能饋濾波一體化裝置的控制電路及控制方法與流程
本發(fā)明涉及電路控制技術(shù)領(lǐng)域，尤其是涉及一種能饋濾波一體化裝置的控制電路及控制方法。
背景技術(shù)：
電動機拖動位能性負載的系統(tǒng)，例如生活中常見的電梯、油田中的拖油機，一般都采用變頻器進行調(diào)速。目前的變頻器一般采用不控整流，因此在位能性負載由高勢能向低勢能運動時，可能存在“倒發(fā)電”現(xiàn)象，引起變頻器直流側(cè)電容的電壓升高。
為了保護變頻器直流側(cè)的電容，現(xiàn)在普遍使用制動電阻進行泄放，這種方式存在浪費電能、引發(fā)散熱問題的缺陷。而且，不控整流還會使電網(wǎng)的諧波急劇增加，引發(fā)電能質(zhì)量問題。但是如果把不控整流改為可控整流，會增加很高的成本。因此可通過增加能饋濾波一體化裝置的方式，在不大幅增加成本的基礎(chǔ)上，實現(xiàn)對電網(wǎng)諧波的治理及減少電能的浪費。
如圖1所示，電動機m經(jīng)變頻器接入電網(wǎng)，同時拖動抽油機做周期性運動。能饋濾波一體化裝置的輸出端與電網(wǎng)相連，其儲能電容c2經(jīng)單相二極管不控整流與變頻器儲能電容c1相連。能饋濾波一體化裝置的本質(zhì)，是一個采用igbt作為開關(guān)器件的三相電壓型橋式逆變電路。能饋濾波一體化裝置在位能性負載上升時等效為有源濾波器，能有效地降低電網(wǎng)諧波；在位能性負載下降時等效為單位功率因數(shù)逆變器，能將能量以單位功率因數(shù)回饋到電網(wǎng)。但是，目前控制電路對能饋濾波一體化裝置的有源濾波功能和能量回饋功能的控制是分離的，使得目前的總體控制較復(fù)雜，編程工作量大。
技術(shù)實現(xiàn)要素：
針對以上問題，本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是降低能饋濾波一體化裝置的復(fù)雜度，減少編程工作量。
為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明提供一種能饋濾波一體化裝置的控制電路及控制方法。
第一方面，本發(fā)明提供的控制電路包括：
比較模塊，用于將第一儲能電容的電壓與第一預(yù)設(shè)值比較，并根據(jù)比較結(jié)果生成邏輯值；在所述第一儲能電容的電壓小于或等于所述第一預(yù)設(shè)值時，所述邏輯值為1，否則所述邏輯值為0；所述第一儲能電容為與所述一體化裝置連接的變頻器的儲能電容；
基波獲取模塊，用于根據(jù)所述變頻器的三相輸入電流，獲取所述變頻器的瞬時有功電流的基波分量和瞬時無功電流的基波分量；
第一運算模塊，用于將第二預(yù)設(shè)值與第二儲能電容的電壓作差，并對得到的差值進行pi運算，得到電流調(diào)節(jié)量；還用于將所述瞬時有功電流的基波分量、所述瞬時無功電流的基波分量及所述變頻器的三相輸入電流分別與所述比較模塊生成的邏輯值相乘，得到對應(yīng)的乘積值，并將所述瞬時有功電流的基波分量所對應(yīng)的乘積值與所述電流調(diào)節(jié)量累加，并將得到的累加值和除所述瞬時有功電流的基波分量所對應(yīng)的乘積值之外的其余四個乘積值輸出；所述第二儲能電容為所述一體化裝置中的儲能電容；
變換模塊，用于對所述第一運算模塊的輸出量中的累加值和所述瞬時無功電流的基波分量所對應(yīng)的乘積值進行dq/abc變換，得到三相電流，并將該三相電流輸出；
第二運算模塊，用于將所述第一運算模塊的輸出量中所述變頻器的三相輸入電流所對應(yīng)的乘積值中的每一個乘積值與所述變換模塊輸出的三相電流中的同相電流作差，并將作差得到的每一相電流輸出；
