本發(fā)明涉及可逆整流技術(shù)，具體涉及一種十二脈波電壓型可逆整流裝置及其控制方法。

背景技術(shù)：

工業(yè)上大功率整流器采用不可控二極管和相控晶閘管整流的電路形式，二極管整流存在直流電壓不可調(diào)、不可逆的缺陷。相控整流器則易受晶閘管觸發(fā)導(dǎo)通引起的電壓畸變到診相位檢測波動和振蕩、系統(tǒng)動態(tài)性能低，難以實現(xiàn)可逆整流控制；六脈波全控橋或半控橋的功率因素低、諧波畸變大；逆變時極易出現(xiàn)失控，不適用于大功率運用。常規(guī)采用二極管和晶閘管整流形式的大功率整流器的形式，由于受限于器件本身的原因和結(jié)構(gòu)，如二極管整流不可控、帶負載特性軟；相控晶閘管的整流形式雖然可控，但六脈波及以下脈波整流的方式會導(dǎo)致系統(tǒng)功率因數(shù)(PF)低、諧波含量(THD)高、電壓波動大和電能利用率低；十二脈波的晶閘管整流器，易受到主電路換相過程中電網(wǎng)畸變的影響和干擾，在很多種情況下造成相位誤測、振蕩，最終導(dǎo)致晶閘管的誤觸發(fā)，系統(tǒng)抗干擾能力低。另外采用晶閘管整流方案需要同時采集三相交流電壓電流信號、直流電壓(和電流)信號形成控制閉環(huán)，交流側(cè)采用霍爾器件還需要額外的供電，導(dǎo)致系統(tǒng)器件增多、成本增大和可靠性降低。而不帶逆變功能的晶閘管整流系統(tǒng)如果在某些情況下系統(tǒng)帶逆變器運行時，當能量回饋至直流母線、導(dǎo)致直流電壓抬升又無法回饋至電網(wǎng)時，系統(tǒng)無法正常運行。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術(shù)問題：針對現(xiàn)有技術(shù)的上述問題，提供一種晶閘管可承受電壓等級高、能夠有效降低系統(tǒng)紋波和總諧波畸變、適用范圍廣、成本較低、模塊可簡化的十二脈波電壓型可逆整流裝置及其控制方法。

為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明采用的技術(shù)方案為：

本發(fā)明提供一種十二脈波電壓型可逆整流裝置，包括主電路單元和控制單元，所述主電路單元包括次邊兩繞組Y-△移相變壓器、整流逆變橋I和整流逆變橋II，所述兩繞組Y-△移相變壓器的次邊兩繞組輸出端分別與整流逆變橋I和整流逆變橋II相連，所述整流逆變橋I和整流逆變橋II兩者串聯(lián)布置在正直流母線和負直流母線之間，所述整流逆變橋I包括相互反并聯(lián)布置的整流橋I和逆變橋I，所述整流逆變橋II包括相互反并聯(lián)布置的整流橋II和逆變橋II，所述整流橋I和整流橋II構(gòu)成12脈波整流器，所述逆變橋I和逆變橋II構(gòu)成12脈波逆變器，所述控制單元的高速脈沖輸出端分別通過晶閘管驅(qū)動板與整流橋I、逆變橋I、整流橋II、逆變橋II的晶閘管控制端相連。

優(yōu)選地，所述整流逆變橋I的整流橋I和逆變橋I設(shè)有共同的交流電流互感器、電壓互感器和直流電壓傳感器，所述整流逆變橋II的整流橋II和逆變橋II設(shè)有共同的交流電流互感器、電壓互感器、直流電壓傳感器。

優(yōu)選地，所述控制單元包括實時處理器、模塊機箱、同步數(shù)據(jù)采集模塊、通訊接口和高速脈沖輸出模塊，所述模塊機箱中設(shè)有FPGA背板，所述FPGA背板通過背板總線和實時處理器相連，所述同步數(shù)據(jù)采集模塊、通訊接口和高速脈沖輸出模塊插設(shè)于模塊機箱的插槽中，所述FPGA背板的輸入端通過同步數(shù)據(jù)采集模塊分別與各個整流逆變模塊的交流電流互感器、電壓互感器和直流電壓傳感器相連，所述FPGA背板通過背板總線和高速脈沖輸出模塊相連，所述高速脈沖輸出模塊包含24路輸出端，其中12路輸出端通過晶閘管驅(qū)動板和整流橋I及逆變橋I的晶閘管控制端相連、其余12路輸出端通過晶閘管驅(qū)動板和整流橋II及逆變橋II的晶閘管控制端相連。

優(yōu)選地，所述主電路單元和控制單元布置于屏柜單元中，所述屏柜單元包括三個深度一致且依次排列布置的屏柜A、屏柜B和屏柜C，整流橋I、整流橋II均布置于屏柜A中，逆變橋I、逆變橋II均布置于屏柜C中，所述屏柜B包括上室B1和下室B2，所述控制單元布置于上室B1中，所述下室B2中設(shè)有用于連接至整流橋I、逆變橋I、整流橋II、逆變橋II的主回路的機車電纜，所述控制單元通過機車電纜柔性連接至整流橋I、逆變橋I、整流橋II、逆變橋II的主回路，屏柜A、屏柜B和屏柜C三者中相鄰的兩者之間以及上室B1和下室B2之間設(shè)有金屬隔板。

本發(fā)明還提供一種前述十二脈波電壓型可逆整流裝置的控制方法，實施步驟包括：

1)針對整流逆變橋I和整流逆變橋II，將直流電壓和給定直流電壓分別進行標幺化后得到電壓偏差；

2)對電壓偏差進行死區(qū)限制；

3)針對死區(qū)限制后的電壓偏差，判斷電壓偏差是否超過預(yù)設(shè)的逆變門檻值，如果超過逆變門檻值，則跳轉(zhuǎn)執(zhí)行步驟4)；否則，跳轉(zhuǎn)執(zhí)行步驟5)；

4)針對死區(qū)限制后的電壓偏差，判斷電壓偏差是否超過預(yù)設(shè)的過壓門檻值，如果超過過壓門檻值，則進行過壓保護并退出；否則，將同步交流電壓通過軟件鎖相環(huán)獲得相位信號，將相位信號進行標幺化后和死區(qū)限制后的電壓偏差一起輸入逆變PI控制器，其輸出和預(yù)設(shè)的角度偏移疊加后得到逆變控制角度后進行上下限限幅，然后判斷進行上下限限幅的結(jié)果和相位信號進行標幺化后的結(jié)果是否相同，如果相等則輸出雙窄脈沖的第一個脈沖，并實時生成雙窄脈沖的第二個脈沖，將雙窄脈沖輸出給整流逆變橋I的逆變橋I或整流逆變橋II的逆變橋II，退出；

