本發(fā)明涉及一種電力電子領域的調制方法，具體講涉及一種基于動態(tài)載波偏置分配的PD-PWM調制方法。
背景技術：
：全橋子單元級聯結構(CascadedH-bridge)以其模塊化結構，控制簡單，多電平輸出等特點，成為近年來的研究熱點，并廣泛應用于各種中高壓大功率電力電子設備。與傳統(tǒng)的多電平換流器相比，其主要控制難點在于各子單元直流母線懸浮電容的電壓均衡問題。當其作為整流器帶多路不同的直流負載時，各路直流輸出電壓的控制更加困難，甚至在負載相差太大時會導致系統(tǒng)穩(wěn)定性問題。因此，子單元電容電壓均衡策略一直是這類拓撲結構的研究重點。目前用于模塊化多電平換流器的調制策略主要有最近電平逼近調制策略，載波移相調制策略(CPS-PWM)，多載波調制策略(PD-PWM)等。最近電平逼近控制策略通過電容電壓排序算法，將各子單元電容按電壓高低排序選擇性的接入主電路充電或放電從而達到電壓均衡，在大數量級子單元數量應用場合，例如MMC結構HVDC換流站中得到了廣泛使用，但是當子單元數量不足夠多時，由于其輸出的是階梯波形，諧波含量較大，通常需要額外的濾波裝置。在中壓應用場合，子單元數量較少時，通常采用載波移相控制策略，通過對每個子單元的控制單元增加獨立的PI模塊，實時調節(jié)每個子單元的參考波電壓偏置，通過微調子單元電容接入主電路充放時間，調節(jié)各子單元直流母線電壓的目的?？刂葡到y(tǒng)中多個PI控制環(huán)節(jié)的加入將大大增加控制系統(tǒng)的復雜度和系統(tǒng)的不穩(wěn)定度，并且在級數較多時，PI調節(jié)器的參數選擇將比較困難。有文獻將預測控制策略應用到這種拓撲結構的控制中，但是計算量較大，大幅增大了控制器的負擔。與PS-PWM相比，采用相同載波頻率的PD-PWM調制策略時輸出電壓波形諧波含量更低。但是由于PD-PWM傳統(tǒng)的的自身特性，會使各子單元接入交流電路時間不相同，進一步增加能量分布的不均衡度，通常只適用于直流側自帶直流電源的逆變型CHB結構。目前一種循環(huán)規(guī)律分配偏置型PD-PWM，能夠使功率在各子單元電容均衡分布，然而這種PD-PWM策略無法應對子單元電容參數不對稱的情況。文獻提出一種動態(tài)偏置分配的PD-PWM策略，用于半橋型MMC結構，對參數不對稱的容忍度更高，但是僅適用于半橋型子單元結構，CHB 結構與半橋型MMC結構的充放電規(guī)律有著本質的不同，因此這種調制策略病不能直接移植到CHB結構的控制策略中。傳統(tǒng)的PD-PWM，在每個周期各子單元對應的載波信號區(qū)域不會變動。例如第i個子單元的載波一直在第i個區(qū)間內波動。這樣造成各子單元正向或負向接入電路的時間不均等，循環(huán)PD-PWM的各子單元載波遵循固定的變化規(guī)律，即當第第i個子單元的載波一直在第i個區(qū)間內波動，那么下一個周期就會在第i+1個區(qū)間內波動，如果上一個周期在第n個區(qū)間波動，那么下一個周期就會回到第1個周期波動，其他子單元載波均以此類推。這種PD-PWM在某種程度上可以均勻分配子單元正向或反向接入電流通路的時間，均勻分配子單元電容接入電路充電或放電的時間，從而均衡各子單元電容的能量波動，使子單元電容電壓均衡。但是當子單元電容初始狀態(tài)就不同，或者載波頻率太低時，這種方法就無法有效均衡子單元電容電壓。技術實現要素：針對現有技術的不足，本發(fā)明的目的是提供一種基于動態(tài)載波偏置分配的PD-PWM調制方法。本發(fā)明的目的是采用下述技術方案實現的：一種基于動態(tài)載波偏置分配的PD-PWM調制方法，所述方法用的裝置為全橋子單元級聯結構，包括級聯的H橋子單元，每個H橋子單元均并聯有直流電容器，所述H橋子單元包括四橋臂，每個橋臂由IGBT模塊構成，所述IGBT模塊由IGBT器件以及與其反并聯的二極管組成；其改進之處在于，所述調制方法將級聯H橋子單元的輸出電壓Uo變換成正弦電壓，且用于平衡H橋子單元電壓，所述調制方法包括下述步驟：(1)獲得雙調制波信號；(2)分配H橋子單元對應的載波信號；(3)比較雙調制波信號與H橋子單元對應的載波信號，得出H橋子單元的控制信號。