控制信號生成模塊，用于根據(jù)所述一體化裝置輸出的三相電流和 所述第二運算模塊輸出的三相電流，生成用于控制所述一體化裝置中三相igbt橋臂的三相開關(guān)信號。
可選的，所述基波獲取模塊包括：
變換單元，用于對所述變頻器的三相輸入電流進行abc/dq變換，得到所述瞬時有功電流和所述瞬時無功電流；
低通濾波單元，用于對所述瞬時有功電流和所述瞬時無功電流進行濾波，得到所述瞬時有功電流的基波分量和所述瞬時無功電流的基波分量。
可選的，該電路還包括：
鎖相環(huán)模塊，分別與所述變換模塊和所述基波獲取模塊中的變換單元連接，用于對電網(wǎng)的相電壓進行鎖相處理，得到正弦信號和余弦信號，并將得到的正弦信號和余弦信號輸出至所述變換模塊和所述變換單元。
可選的，所述控制信號生成模塊包括：
作差單元，用于將所述第二運算模塊輸出的三相電流中的每一相電流與所述一體化裝置輸出的三相電流中的同相電流作差，并將得到的差值輸出；
控制單元，用于對所述作差單元輸出的各個差值進行三角載波線性控制，生成所述三相開關(guān)信號。
可選的，所述第一預(yù)設(shè)值的取值范圍為：
2.45u1≤k1≤uc1max
其中，k1為所述第一預(yù)設(shè)值，u1為所述變頻器電網(wǎng)側(cè)相電壓的有效值，uc1max為所述第一儲能電容的最大耐受電壓值。
可選的，所述第二預(yù)設(shè)值的取值范圍為：
k1≤k2≤uc2max
其中，k1為所述第一預(yù)設(shè)值，k2為所述第二預(yù)設(shè)值，uc2max為所述第二儲能電容的最大耐受電壓值。
第二方面，本發(fā)明提供的控制方法包括：
將第一儲能電容的電壓與第一預(yù)設(shè)值比較，并根據(jù)比較結(jié)果生成邏輯值；在所述第一儲能電容的電壓小于或等于所述第一預(yù)設(shè)值時，所述邏輯值為1，否則所述邏輯值為0；所述第一儲能電容為與所述一體化裝置連接的變頻器的儲能電容；
根據(jù)所述變頻器的三相輸入電流，獲取所述變頻器的瞬時有功電流的基波分量和瞬時無功電流的基波分量；
將第二預(yù)設(shè)值與第二儲能電容的電壓作差，并對得到的差值進行pi運算，得到電流調(diào)節(jié)量；所述第二儲能電容為所述一體化裝置中的儲能電容；
將所述瞬時有功電流的基波分量、所述瞬時無功電流的基波分量及所述變頻器的三相輸入電流分別與生成的邏輯值相乘，得到對應(yīng)的乘積值，并將所述瞬時有功電流的基波分量所對應(yīng)的乘積值與所述電流調(diào)節(jié)量累加，得到累加值；
對所述累加值及所述瞬時無功電流的基波分量所對應(yīng)的乘積值進行dq/abc變換，得到三相電流；
將所述變頻器的三相輸入電流對應(yīng)的所述乘積值中的每一個乘積值與經(jīng)dq/abc變換后得到的三相電流中的同相電流作差，得到三相差值電流；
根據(jù)所述一體化裝置輸出的三相電流和所述三相差值電流，生成用于控制所述一體化裝置中三相igbt橋臂的三相開關(guān)信號。
可選的，所述根據(jù)所述變頻器的三相輸入電流，獲取所述變頻器的瞬時有功電流的基波分量和瞬時無功電流的基波分量，包括：
對所述變頻器的三相輸入電流進行abc/dq變換，得到所述瞬時有功電流和所述瞬時無功電流；
對所述瞬時有功電流和所述瞬時無功電流進行濾波，得到所述瞬時有功電流的基波分量和所述瞬時無功電流的基波分量。
可選的，該方法還包括：
電網(wǎng)的相電壓進行鎖相處理，得到正弦信號和余弦信號，所述正弦信號和所述余弦信號用于所述dq/abc變換和所述abc/dq變換過程中。