5)將同步交流電壓通過軟件鎖相環(huán)獲得相位信號，將相位信號進行標幺化后和死區(qū)限制后的電壓偏差一起輸入整流PI控制器，其輸出和預(yù)設(shè)的角度偏移疊加得到整流控制角度后進行上下限限幅，然后判斷進行上下限限幅的結(jié)果和相位信號進行標幺化后的結(jié)果是否相同，如果相等則輸出雙窄脈沖的第一個脈沖，并實時生成雙窄脈沖的第二個脈沖，將雙窄脈沖輸出給整流逆變橋I的整流橋I或整流逆變橋II的整流橋II，退出。

優(yōu)選地，所述將同步交流電壓通過軟件鎖相環(huán)獲得相位信號的詳細步驟包括：

S1)對同步交流電壓進行坐標轉(zhuǎn)換，將同步交流電壓進行Clark變換和Park變換，即將三相靜止abc坐標系的電壓變量變換成兩相靜止αβ坐標系，再從兩相靜止αβ坐標系變換到同步旋轉(zhuǎn)dq坐標系的電壓變換，通過如式(5)所示函數(shù)表達式對兩相靜止αβ坐標系中的電壓分量v_α和v_β對d軸進行投影，得到真實相角與估算相角之差△θ；

△θ＝v_αcosθ+v_βsinθ (5)

式(5)中，△θ表示真實相角與估算相角之差，v_α和v_β為兩相靜止αβ坐標系的兩個分量，θ表示真實相角；

S2)將計算得到的真實相角與估算相角之差△θ經(jīng)過離散數(shù)字低通濾波器，得到估算的d軸電壓紋波和噪聲e_d；

S3)將離散數(shù)字低通濾波器輸出的估算的d軸電壓紋波和噪聲e_d通過數(shù)字離散PI控制器；

S4)將數(shù)字離散PI控制器的輸出與同步電網(wǎng)旋轉(zhuǎn)角度ω_N疊加后再通過積分器進行積分處理得到相位信號。

優(yōu)選地，步驟S2)中離散數(shù)字低通濾波器的輸入輸出關(guān)系如式(6)所示；

θ(N)＝m△θ(N)+(1-m)θ(N-1) (6)

式(6)中，θ(N)是本次的濾波輸出值，m為濾波系統(tǒng)系數(shù)，△θ(N)為本次折算的相角偏差，θ(N-1)是上次的濾波輸出值。

優(yōu)選地，步驟S3)中數(shù)字離散PI控制器的輸入輸出關(guān)系如式(14)所示；

式(14)中，u(n)表示第n次采樣時刻數(shù)字離散PI控制器的輸出值，e(n)表示第n次采樣時刻輸入的偏差值，T_s表示采樣周期，K_p為比例系數(shù)，K_i＝K_pT_s/T_I為積分系數(shù)，n表示采樣序列。

優(yōu)選地，所述標幺化具體是指將輸入電壓轉(zhuǎn)化為無符號整數(shù)，使得輸入電壓一個周期內(nèi)相位從0到2π直接線性對應(yīng)無符號整數(shù)0～20000。

本發(fā)明十二脈波電壓型可逆整流裝置具有下述優(yōu)點：

1、本發(fā)明十二脈波電壓型可逆整流裝置采用次邊兩繞組Y-△移相變壓器，次邊兩繞組輸出分別接入2組反并聯(lián)的6脈波晶閘管橋臂中，即整流橋I和逆變橋I(整流逆變橋I)共用一組變壓器次邊，整流橋Ⅱ和逆變橋Ⅱ(整流逆變橋Ⅱ)共用另一組變壓器次邊，整流逆變橋I和整流逆變橋II采用串聯(lián)的工作方式，一方面當直流電壓較高時可以提高單橋(整流逆變橋I和整流逆變橋II)晶閘管可承受的電壓等級，另一方面有效降低系統(tǒng)紋波和總諧波畸變。當作為直流電源工作輸出時，可根據(jù)實際電流電壓的參數(shù)在正、負直流母線連接相應(yīng)的濾波回路即可，流經(jīng)晶閘管的電流會在晶閘管內(nèi)部產(chǎn)生相應(yīng)的熱損耗，可采取風機強制風冷的散熱方式，確保元件在流經(jīng)不大于額定電流的情況下不出現(xiàn)熱損壞。

2、本發(fā)明的十二脈波電壓型可逆整流裝置采用自然移相變壓器(次邊兩繞組Y-△移相變壓器，非專用造價高昂的移相延邊三角形的變壓器)實現(xiàn)自然12脈波整流，減少了變壓器的制造成本，提高了系統(tǒng)功率因數(shù)和改善了系統(tǒng)動態(tài)性能，模塊化的控制平臺和獨立式的電氣拼柜結(jié)構(gòu)提高了系統(tǒng)的適用性，高效可逆整流擴大了系統(tǒng)是適用范圍，實現(xiàn)了經(jīng)濟、實用和節(jié)能減排的發(fā)展理念。

3、本發(fā)明十二脈波電壓型可逆整流裝置采用模塊化的設(shè)計和結(jié)構(gòu)，可根據(jù)需要減少指定的模塊來滿足具體要求和降低工程成本，能夠廣泛適用于各類高效率的可逆整流系統(tǒng)。

本發(fā)明十二脈波電壓型可逆整流裝置控制方法具有下述優(yōu)點：本發(fā)明十二脈波電壓型可逆整流裝置控制方法采用軟件鎖相環(huán)(PLL)，并使用相位修正技術(shù)對引起的少量波形畸變進行修正和補償，消除了電網(wǎng)諧波畸變的干擾，基于數(shù)字軟件鎖相環(huán)、內(nèi)部實時相位標幺線性化、相序自適應(yīng)的控制方式，采用相位自修正技術(shù)大大提高了系統(tǒng)的抗干擾能力；以實時實際母線電壓為依據(jù)切換整流和逆變工作模式，可將本發(fā)明裝置的負載適用范圍擴展到帶能量回饋的逆變器。

附圖說明

圖1為本發(fā)明實施例裝置的基本拓撲結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2為本發(fā)明實施例裝置的電路拓撲結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3為本發(fā)明實施例控制單元的框架結(jié)構(gòu)示意圖。

圖4為本發(fā)明實施例屏柜單元的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖5為本發(fā)明實施例方法的通用控制流程示意圖。