所述步驟(1)中，采用單極性SPWM調制的雙調制波產生策略；交流電流Uo給定值與調制波Utz1相位相同，對其幅值進行標幺值比例運算調制波Utz1，對調制波Utz1進行取反運算得到調制波Utz2；通過標幺值比例運算后的調制波的范圍由-1到1。所述步驟(2)中，根據子單元數量，設置相當數量的載波，即子單元數量為n時，設置n個載波信號；分別為第1子單元對應載波信號，第2子單元對應載波信號至第n子單元載波信號；在初始狀態(tài)時，在縱坐標軸將-1到1區(qū)間均勻分配成n個區(qū)域，分別為區(qū)域1至區(qū) 域n；根據頻率在時間橫軸上劃分周期，在每個周期根據動態(tài)偏置分配方法將各子單元對應載波信號分配至各個載波區(qū)域。將雙調制波按照時間刻度分為區(qū)域I和區(qū)域II，所述區(qū)域Ⅰ中，tz1<tz2，區(qū)域Ⅱ中，tz1>tz2；按照H橋子單元個數，將坐標圖按照縱坐標進行區(qū)域劃分，將縱坐標分為5個區(qū)域；根據PD-PWM調制原理，定義不同H橋子單元的控制單元疊加偏置信號bias1的三角載波在縱坐標I區(qū)間波動，疊加偏置信號bias2的三角載波在縱坐標II區(qū)間波動，疊加偏置信號bias3的三角載波在縱坐標III區(qū)間波動，疊加偏置信號bias4的三角載波在縱坐標IV區(qū)間波動，疊加偏置信號bias5的三角載波在縱坐標V區(qū)間波動；將H橋子單元的電容充放電規(guī)律表示為下述兩種工況：工況I：當區(qū)域I和區(qū)域II的電流方向I<0時，疊加偏置信號bias3的子單元處于最快充電狀態(tài)；疊加偏置信號bias3的子單元即為當前載波周期內載波信號處于坐標區(qū)域III的子單元；疊加偏置信號bias1和bias5的子單元處于最慢充電狀態(tài)；疊加偏置信號bias1和bias5的子單元即為當前載波周期內載波信號處于坐標區(qū)域I和區(qū)域V的子單元工況II：當區(qū)域I和區(qū)域II的電流方向I>0時，疊加偏置信號bias3的子單元處于最快放電狀態(tài)；疊加偏置信號bias1和bias5的子單元處于最慢放電狀態(tài)；疊加偏置信號bias1和bias5的子單元即為當前載波周期內載波信號處于坐標區(qū)域I和區(qū)域V的子單元。所述步驟(3)中，在每一個載波周期內，通過比較各子單元對應載波信號與調制波Utz1和調制波Utz2信號的大小，確定子單元的輸出電平，包括：當第i個子單元對應載波信號同時大于調制波Utz1和調制波Utz2時，或者當第i個子單元對應載波信號同時小于調制波Utz1和調制波Utz2時，子單元輸出零電平；當電流方向為正時，當第i個子單元對應載波信號小于調制波Utz1大于調制波Utz2時，子單元輸出正電平，當第i個子單元對應載波信號大于調制波Utz1小于調制波Utz2時，子單元輸出負電平；當電流方向為負時，當第i個子單元對應載波信號小于調制波Utz1大于調制波Utz2時，子單元輸出負電平，當第i個子單元對應載波信號大于調制波Utz1小于調制波Utz2時，子單元輸出正電平。所述步驟(3)包括下述步驟：1)選擇當前時刻最大子單元電容電壓和最小子單元電容電壓；2)根據當前實時檢測的電流和上級控制器給出的參考波信號，判斷換流閥中全橋子單元級聯結構的工況：若處于工況I，將最小電容電壓對應子單元的載波信號疊加偏置信號bias3；將最大電容電壓對應子單元載波信號疊加偏置信號bias1或bias5，其余子單元三角載波與其余偏置信號一一對應，或按照循環(huán)載波偏置分配方法循環(huán)分配偏置信號，組成層疊多載波；若處于工況II，將最大電容電壓對應子單元的載波信號疊加偏置信號bias3；將最小電容電壓對應子單元載波信號疊加偏置信號bias1或bias5，其余子單元載波與其余偏置信號一一對應組成層疊多載波。本發(fā)明提供的技術方案具有的優(yōu)異效果是：本發(fā)明在PD-PWM調制策略的基礎上，提出一種基于工況的動態(tài)偏置劃分方法，并根據這種策略設計出一種新型CHB結構調制方法。