可選的，所述根據(jù)所述一體化裝置輸出的三相電流和所述三相差值電流，生成用于控制所述一體化裝置中三相igbt橋臂的三相開關(guān)信號，包括：
將所述三相差值電流中的每一相電流與所述一體化裝置輸出的三相電流中的同相電流作差，并對得到的各個差值進行三角載波線性控制，生成所述三相開關(guān)信號
本發(fā)明提供的控制電路及控制方法中，當(dāng)邏輯值為1時，生成的三相開關(guān)信號對一體化裝置中的三相igbt橋臂進行控制，即可對一體化裝置的有源濾波功能進行控制，從而抑制諧波。當(dāng)邏輯值為0時，生化的三相開關(guān)信號對一體化裝置中的三相igbt橋臂進行控制，即可對一體化裝置的能量回饋功能進行控制，從而減少電能的浪費。可見，本發(fā)明利用比較單元生成的邏輯值實現(xiàn)對一體化裝置的有源濾波控制功能和能量回饋控制功能進行切換，能夠降低總體的控制復(fù)雜度，大大減少編程的工作量。
附圖說明
通過參考附圖會更加清楚的理解本發(fā)明的特征信息和優(yōu)點，附圖是示意性的而不應(yīng)理解為對本發(fā)明進行任何限制，在附圖中：
圖1示出了能饋濾波一體化裝置與變頻器、電網(wǎng)的連接示意圖；
圖2示出了根據(jù)本發(fā)明能饋濾波一體化裝置的控制電路一實施例的結(jié)構(gòu)框圖；
圖3示出了利用本發(fā)明提供的控制電路對能饋濾波一體化裝置進行控制之前的電網(wǎng)電流波形圖；
圖4示出了利用本發(fā)明提供的控制電路對能饋濾波一體化裝置進 行控制之后的電網(wǎng)電流波形圖；
圖5示出了能饋濾波一體化裝置工作在單位功率因數(shù)能量回饋狀態(tài)時所輸出的電流與電網(wǎng)電壓的波形圖。
具體實施方式
為了能夠更清楚地理解本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點，下面結(jié)合附圖和具體實施方式對本發(fā)明進行進一步的詳細描述。需要說明的是，在不沖突的情況下，本申請的實施例及實施例中的特征可以相互組合。
在下面的描述中闡述了很多具體細節(jié)以便于充分理解本發(fā)明，但是，本發(fā)明還可以采用其他不同于在此描述的其他方式來實施，因此，本發(fā)明的保護范圍并不受下面公開的具體實施例的限制。
本發(fā)明提供一種能饋濾波一體化裝置的控制電路，如圖2所示，該控制電路包括：
比較模塊，用于將第一儲能電容的電壓uc1與第一預(yù)設(shè)值k1比較，并根據(jù)比較結(jié)果生成邏輯值m；在所述第一儲能電容的電壓uc1小于或等于所述第一預(yù)設(shè)值k1時，所述邏輯值m為1，否則所述邏輯值m為0；其中：所述第一儲能電容為與所述一體化裝置連接的變頻器的儲能電容；該儲能電容在圖1中用c1表示；
基波獲取模塊，用于根據(jù)所述變頻器的三相輸入電流ia、ib、ic，獲取所述變頻器的瞬時有功電流的基波分量i′p和瞬時無功電流的基波分量i′q；
第一運算模塊，用于將第二預(yù)設(shè)值k2與第二儲能電容的電壓uc2作差，并對該差值進行pi運算，得到電流調(diào)節(jié)量δip；還用于將所述瞬時有功電流的基波分量i′p、所述瞬時無功電流的基波分量i′q及所述變頻器的三相輸入電流ia、ib、ic分別與所述比較模塊生成的邏輯值m相乘，得到對應(yīng)的乘積值
變換模塊，用于對所述第一運算模塊的輸出量中的累加值i″p及所述瞬時無功電流的基波分量所對應(yīng)的乘積值i″q進行dq/abc變換，得到三相電流iaf、ibf、icf，并將三相電流iaf、ibf、icf輸出；