圖6為本發(fā)明實施例方法的控制原理示意圖。

圖7為本發(fā)明實施例鎖相環(huán)的控制原理示意圖。

圖8為本發(fā)明實施例的坐標系示意圖。

圖9為本發(fā)明實施例中相位標幺化與時間周期對應(yīng)關(guān)系圖。

圖10為本發(fā)明實施例的用于濾波的FIFO示意圖。

圖11為本發(fā)明實施例方法的工況運行曲線示意圖。

圖12為本發(fā)明實施例晶閘管的控制脈沖示意圖。

圖13為本發(fā)明實施例PLL標幺值的示意圖。

具體實施方式

如圖1和圖2所示，本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置包括主電路單元和控制單元，主電路單元包括次邊兩繞組Y-△移相變壓器、整流逆變橋I和整流逆變橋II，兩繞組Y-△移相變壓器的次邊兩繞組輸出端分別與整流逆變橋I和整流逆變橋II相連，整流逆變橋I和整流逆變橋II兩者串聯(lián)布置在正直流母線和負直流母線之間，整流逆變橋I包括相互反并聯(lián)布置的整流橋I和逆變橋I，整流逆變橋II包括相互反并聯(lián)布置的整流橋II和逆變橋II，整流橋I和整流橋II構(gòu)成12脈波整流器，逆變橋I和逆變橋II構(gòu)成12脈波逆變器，控制單元的高速脈沖輸出端分別通過晶閘管驅(qū)動板與整流橋I、逆變橋I、整流橋II、逆變橋II的晶閘管控制端相連。本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置采用次邊兩繞組Y-△移相變壓器，次邊兩繞組輸出分別接入2組反并聯(lián)的6脈波晶閘管橋臂中，即整流橋I和逆變橋I(整流逆變橋I)共用一組變壓器次邊，整流橋Ⅱ和逆變橋Ⅱ(整流逆變橋Ⅱ)共用另一組變壓器次邊，整流逆變橋I和整流逆變橋II采用串聯(lián)的工作方式，一方面當直流電壓較高時可以提高單橋(整流逆變橋I和整流逆變橋II)晶閘管可承受的電壓等級，另一方面有效降低系統(tǒng)紋波和總諧波畸變(THD，Total Hamonics Distortion)?？傊C波畸變即總諧波畸變率，是指輸出端輸出信號中的諧波成分與實際輸入信號的比值，并用百分比來表示。當作為直流電源工作輸出時，可根據(jù)實際電流電壓的參數(shù)在正、負直流母線連接相應(yīng)的濾波回路即可，流經(jīng)晶閘管的電流會在晶閘管內(nèi)部產(chǎn)生相應(yīng)的熱損耗，可采取風機強制風冷的散熱方式，確保元件在流經(jīng)不大于額定電流的情況下不出現(xiàn)熱損壞。本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置的晶閘管可承受電壓等級高、能夠有效降低系統(tǒng)紋波和總諧波畸變，具有適用范圍廣、成本較低、模塊可簡化的優(yōu)點。參見圖2，整流橋I由晶閘管VT1a～VT6a組成，且晶閘管VT1a和VT4a串聯(lián)構(gòu)成U相橋臂、晶閘管VT3a和VT6a串聯(lián)構(gòu)成V相橋臂、晶閘管VT5a和VT2a串聯(lián)構(gòu)成W相橋臂，三相橋臂的直流側(cè)并聯(lián)連接后輸出整流橋I整流后的直流電壓；逆變橋I由晶閘管VT1′a～VT6′a組成，且晶閘管VT1′a和VT4′a串聯(lián)構(gòu)成U相橋臂、晶閘管VT3′a和VT6′a串聯(lián)構(gòu)成V相橋臂、晶閘管VT5′a和VT2′a串聯(lián)構(gòu)成W相橋臂，三相橋臂的直流側(cè)并聯(lián)連接后輸出逆變橋I逆變后的直流電壓。整流橋Ⅱ由晶閘管VT1b～VT6b組成，且晶閘管VT1b和VT4b串聯(lián)構(gòu)成U相橋臂、晶閘管VT3b和VT6b串聯(lián)構(gòu)成V相橋臂、晶閘管VT5b和VT2b串聯(lián)構(gòu)成W相橋臂，三相橋臂的直流側(cè)并聯(lián)連接后輸出整流橋Ⅱ整流后的直流電壓；逆變橋Ⅱ由晶閘管VT1′b～VT6′b組成，且晶閘管VT1′b和VT4′b串聯(lián)構(gòu)成U相橋臂、晶閘管VT3′b和VT6b′b串聯(lián)構(gòu)成V相橋臂、晶閘管VT5′b和VT2′b串聯(lián)構(gòu)成W相橋臂，三相橋臂的直流側(cè)并聯(lián)連接后輸出逆變橋Ⅱ逆變后的直流電壓。

為了減少系統(tǒng)與器件數(shù)量和布線工作，本實施例中整流逆變橋I和整流逆變橋Ⅱ各自分別采用統(tǒng)一的交直流信號接入接口，整流逆變橋I的整流橋I和逆變橋I設(shè)有共同的交流電流互感器、電壓互感器和直流電壓傳感器，整流逆變橋II的整流橋II和逆變橋II設(shè)有共同的交流電流互感器、電壓互感器、直流電壓傳感器。即：整流橋Ⅰ和逆變橋Ⅰ采用共同的交流電流(測量Ia和Ib)、電壓互感器(測量Uab和Ubc)和直流電壓傳感器(測量Ud1)，整流Ⅱ橋和逆變Ⅱ橋與Ⅰ橋相同，在此不再贅述。本實施例中主電路交流部分采用標準無源元器件電流互感器、電壓互感器采集實時電流電壓參數(shù)，可靠性和性價比高于需要單獨供電的霍爾傳感器的設(shè)計，根據(jù)交流原理在交流電路采用無源感應(yīng)器件直接將輸出信號(電流互感器次邊額定5A、電壓互感器次邊100V電壓)接入控制系統(tǒng)，避免了中間信號轉(zhuǎn)換回路。當實際進線電壓大于電流互感器的額定電壓時，為避免過電壓對電流互感器造成的絕緣影響或損壞，在安裝電流互感器部分采用機車電纜貫穿電流互感器中部、連接兩端銅排，利用機車電纜本身的絕緣層降低對電流互感器的絕緣要求，對于非標準電壓等級在電流互感器的連接處采用電纜連接，降低了銅排連接的絕緣要求，更具有普遍的適用性。

