；第一二極管D₁的負極和第三二極管D₂的負極相連作為H橋電路的端子J₂；第三二極管D₃的正極和第四二極管D₄的正極相連作為H橋電路的端子K₂。

H橋電路的直流側(cè)與直流儲能電容C₂并聯(lián)。

本發(fā)明電力電子變壓器的控制方法如下：

一方面，以低壓直流級輸出母線電壓為電壓外環(huán)反饋量，以模塊化多電平變流器高壓交流側(cè)電流為電流內(nèi)環(huán)反饋量，進行dq軸下雙閉環(huán)控制。通過調(diào)節(jié)高壓交流側(cè)三相電流的有功分量來實現(xiàn)低壓直流電壓穩(wěn)定可控。

另一方面，以頻率為f_hf、占空比為50％，且幅值為U_hf的雙極性方波電壓設(shè)置為模塊化多電平變流器高頻輸出側(cè)參考電壓u_{hf_ref}。同時以與u_{hf_ref}同頻同相的方波電壓為低壓直流級H橋電路的調(diào)制參考波u_{l_ref}。H橋電路經(jīng)過雙極性調(diào)制后產(chǎn)生與高壓交流級模塊化多電平變流器高頻輸出側(cè)同頻同相的方波電壓。

高頻變壓器的原副邊電壓變比N₁:N₂滿足以下關(guān)系式：

N₁:N₂＝U_hf:U_{dc_ref} (2)

其中，U_{dc_ref}為低壓直流級直流電壓參考值。

經(jīng)過由高頻變壓器和諧振電容形成的諧振回路，會在高頻側(cè)產(chǎn)生近似正弦的電流。

如圖3所示，具體實現(xiàn)過程包括以下步驟：

(1)高壓交流級模塊化多電平變流器采用基于dq變換的電壓電流雙閉環(huán)控制方法，以低壓直流級電容電壓作為電壓外環(huán)的反饋值，該步驟具體包括：

(1.1)對低壓直流級電容電壓u_cL、高壓交流側(cè)三相電流i_a、i_b、i_c與三相電壓e_a、e_b、e_c進行采樣；

(1.2)將所述低壓直流級電容電壓u_cL與參考直流電壓u_{dc_ref}進行比較，輸出電壓差值經(jīng)過電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)輸出作為模塊化多電平變流器d軸電流環(huán)的基準i_{d_ref}；

(1.3)模塊化多電平變流器交流側(cè)三相電流經(jīng)過dq變換得到d軸、q軸兩個電流分量i_gd和i_gd，交流側(cè)三相電壓經(jīng)過dq變換得到d軸、q軸兩個電壓分量e_gd和e_gd；其中dq變換所用相位基準θ由三相電壓采樣值經(jīng)過鎖相計算獲得；

(1.4)將上述得到的d軸電流環(huán)的基準i_{d_ref}與d軸電流i_gd進行比較，比較后的差值經(jīng)過d軸電流環(huán)PI調(diào)節(jié)得到輸出量i_{d_PI}；將q軸電流環(huán)的參考值與q軸電流進行比較，比較后的差值經(jīng)過q軸電流環(huán)PI調(diào)節(jié)得到輸出量i_{q_PI}；以d軸和q軸的電壓分量e_gd和e_gq為前饋量，分別減去d軸和q軸的電流環(huán)輸出量i_{d_PI}和i_{q_PI}，進行解耦運算后再進行反dq變換得到模塊化多電平變流器三相交流電壓參考值u_{a_ref}、u_{b_ref}、u_{c_ref}；

(2)高壓交流級模塊化多電平變流器計算各橋臂參考電壓，并進行調(diào)制，該步驟具體包括：

(2.1)生成一個頻率值為f_hf、占空比為50％，且幅值為U_hf的雙極性方波電壓，將其作為模塊化多電平變流器高頻輸出側(cè)的參考電壓u_{hf_ref}；

(2.2)根據(jù)高頻輸出側(cè)的參考電壓u_{hf_ref}和該相交流電壓參考值u_{k_ref}，計算得出模塊化多電平變流器六個橋臂單元的參考電壓，具體計算公式為：

(2.3)由模塊化多電平變流器各橋臂單元的參考電壓計算每個開關(guān)周期內(nèi)需要投入的模塊個數(shù)，并進行調(diào)制。

(3)低壓直流級H橋電路中的開關(guān)器件采用雙極性調(diào)制，占空比為50％，且相位與模塊化多電平變流器高頻輸出側(cè)參考電壓u_{hf_ref}相同。

圖4為本發(fā)明電力電子變壓器中高頻變壓器次級電壓u_xy2和次級電流i_xy2的仿真計算波形圖，圖5為低壓直流側(cè)直流電壓。仿真參數(shù)為：高壓交流電壓為10kV，低壓直流電壓額定值為750V，高壓交流級的模塊化多電平變流器各橋臂均包含6級全橋型子模塊串聯(lián)，子模塊電容為4mH，電容電壓額定值為1600V，橋臂電抗器為100μH，控制頻率為10kHz，其高頻側(cè)電壓參考值為幅值3200V、頻率2500Hz的雙極性50％占空比方波。高頻隔離級的諧振電容為60μH，高頻變壓器工作頻率為2.5kHz，變壓器漏感1.6μH。低壓直流級母線電容為3mF。負載為1Ω電阻。由仿真結(jié)果可見，本發(fā)明的控制方法使得電力電子變壓器中的模塊化多電平變流器、高頻變壓器與H橋電路工作在串聯(lián)諧振方式下，H橋電路的各開關(guān)均處于零電流關(guān)斷工作方式。同時，本發(fā)明的控制方式能對低壓直流電壓有效控制。

上述仿真計算結(jié)果表明本發(fā)明正確可行。以上分析可以推廣到高頻隔離級與低壓直流級的N個單元串聯(lián)或并聯(lián)的方式。