第二運算模塊，用于將所述第一運算模塊的輸出量中所述變頻器的三相輸入電流所對應(yīng)的乘積值i′a、i′b、i′c中的每一個乘積值與所述變換模塊輸出的三相電流iaf、ibf、icf中的同相電流作差，并將作差得到的每一相電流
控制信號生成模塊，用于根據(jù)所述一體化裝置輸出的三相電流iai、ibi、ici和所述第二運算模塊輸出的三相電流
應(yīng)當(dāng)理解的是，當(dāng)邏輯值m為1時，i′p、i′q、ia、ib、ic與1相乘，保持不變，因此
應(yīng)當(dāng)理解的是，當(dāng)邏輯值m為0時，i′p、i′q、ia、ib、ic與0相乘后 均為0，即
可見，當(dāng)邏輯值為1時，生成的三相開關(guān)信號對一體化裝置中的三相igbt橋臂進行控制，即可對一體化裝置的有源濾波功能進行控制，從而抑制諧波。當(dāng)邏輯值為0時，生化的三相開關(guān)信號對一體化裝置中的三相igbt橋臂進行控制，即可對一體化裝置的能量回饋功能進行控制，從而減少電能的浪費。本發(fā)明利用比較單元生成的邏輯值實現(xiàn)對一體化裝置的有源濾波控制功能和能量回饋控制功能進行切換，能夠降低總體的控制復(fù)雜度，大大減少編程的工作量。
在具體實施時，所述基波獲取模塊可以包括：
變換單元，用于對所述變頻器的三相輸入電流ia、ib、ic進行abc/dq變換，得到所述瞬時有功電流ip和所述瞬時無功電流iq；
低通濾波單元，用于對所述瞬時有功電流ip和所述瞬時無功電流iq進行濾波，得到所述瞬時有功電流ip的基波分量i′p和所述瞬時無功電流iq的基波分量i′q。
在具體實施時，該控制電路還可以包括：
鎖相環(huán)模塊，分別與所述變換模塊和所述基波獲取模塊中的變換單元連接，用于對電網(wǎng)的相電壓進行鎖相處理，得到正弦信號和余弦 信號，并將得到的正弦信號和余弦信號輸出至所述變換模塊和所述變換單元。
應(yīng)當(dāng)理解的是，在變換模塊進行dq/abc變換及變換單元在進行abc/dq時，是需要根據(jù)正弦信號和余弦信號進行相位角計算的，這里采用電網(wǎng)的相電壓生成正弦信號和余弦信號，例如采用電網(wǎng)與一體化裝置的連接點的a相電壓。
在具體實施時，所述控制信號生成模塊包括：
作差單元，用于將所述第二運算模塊輸出的三相電流
控制單元，用于對所述作差單元輸出的各個差值ica、icb、icc進行三角載波線性控制，生成所述三相開關(guān)信號sa、sb、sc。
其中，如圖2所示，控制單元可以采用pwm發(fā)生器根據(jù)三角載波生成三相開關(guān)信號sa、sb、sc。
在具體實施時，所述第一預(yù)設(shè)值的取值范圍可為：
2.45u1≤k1≤uc1max
其中，k1為所述第一預(yù)設(shè)值，u1為所述變頻器電網(wǎng)側(cè)相電壓的有效值，uc1max為所述第一儲能電容的最大耐受電壓值。
在具體實施時，所述第二預(yù)設(shè)值的取值范圍可為：
k1≤k2≤uc2max
其中，k1為所述第一預(yù)設(shè)值，k2為所述第二預(yù)設(shè)值，uc2max為所述第二儲能電容的最大耐受電壓值。
下面通過matlab軟件搭建如圖1所示的電路的仿真模型，對能饋濾波一體化裝置的功能進行驗證：
首先采用如圖2所示的控制電路控制抽油機的上沖程。
圖3為利用本發(fā)明提供的控制電路對能饋濾波一體化裝置進行控制之前的電網(wǎng)電流波形圖，圖3中示出的電網(wǎng)諧波畸變率為16.27％。 圖4為利用本發(fā)明提供的控制電路對能饋濾波一體化裝置進行控制之后的電網(wǎng)電流波形圖，圖4中示出的電網(wǎng)諧波畸變率為2.57％，由此驗證了本發(fā)明提供的控制電路對能饋濾波一體化裝置進行控制時能饋濾波一體化裝置的有源濾波功能。