如圖3所示，控制單元包括實時處理器21、模塊機箱22、同步數(shù)據(jù)采集模塊23、通訊接口24和高速脈沖輸出模塊25，模塊機箱22中設(shè)有FPGA背板，F(xiàn)PGA背板通過背板總線和實時處理器21相連，同步數(shù)據(jù)采集模塊23、通訊接口24和高速脈沖輸出模塊25插設(shè)于模塊機箱22的插槽中，F(xiàn)PGA背板的輸入端通過同步數(shù)據(jù)采集模塊23分別與各個整流逆變模塊12的交流電流互感器、電壓互感器和直流電壓傳感器相連，F(xiàn)PGA背板通過背板總線和高速脈沖輸出模塊25相連，高速脈沖輸出模塊25包含24路輸出端，其中12路輸出端通過晶閘管驅(qū)動板和整流橋I及逆變橋I的晶閘管控制端相連、其余12路輸出端通過晶閘管驅(qū)動板和整流橋II及逆變橋II的晶閘管控制端相連?？刂茊卧捎脤崟r處理器21，實時處理器21內(nèi)置高頻嵌入式處理器且運行實時系統(tǒng)(RTS，Real TimeSystem)，通訊接口24可按系統(tǒng)實際通訊接口進行配置。本實施例中，同步數(shù)據(jù)采集模塊23同步采集的實時電壓、電流參數(shù)直接進入FPGA背板中的FPGA中，F(xiàn)PGA經(jīng)過內(nèi)部運算處理和標幺化后通過DMA FIFO傳輸方式參與內(nèi)部控制，通過閉環(huán)反饋采集、濾波、標幺化、和給定反饋值作差，其差值決定系統(tǒng)的工作狀態(tài)并進入數(shù)字離散PI控制器參與對應(yīng)橋臂雙窄脈沖的第一個脈沖的生成，實時系統(tǒng)計數(shù)器參與計算和生成雙窄脈沖的第二個脈沖，主電路單元的晶閘管按照觸發(fā)脈沖的規(guī)律導(dǎo)通和換相，從而保持輸出電壓在約定范圍內(nèi)的相對穩(wěn)定。FPGA(Field－Programmable Gate Array)即現(xiàn)場可編程門陣列，它是在PAL、GAL、CPLD等可編程器件的基礎(chǔ)上進一步發(fā)展的產(chǎn)物。它是作為專用集成電路(ASIC)領(lǐng)域中的一種半定制電路而出現(xiàn)的，既解決了定制電路的不足，又克服了原有可編程器件門電路數(shù)有限的缺點。RTS(Real Time System)，即實時系統(tǒng)，指系統(tǒng)能及時響應(yīng)外部事件的請求，在規(guī)定的時間內(nèi)完成對該事件的處理，并控制所有實時任務(wù)協(xié)調(diào)一致的運行。

如圖4所示，本實施例中主電路單元和控制單元布置于屏柜單元中，屏柜單元包括三個深度一致且依次排列布置的屏柜A、屏柜B和屏柜C，整流橋I、整流橋II均布置于屏柜A中，逆變橋I、逆變橋II均布置于屏柜C中，屏柜B包括上室B1和下室B2，控制單元布置于上室B1中，下室B2中設(shè)有用于連接至整流橋I、逆變橋I、整流橋II、逆變橋II的主回路的機車電纜，控制單元通過機車電纜柔性連接至整流橋I、逆變橋I、整流橋II、逆變橋II的主回路，屏柜A、屏柜B和屏柜C三者中相鄰的兩者之間以及上室B1和下室B2之間設(shè)有金屬隔板。由于整流橋I和整流橋II構(gòu)成12脈波整流器，逆變橋I和逆變橋II構(gòu)成12脈波逆變器，整流橋I、整流橋II均布置于屏柜A中，逆變橋I、逆變橋II均布置于屏柜C中，因此屏柜A為12脈波整流柜，屏柜C為12脈波逆變柜，屏柜B的上室B1為控制柜室，下室B2為電纜穿越室。本實施例的屏柜單元包括三個深度一致的屏柜A、屏柜B和屏柜C，便于拼柜。另外屏柜B包括上室B1和下室B2，上室B1室安裝二次控制系統(tǒng)，下室B2電氣連接整流逆變主回路，采用機車電纜柔性連接，可有效減少裸露銅排連接要求的絕緣距離和電氣間隙。屏柜A、屏柜B和屏柜C三者中相鄰的兩者之間以及上室B1和下室B2之間設(shè)有金屬隔板，能夠消除主電路對控制系統(tǒng)的電磁干擾。屏柜A和屏柜C間對應(yīng)的整流和逆變的晶閘管橋臂間采用結(jié)構(gòu)對稱布局、電氣反并聯(lián)連接和共直流母線方式。對于不需逆變功能的整流方案，只需移除屏柜C及其與屏柜A的連接電纜即為12脈波整流柜，其他功能不受影響。

圖5為整流逆變橋I和整流逆變橋II兩者通用的控制流程，圖6為整流逆變橋I和整流逆變橋II兩者相互獨立的控制原理。如圖5和圖6所示，本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置的控制方法的實施步驟包括：

1)針對整流逆變橋I和整流逆變橋II，將直流電壓和給定直流電壓分別進行標幺化后得到電壓偏差；參見圖6，其中Ud1表示整流逆變橋I的直流電壓，Ud2表示整流逆變橋II的直流電壓，Ud*表示給定直流電壓；

2)對電壓偏差進行死區(qū)限制；

3)針對死區(qū)限制后的電壓偏差，判斷電壓偏差是否超過預(yù)設(shè)的逆變門檻值，如果超過逆變門檻值，則跳轉(zhuǎn)執(zhí)行步驟4)；否則，跳轉(zhuǎn)執(zhí)行步驟5)；

4)針對死區(qū)限制后的電壓偏差，判斷電壓偏差是否超過預(yù)設(shè)的過壓門檻值，如果超過過壓門檻值，則進行過壓保護并退出；否則，將同步交流電壓通過軟件鎖相環(huán)獲得相位信號，將相位信號進行標幺化后和死區(qū)限制后的電壓偏差一起輸入逆變PI控制器，其輸出和預(yù)設(shè)的角度偏移疊加后得到逆變控制角度后進行上下限限幅，然后判斷進行上下限限幅的結(jié)果和相位信號進行標幺化后的結(jié)果是否相同，如果相等則輸出雙窄脈沖的第一個脈沖，并實時生成雙窄脈沖的第二個脈沖，將雙窄脈沖輸出給整流逆變橋I的逆變橋I或整流逆變橋II的逆變橋II，退出；

5)將同步交流電壓通過軟件鎖相環(huán)獲得相位信號，將相位信號進行標幺化后和死區(qū)限制后的電壓偏差一起輸入整流PI控制器，其輸出和預(yù)設(shè)的角度偏移疊加得到整流控制角度后進行上下限限幅，然后判斷進行上下限限幅的結(jié)果和相位信號進行標幺化后的結(jié)果是否相同，如果相等則輸出雙窄脈沖的第一個脈沖，并實時生成雙窄脈沖的第二個脈沖，將雙窄脈沖輸出給整流逆變橋I的整流橋I或整流逆變橋II的整流橋II，退出。

步驟4)和步驟5)生成雙窄脈沖的第二個脈沖時，本實施例中具體是采用計數(shù)器得到雙窄觸發(fā)脈沖的第二個脈沖。除了采用計數(shù)器得到雙窄觸發(fā)脈沖的第二個脈沖，也可采用定時器得到第二個脈沖，二者的實現(xiàn)原理是一致的。

本實施例采用軟件鎖相環(huán)(PLL)的方式從同步交流電壓獲得相位信號，為了簡化內(nèi)部計算和提高系統(tǒng)實時計算效率，在同步采樣的基礎(chǔ)上將采樣值、給定電壓值、過壓過流保護值對額定基準值進行標幺化和整數(shù)化。而相位的標幺化要去特殊的方式，實現(xiàn)相位信號標幺化后的數(shù)值與時間在數(shù)值上的統(tǒng)一和對應(yīng)，這樣使整個系統(tǒng)內(nèi)部的計算采取無量綱的計算方式，同時與減少了浮點數(shù)計算的系統(tǒng)開銷，提高了系統(tǒng)的普遍適應(yīng)性。PLL(Phase-Locked Loop)，即鎖相環(huán)，利用外部輸入的參考信號控制環(huán)路內(nèi)部振蕩信號的頻率和相位。因鎖相環(huán)可以實現(xiàn)輸出信號頻率對輸入信號頻率的自動跟蹤；當輸出信號的頻率與輸入信號的頻率相等時，輸出電壓與輸入電壓保持固定的相位差值，即輸出電壓與輸入電壓的相位被鎖住。

如圖7所示，本實施例步驟3)和步驟4)中采用軟件鎖相環(huán)(PLL)獲得相位信號的詳細步驟包括：

S1)對同步交流電壓進行坐標轉(zhuǎn)換，將同步交流電壓進行Clark變換(abc→αβ)和Park變換(αβ→dq)，即將三相靜止abc坐標系的電壓變量變換成兩相靜止αβ坐標系，再從兩相靜止αβ坐標系變換到同步旋轉(zhuǎn)dq坐標系的電壓變換，電網(wǎng)電壓在靜止abc坐標系表示如式(1)所示、兩相靜止αβ坐標系表示如式(2)所示、同步旋轉(zhuǎn)坐標系表示如式(4)所示；Clark變換又稱T_3s/2s變換(參見圖7)，在三相靜止繞組abc和兩相靜止αβ坐標軸之間的變換，或稱三相靜止坐標系和兩相靜止坐標系間的變換，其中s表示靜止。Park變換又稱2s/2r變換，從兩相靜止坐標系αβ到兩相旋轉(zhuǎn)坐標系dq變換，簡稱2s/2r變換，其中s表示靜止，r表示旋轉(zhuǎn)。

式(1)中，v_ab、v_bc、v_ca為靜止abc坐標系的三個分量，V_p是同步交流電壓的線電壓峰值，ω＝2πf＝100π，f是電網(wǎng)頻率。

式(2)中，v_α和v_β為靜止αβ坐標系的兩個分量，V_p是同步交流電壓的線電壓峰值，n為符號位，v_α可以直接采樣得到，但由于無法知道角度，cos(ωt)符號無法判定，因此采用根據(jù)ωt所處的區(qū)域而定，判定標準為電網(wǎng)電壓波形斜率k的符號。在數(shù)字系統(tǒng)中，關(guān)于電網(wǎng)電壓波形斜率k的計算采用數(shù)字離散處理，通過前后兩次線電壓的采樣值v_ab(N)、v_ab(N+1)和采樣周期T來數(shù)字運算，如式(3)所示；

k＝[v_ab(N+1)-v_ab(N)]/T (3)

式(3)中，k表示電網(wǎng)電壓波形斜率，v_ab(N)、v_ab(N+1)為前后兩次線電壓的采樣值，T表示采樣周期。在(0，π/2]和(3π/2,2π]區(qū)間n＝1,判定標準為電網(wǎng)電壓波形斜率k為正；在(π/2],3π/2]區(qū)間電網(wǎng)電壓波形斜率k為負，n＝2。同時該斜率值的大小也可作為電網(wǎng)存在畸變的參考依據(jù)。

式(4)中，v_d和v_q為同步旋轉(zhuǎn)坐標系的兩個分量，V_p是同步交流電壓的線電壓峰值。

參見圖8，其中表示電網(wǎng)電壓的符合空間矢量，當真實相角與估算相角存在偏差時，此時v_d≠0。當利用d軸電壓和相角誤差(即真實相角與估算相角之差)△θ進行積分與同步相位疊加實時跟蹤系統(tǒng)相位，即通過兩相靜止αβ坐標系中的v_α和v_β對d軸進行投影，如式(5)所示；

△θ＝v_αcosθ+v_βsinθ (5)

式(5)中，△θ表示真實相角與估算相角之差，v_α和v_β為靜止αβ坐標系的兩個分量，θ表示真實相角。通過如式(5)所示函數(shù)表達式對兩相靜止αβ坐標系中的電壓分量v_α和v_β對d軸進行投影，得到真實相角與估算相角之差△θ。

S2)將計算得到的真實相角與估算相角之差△θ經(jīng)過離散數(shù)字低通濾波器(LPF，參見圖7)，得到估算的d軸電壓紋波和噪聲e_d。本實施例中，離散數(shù)字低通濾波器(LPF)的輸入輸出關(guān)系如式(6)所示；

θ(N)＝m△θ(N)+(1-m)θ(N-1) (6)

式(6)中，θ(N)是本次的濾波輸出值，m為濾波系統(tǒng)系數(shù)，△θ(N)為本次折算的相角偏差，θ(N-1)是上次的濾波輸出值。

S3)將離散數(shù)字低通濾波器(LPF)輸出的估算的d軸電壓紋波和噪聲e_d通過PI控制器(數(shù)字離散PI控制器)，一方面利用PI控制器固有的濾波效應(yīng)來消除高次諧波和測量噪聲，另一方面可以實現(xiàn)相位無靜差的系統(tǒng)跟隨。

S4)將PI控制器的輸出與同步電網(wǎng)旋轉(zhuǎn)角度ω_N疊加后再通過積分器進行積分處理得到相位信號，實現(xiàn)系統(tǒng)實時鎖相。

本實施例采用軟件鎖相環(huán)(PLL)的方式從同步交流電壓獲得相位信號時采用三個計數(shù)器分別計數(shù)修正相位信號，此外也可以采用一個計數(shù)器或兩個計數(shù)器來計數(shù)，通過相序(正序或逆序)、延遲時間和簡單的加減法來計算得到兩相或余下一相的相位信息。