然后，采用如圖2所示的控制電路控制抽油機的下沖程。
圖5是能饋濾波一體化裝置工作在單位功率因數(shù)能量回饋狀態(tài)時所輸出的電流與電網(wǎng)電壓的波形圖。能饋濾波一體化裝置在工作時，電網(wǎng)三相相電壓與能饋濾波一體化裝置輸出的三相電流的相角差為180°，即能饋濾波一體化裝置以單位功率因數(shù)將能量回饋到電網(wǎng)。由此驗證了本發(fā)明提供的控制電路對能饋濾波一體化裝置進行控制時能饋濾波一體化裝置的能量回饋功能。在圖5中幅值較高的為電壓波形，幅值較小的為電流波形。
基于相同的發(fā)明構(gòu)思，本發(fā)明還提供一種能饋濾波一體化裝置的控制方法，該方法包括：
將第一儲能電容的電壓與第一預(yù)設(shè)值比較，并根據(jù)比較結(jié)果生成邏輯值；在所述第一儲能電容的電壓小于或等于所述第一預(yù)設(shè)值時，所述邏輯值為1，否則所述邏輯值為0；所述第一儲能電容為與所述一體化裝置連接的變頻器的儲能電容；
根據(jù)所述變頻器的三相輸入電流，獲取所述變頻器的瞬時有功電流的基波分量和瞬時無功電流的基波分量；
將第二預(yù)設(shè)值與第二儲能電容的電壓作差，并對得到的差值進行pi運算，得到電流調(diào)節(jié)量；
將所述瞬時有功電流的基波分量、所述瞬時無功電流的基波分量及所述變頻器的三相輸入電流分別與生成的邏輯值相乘，得到對應(yīng)的乘積值，并將所述瞬時有功電流的基波分量所對應(yīng)的乘積值與所述電流調(diào)節(jié)量累加，得到累加值；所述第二儲能電容為所述一體化裝置中的儲能電容；
對所述累加值及所述瞬時無功電流的基波分量所對應(yīng)的乘積值進行dq/abc變換，得到三相電流；
將所述變頻器的三相輸入電流對應(yīng)的所述乘積值中的每一個乘積值與經(jīng)dq/abc變換后得到的三相電流中的同相電流作差，得到三相差值電流；
根據(jù)所述一體化裝置輸出的三相電流和所述三相差值電流，生成用于控制所述一體化裝置中三相igbt橋臂的三相開關(guān)信號。
可選的，所述根據(jù)所述變頻器的三相輸入電流，獲取所述變頻器的瞬時有功電流的基波分量和瞬時無功電流的基波分量，包括：
對所述變頻器的三相輸入電流進行abc/dq變換，得到所述瞬時有功電流和所述瞬時無功電流；
對所述瞬時有功電流和所述瞬時無功電流進行濾波，得到所述瞬時有功電流的基波分量和所述瞬時無功電流的基波分量。
可選的，該方法還包括：
電網(wǎng)的相電壓進行鎖相處理，得到正弦信號和余弦信號，所述正弦信號和所述余弦信號用于所述dq/abc變換和所述abc/dq變換過程中。
可選的，所述根據(jù)所述一體化裝置輸出的三相電流和所述三相差值電流，生成用于控制所述一體化裝置中三相igbt橋臂的三相開關(guān)信號，包括：
將所述三相差值電流中的每一相電流與所述一體化裝置輸出的三相電流中的同相電流作差，并對得到的各個差值進行三角載波線性控制，生成所述三相開關(guān)信號。
在本發(fā)明中，術(shù)語“第一”、“第二”僅用于描述目的，而不能理解為指示或暗示相對重要性。術(shù)語“多個”指兩個或兩個以上，除非另有明確的限定。
雖然結(jié)合附圖描述了本發(fā)明的實施方式，但是本領(lǐng)域技術(shù)人員可 以在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下做出各種修改和變型，這樣的修改和變型均落入由所附權(quán)利要求所限定的范圍之內(nèi)。
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