標幺化是指電力系統(tǒng)分析和工程計算中常用的數(shù)值標記方法，表示各物理量及參數(shù)相對于標準值的相對值，單位為pu(也可以認為其無量綱)，標幺值＝參數(shù)值/基準值。本實施例中，標幺化具體是指將輸入電壓轉(zhuǎn)化為無符號整數(shù)，使得輸入電壓一個周期內(nèi)相位從0到2π直接線性對應(yīng)無符號整數(shù)0～20000，對應(yīng)工頻電壓(50Hz)的周期20000μs，如圖9所示。由于線電壓超前對應(yīng)的相電壓30°相位，對應(yīng)1667μs，即標幺化之后的整數(shù)1667，換算關(guān)系為：當標幺線電壓相位整數(shù)值大于1667時，對應(yīng)的相電壓相位為標幺值減去1667；當標幺線電壓相位整數(shù)值小于1667時，對應(yīng)的相電壓相位為18333加上標幺值，通過簡單加減法實現(xiàn)線電壓與相電壓相位間的轉(zhuǎn)換。另外，從某一相電壓相位為0的時刻啟動計數(shù)器(計數(shù)器計數(shù)間隔1μs，對應(yīng)頻率1MHz)計數(shù)，計數(shù)器內(nèi)部整數(shù)也是當前的實時相位。然而在實際應(yīng)用中，晶閘管在觸發(fā)時刻的前后瞬間會對交流進線造成干擾和污染、引起進線電壓畸變，最終影響軟件鎖相環(huán)的計算結(jié)果。基于以上原理，在觸發(fā)脈沖生成及其維持的過程中，通過比對計數(shù)器內(nèi)部計數(shù)值和軟件鎖相環(huán)的計算相位來修正實際的相位，原理闡述如下：采用三個計數(shù)器分別對應(yīng)A相、B相和C相電壓，當某相相電壓相位為0時為啟動對應(yīng)計數(shù)器計數(shù)。

基于實時系統(tǒng)的電壓同步采集頻率為f_s,(周期T_s＝1000000/f_s,單位為μs)，前后兩次的采樣相位標幺值和對應(yīng)的計數(shù)值分別為X_N-1和X_N、C_N-1和C_N，則在標幺值上如式(7)所示；

式(7)中，X_N-1和X_N分別表示前后兩次的采樣相位標幺值和對應(yīng)的計數(shù)值，T_s表示實時系統(tǒng)的電壓同步采集周期。在晶閘管脈沖生成的時刻及往后的833μs(對應(yīng)單個雙窄脈沖的15°電角度時間)的時間里，當進線電壓被晶閘管導(dǎo)通污染畸變時，標幺值則有式(8)，但是式(8)所示關(guān)系式一直成立；

X_N-X_N-1≠T_S (8)

式(8)中，X_N-1和X_N分別表示前后兩次的采樣相位標幺值和對應(yīng)的計數(shù)值，T_s表示實時系統(tǒng)的電壓同步采集周期。

C_N-C_N-1＝T_S (9)

式(9)中，由于X_N采用計數(shù)器的計數(shù)值進行修正，因此X_N用C_N替代進行后續(xù)計算。當晶閘管觸發(fā)穩(wěn)定后，畸變消失，此時標幺值上關(guān)系X_N＝C_N，X_N-1＝C_N-1又成立，以此反復(fù)，從而使相位在畸變發(fā)生時得以修正，此部分由高效、實時的FPGA芯片來承擔和實現(xiàn)。經(jīng)過修正的相位信號和標幺化的參數(shù)值通過DMA FIFO傳輸至實時實時處理器21中進行進一步處理，包括參與PI控制和生成觸發(fā)脈沖。

本實施例中，為了簡化內(nèi)部計算和提高系統(tǒng)實時計算效率，在同步采樣的基礎(chǔ)上將采樣值、給定電壓值、過壓過流保護值對額定基準值進行標幺化和整數(shù)化，按下列式(10)進行數(shù)據(jù)處理。

INT＝[AI_采集×1000/AI_額定] (10)

式(10)中，INT表示數(shù)據(jù)處理結(jié)果，AI_采集和AI_額定分別表示采樣數(shù)據(jù)和(電壓電流)額定值按額定參數(shù)折算后對應(yīng)的整數(shù)，[AI_采集×1000/AI_額定]表示對AI_采集×1000/AI_額定四舍五入取整數(shù)，按這樣的方式處理后，當采樣值等于額定值時對應(yīng)無量綱整數(shù)1000，依次類推。而相位的標幺化要去特殊的方式，實現(xiàn)相位信號標幺化后的數(shù)值與時間在數(shù)值上的統(tǒng)一和對應(yīng)，這樣使整個系統(tǒng)內(nèi)部的計算采取無量綱的計算方式，同時與減少了浮點數(shù)計算的系統(tǒng)開銷，提高了系統(tǒng)的普遍適應(yīng)性。

參見圖6，本實施例中還針對直流電壓Ud1和Ud2進行濾波、針對給定直流電壓Ud*采用斜波函數(shù)進行濾波的步驟。針對直流電壓Ud1和Ud2進行濾波時，具體是指采用FIFO進行累加取平均值的方法進行濾波，且每1ms更新一次采樣。直流輸出電壓的調(diào)節(jié)時間以周期為單位，因此不需要實時的數(shù)據(jù)更新，參見圖10，本實施例中針對直流電壓的波動濾波采用FIFO(First Input First Output，即先進先出隊列)技術(shù)濾波，一個周期內(nèi)(20ms)內(nèi)依次進行20次數(shù)據(jù)采樣(每1ms采樣一次)，一個周期即完成直流電壓采樣標幺值的更新。開始啟動的時刻數(shù)據(jù)依次采集采用20個采樣直流電壓標幺值，即S₁，S₂，S₃,…,S₁₉和S₂₀，累加取平均值的方法作為最終的實際直流反饋(即)，此后的直流電壓采樣每1ms更新一次采樣，即S₂₁更新為S₂₀，S₂₀更新為S₁₉，…，S_N更新為S_N-1，…S₂更新為S₁，原S₁更新為S₀(被舍棄)，更新后的濾波反饋值為以此類推，一個周期20ms內(nèi)完成隊列內(nèi)20個數(shù)據(jù)的先后更新。

本實施例中，步驟2)對電壓偏差進行死區(qū)限制。從微觀輸出電壓考慮，總會存在小范圍的波動。為避免反復(fù)調(diào)節(jié)，設(shè)置控制死區(qū)，即輸出電壓波動在該范圍內(nèi)，輸出不再進行調(diào)節(jié)。當死區(qū)設(shè)置(可根據(jù)實際情況設(shè)定)為10，對應(yīng)死區(qū)范圍為1％，也就是說當輸出值在設(shè)定值的1％范圍內(nèi)波動時不再視為理想輸出，不再進行調(diào)節(jié)，依次類推。兩組整流逆變橋的各自輸出電壓值超過設(shè)定值的死區(qū)限制范圍后，即對超出范圍進行判斷，見圖11所示：當設(shè)定值與實際值之差為正時，輸出電壓偏低，進入整流工況、觸發(fā)角度向前(觸發(fā)角度α減小)進行調(diào)節(jié)；當設(shè)定值與實際值之差(偏高量)為負時，輸出電壓偏高，對偏高量判定：當偏高量不大于逆變門檻值時，進入整流工況、觸發(fā)角度向后(觸發(fā)角度α增大)進行調(diào)節(jié)；當偏高量超出逆變門檻值但又不高于過電壓值時，控制這樣進入逆變工況——封鎖整流脈沖的輸出，同時開始計時一個周期(20ms)；計時完成之后使能逆變脈沖輸出、進入逆變控制區(qū)，避免整流封鎖、逆變使能同時進行過程中整流橋和逆變橋之間出現(xiàn)大的環(huán)流；當偏高量大于過電壓值時，直接封鎖所有脈沖，報過電壓故障。

對于直流過電流值限定，采取折算到交流側(cè)電流的算法進行檢測：交流側(cè)的電流有效值I_AC與直流側(cè)的電流有效值I_d關(guān)系如式(11)所示；

I_AC＝0.816I_d (11)

根據(jù)前文所述，額定電流標幺值為1000，當設(shè)定過流值為額定電流值的1.2倍時，過流值的標幺值為1200，依次類推。因此交流側(cè)的過流值標幺化整數(shù)如式(12)所示；

I_{AC過流標幺}＝[0.816I_{d過流標幺}] (12)

式(12)中，I_{AC過流標幺}表示交流側(cè)的過流值標幺化整數(shù)，I_{d過流標幺}表示直流側(cè)的過流值標幺化整數(shù)，[]為四舍五入取整數(shù)處理。共直流母線的同一整流/逆變橋臂交流側(cè)只有兩個電流互感器，由于為三相對稱系統(tǒng)，第三相電流為測量相電流之和后取反。在控制系統(tǒng)周期運行過程中，運行一個周期內(nèi)進行一次過流檢測。當發(fā)現(xiàn)過流時封鎖觸發(fā)脈沖和系統(tǒng)保護。

眾所周知，傳統(tǒng)PI控制器的控制規(guī)律如式(13)所示；

式(13)中，u(t)為PI控制器的輸出，e(t)為PI調(diào)節(jié)器的輸入(即給定值與實際輸出值的偏差)，K_p為比例系數(shù)，T_I為積分時間常數(shù)。

本實施例中步驟S3)將離散數(shù)字低通濾波器(LPF)輸出的估算的d軸電壓紋波和噪聲e_d通過數(shù)字離散PI控制器進行PI控制，數(shù)字離散PI控制器的控制規(guī)律如式(14)所示；

式(14)中，u(n)表示第n次采樣時刻PI調(diào)節(jié)器的輸出值，e(n)表示第n次采樣時刻輸入的偏差值，T_s表示采樣周期，K_p為比例系數(shù)，K_i＝K_pT_s/T_I為積分系數(shù)，n＝0,1,2……表示采樣序列。根據(jù)式(14)則有式(15)；

式(15)中，△u(n)表示第n次采樣時刻PI調(diào)節(jié)器的輸出值u(n)和第n-1次采樣時刻PI調(diào)節(jié)器的輸出值u(n-1)之間的差值，e(n)表示第n次采樣時刻輸入的偏差值，e(n-1)表示第n-1次采樣時刻輸入的偏差值，T_s表示采樣周期，K_p為比例系數(shù)，K_i＝K_pT_s/T_I為積分系數(shù)，n＝0,1,2……表示采樣序列。令計算系數(shù)A＝(K_P+K_i),B＝-K_P,則有式(16)，因此最終輸出為式(17)所示函數(shù)表達式；

△u(n)＝Ae(n)+Be(n-1) (16)

u(n)＝u(n-1)+Ae(n)+Be(n-1) (17)

式(16)和(17)中，△u(n)表示第n次采樣時刻PI調(diào)節(jié)器的輸出值u(n)和第n-1次采樣時刻PI調(diào)節(jié)器的輸出值u(n-1)之間的差值，e(n)表示第n次采樣時刻輸入的偏差值，e(n-1)表示第n-1次采樣時刻輸入的偏差值，A和B均為假設(shè)的系數(shù)。

為了得到在首次啟動系統(tǒng)時輸出電壓從0開始上升，對PI控制器的最終輸出進行角度偏移(U_offset)處理，得到最終的疊加值u(n)′，即u(n)′＝u(n)+U_offset；同時對疊加值進行限定使得最終的輸出不得超過裕量角度標幺上限值U_max和下限值U_min，即

當u(n)′≥U_max時，u(n)′＝U_max；

當u(n)′≤U_min時，u(n)′＝U_min，即可完成對電壓偏差進行死區(qū)限制。即，步驟2)對電壓偏差進行死區(qū)限制時，如果電壓偏差大于或等于預(yù)設(shè)的死區(qū)限制最大值，則將電壓偏差的值限制為預(yù)設(shè)的死區(qū)限制最大值，如果電壓偏差小于或等于預(yù)設(shè)的死區(qū)限制最小值，則將電壓偏差的值限制為預(yù)設(shè)的死區(qū)限制最小值。

本實施例中，數(shù)字離散PI控制器的具體實現(xiàn)如下：當觸發(fā)角度α設(shè)為90°時，逆變角β(β＝180°－α)也為90°，輸出電壓正好為0。因此角度偏移設(shè)為90°，對應(yīng)的角度偏移標幺值為U_offset為5000。對于整流控制，由于采用可逆的控制方式，角度α控制范圍為30°～90°，當α_min為30°，對應(yīng)的裕量角度標幺值為U_整流min為1667；當α_max設(shè)為90°時，對應(yīng)的抗飽和積分相位標幺值為5000。同理，對于逆變控制角度β(β＝180°－α)范圍定位90°～150°，對應(yīng)的抗飽和積分下限為U_逆變min＝5000和裕量角度標幺值上限U_逆變max＝8333。PI控制器的輸出經(jīng)過偏移和疊加后得到u(n)′與最終標幺化的軟件鎖相環(huán)值進行比對，當二者數(shù)值相等時輸出雙窄脈沖的整流逆變橋I和整流逆變橋II的第一個觸發(fā)脈沖的觸發(fā)時刻，這樣實現(xiàn)了整數(shù)與時間上的一一對應(yīng)切換和控制。

本實施例中，在整流或逆變工況下得到U相、V相和W相觸發(fā)雙窄脈沖的第一個脈沖觸發(fā)時刻，分別對應(yīng)于整流Ⅰ橋第1、3和5的晶閘管(VT1a、VT3a和VT5a，參見圖2)、整流Ⅱ橋的第1、3和5的晶閘管(VT1b、VT3b和VT5b，參見圖2)或者逆變Ⅰ橋第1、3和5的晶閘管(VT1′a、VT3′a和VT5′a，參見圖2)、逆變Ⅱ橋的第1、3和5的晶閘管(VT1′b、VT3′b和VT5′b，參見圖2)，脈沖見圖12實線所示，其中U_g1表示第1個晶閘管的脈沖電壓，U_g2表示第2個晶閘管的脈沖電壓，以此類推，對于整流逆變橋Ⅰ其他編號為2、4、6的晶閘管(VT2a、VT4a和VT6a，參見圖2)和整流逆變橋Ⅱ其他編號為2、4、6的晶閘管(VT2b、VT4b和VT6b，參見圖2)采用補發(fā)脈沖的方式。以一個周期內(nèi)觸發(fā)脈沖產(chǎn)生的過程具體闡述如下：如圖13所示，對于U相電壓，在PI控制器的輸出與U_offset疊加輸出值u(n)′_U與U相相位標幺值相等時，輸出第一個脈沖，同時向編號為6的晶閘管補發(fā)一個觸發(fā)脈沖，并啟動實時系統(tǒng)(RTS)計數(shù)器開始計時(計數(shù)器時鐘頻率1MHz，對應(yīng)1μs)；計數(shù)器計數(shù)到833(對應(yīng)15°電角度)，停止向編號為1和6的晶閘管輸出觸發(fā)脈沖；計數(shù)器繼續(xù)計數(shù)到4167(對應(yīng)15°+60°電角度)，向編號為1的晶閘管開始輸出雙窄脈沖的第二個脈沖，向編號為2的晶閘管輸出雙窄脈沖的第一個脈沖，計數(shù)器繼續(xù)計數(shù)；計數(shù)器計數(shù)到5000(對應(yīng)15°+60°+15°電角度),停止向編號為1和2的晶閘管輸出觸發(fā)脈沖,同時計數(shù)器清零、停止工作。同理，對于V相電壓，得到編號為3的晶閘管的第一和第二個觸發(fā)脈沖。對于觸發(fā)編號為3的晶閘管時，分別先后同時向編號為2(第一個脈沖)和編號為4(第二個脈沖)的晶閘管補發(fā)觸發(fā)脈沖(補發(fā)的脈沖與V相的兩個脈沖同時開始和停止輸出)；對于W相電壓，得到編號為5的晶閘管的第一和第二個觸發(fā)脈沖。對于觸發(fā)編號為5的晶閘管時，分別先后同時向編號為4(第一個脈沖)和編號為6(第二個脈沖)的晶閘管補發(fā)觸發(fā)脈沖(補發(fā)的脈沖與W相的兩個脈沖同時開始和停止輸出)?；谝陨显?，觸發(fā)脈沖周而復(fù)始產(chǎn)生觸發(fā)脈沖，并于PLL標幺值、閉環(huán)反饋緊緊聯(lián)系在一起形成穩(wěn)定可控的系統(tǒng)。

對于串聯(lián)的整流逆變橋Ⅰ和整流逆變橋Ⅱ的均壓(即整流逆變橋Ⅰ和整流逆變橋Ⅱ的各自直流側(cè)電壓基本維持一致)問題，整流逆變橋Ⅰ和整流逆變橋Ⅱ采樣相同的進線電壓。為了確保多任務(wù)并行處理過程中各PI控制器響應(yīng)一致，整流橋Ⅰ和整流橋Ⅱ的整流PI控制器采用相同的控制參數(shù)，逆變橋Ⅰ和逆變橋Ⅱ的逆變PI控制器采用相同的控制參數(shù)。由于計數(shù)器、同步采樣和直流電壓采樣采用不同的采樣頻率，因此采用同一系統(tǒng)時鐘頻率、經(jīng)過分頻處理得到所需的各實時計數(shù)和采樣頻率。以上各項工作任務(wù)同步進行，并不會出現(xiàn)類似微機處理的滯后和延時問題，使得各處理任務(wù)間互不影響、提高了系統(tǒng)的可靠運行。系統(tǒng)可通過增加不同的通訊模塊提供不同協(xié)議的通訊接口，系統(tǒng)接收系統(tǒng)指令并作出相應(yīng)的保護動作。

綜上所述，本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置的控制方法具有下述優(yōu)點：1、本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置的控制方法采用基于旋轉(zhuǎn)坐標系和同步采樣的軟件鎖相環(huán)(PLL)技術(shù)，在Clark變換中由于相位無法確定，以數(shù)字離散采樣計算斜率的方法確定變換后的符號，結(jié)合實時系統(tǒng)精確計數(shù)方式進行相位自適應(yīng)修正技術(shù)，消除晶閘管導(dǎo)通過程中主電路的波形畸變造成的相位干擾；還可通過簡單的加減法實現(xiàn)相位的移動和疊加。2、本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置的控制方法通過兩路線電壓參數(shù)計算得出三相線電壓相位，其相位信號采用特殊標幺化數(shù)字處理和簡單的加減法實現(xiàn)了線電壓線電壓和相電壓相位的換算，經(jīng)換算后實現(xiàn)了相電壓相位標幺值(整數(shù))與電網(wǎng)周期數(shù)值上的時間和數(shù)值上的轉(zhuǎn)換和對應(yīng)，加上數(shù)字離散PI控制與角度偏移的輸出值(整數(shù))最終實現(xiàn)數(shù)值和時間上的轉(zhuǎn)換和對應(yīng)。3、本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置的控制方法的數(shù)字離散化的低通濾波系統(tǒng)和飽和抑制算法的PI控制，實現(xiàn)系統(tǒng)的實時控制調(diào)節(jié)；第二個觸發(fā)脈沖通過計數(shù)和與PLL標幺值簡單的比對即可實現(xiàn)周期范圍內(nèi)的脈沖輸出。4、本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置的控制方法的整流部分和逆變部分采用共進線的方式，減少了系統(tǒng)的電路復(fù)雜程度和元器件的使用效率。5、本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置的控制方法的屏柜內(nèi)部通過電纜連接降低主電路的絕緣要求，即使在高于電流互感器的額定電壓的電壓等級下也可確保了元器件的正常使用，增強了系統(tǒng)對非標準電壓等價下的通用性。6、本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置的控制方法采用同一系統(tǒng)時鐘頻率、經(jīng)過分頻處理得到所需的不同的實時頻率，對于不同頻率的參數(shù)處理互不影響，構(gòu)成了多任務(wù)并行多頻的精確控制策略。7、本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置的控制方法采用直流電壓FIFO的周期性濾波既減少了系統(tǒng)干擾，又能捕捉到系統(tǒng)的周期變化規(guī)律。本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置的控制方法在非標準和較高電壓等級的使用情況下，利用機車電纜本身從電流互感器中間貫穿和連接接線，降低了系統(tǒng)對電壓互感器本身的絕緣要求，軟件PLL的坐標變換處理和自修正技術(shù)，提高了系統(tǒng)的抗干擾能力，標幺化的系統(tǒng)數(shù)據(jù)處理，實現(xiàn)了無量綱的內(nèi)部運行處理，提高了系統(tǒng)的運行效率。本實施例十二脈波電壓型可逆整流裝置的控制方法具有廣泛的通用性，當進線電壓等參數(shù)變化時，在保證絕緣性能的前提下，只要修改對應(yīng)的額定參數(shù)值即可使用于新的系統(tǒng)和工況。

以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，本發(fā)明的保護范圍并不僅局限于上述實施例，凡屬于本發(fā)明思路下的技術(shù)方案均屬于本發(fā)明的保護范圍。應(yīng)當指出，對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明原理前提下的若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護范圍。