該調制方法在最大限度發(fā)揮全橋子單元多電平自由度，低諧波輸出電壓優(yōu)勢的同時，能夠有效均衡各子單元電容電壓，易于工程實現。仿真和實驗結果驗證了該調制策略的有效性與可行性。在每個周期根據工況和各子單元電容電壓狀態(tài)實時調整各子單元載波波動區(qū)間，在每個周期都對子單元電容能量波動進行調整，更具備靈活性和有效性。本發(fā)明對PD-PWM調制策略進行了改進，分析了采用雙調制波PD-PWM調制策略時，CHB結構子單元電容電壓的充放電規(guī)律，本發(fā)明能夠在各電容參數不對稱的情況下也同樣具備子單元電容電壓均衡能力和較好的動態(tài)特性。該方法不僅能夠在對稱穩(wěn)態(tài)條件下均衡各子單元電壓，而且具備容錯機制和快速糾錯能力，并且能使級聯的H橋子單元的輸出電壓變成各種需要的正弦電壓，提高直流輸電系統(tǒng)穩(wěn)定性。附圖說明圖1是本發(fā)明提供的H橋子單元級聯型結構示意圖；圖2是本發(fā)明提供的交流電壓指令與雙調制波波形比較圖；圖3是本發(fā)明提供的載波調制波坐標圖區(qū)域劃分圖；圖4是本發(fā)明提供的調制策略總原理框圖。具體實施方式下面結合附圖對本發(fā)明的具體實施方式作進一步的詳細說明。本發(fā)明一種基于動態(tài)載波偏置分配的PD-PWM調制方法，所述方法用的裝置為全橋子單元級聯結構，包括級聯的H橋子單元，每個H橋子單元均并聯有直流電容器，所述H橋子單元包括四橋臂，每個橋臂由IGBT模塊構成，所述IGBT模塊由IGBT器件以及與其反并聯的二極管組成；本發(fā)明提供的H橋子單元級聯型結構示意圖如圖1所示。所述調制方法將級聯H橋子單元的輸出電壓Uo變換成正弦電壓，且用于平衡H橋子單元電壓，本發(fā)明提供的調制策略總原理框圖如圖4所示，所述調制方法包括下述步驟：(1)獲得雙調制波信號；(2)分配H橋子單元對應的載波信號；(3)比較雙調制波信號與H橋子單元對應的載波信號，得出H橋子單元的控制信號。所述步驟(1)中，采用單極性SPWM調制的雙調制波產生策略；交流電流Uo給定值與調制波Utz1相位相同，對其幅值進行標幺值比例運算調制波Utz1，對調制波Utz1進行取反運算得到調制波Utz2；通過標幺值比例運算后的調制波的范圍由-1到1。本發(fā)明提供的交流電壓指令與雙調制波波形比較圖如圖2所示。所述步驟(2)中，根據子單元數量，設置相當數量的載波，即子單元數量為n時，設置n個載波信號；分別為第1子單元對應載波信號，第2子單元對應載波信號至第n子單元載波信號；在初始狀態(tài)時，在縱坐標軸將-1到1區(qū)間均勻分配成n個區(qū)域，分別為區(qū)域1至區(qū)域n；根據頻率在時間橫軸上劃分周期，在每個周期根據動態(tài)偏置分配方法將各子單元對應載波信號分配至各個載波區(qū)域。載波調制波坐標圖區(qū)域劃分圖如圖3所示。將雙調制波按照時間刻度分為區(qū)域I和區(qū)域II，所述區(qū)域Ⅰ中，tz1<tz2，區(qū)域Ⅱ中，tz1>tz2；按照H橋子單元個數，將坐標圖按照縱坐標進行區(qū)域劃分，將縱坐標分為5個區(qū)域；根據PD-PWM調制原理，定義不同H橋子單元的控制單元疊加偏置信號bias1的三角載波在縱坐標I區(qū)間波動，疊加偏置信號bias2的三角載波在縱坐標II區(qū)間波動，疊加偏置信號bias3的三角載波在縱坐標III區(qū)間波動，疊加偏置信號bias4的三角載波在縱坐標IV區(qū)間波動，疊加偏置信號bias5的三角載波在縱坐標V區(qū)間波動；將H橋子單元的電容充放電規(guī)律表示為下述兩種工況：工況I：當區(qū)域I和區(qū)域II的電流方向I<0時，疊加偏置信號bias3的子單元處于最快充電狀態(tài)；疊加偏置信號bias3的子單元即為當前載波周期內載波信號處于坐標區(qū)域III的子單元；疊加偏置信號bias1和bias5的子單元處于最慢充電狀態(tài)；疊加偏置信號bias1和bias5的子單元即為當前載波周期內載波信號處于坐標區(qū)域I和區(qū)域V的子單元工況II：當區(qū)域I和區(qū)域II的電流方向I>0時，疊加偏置信號bias3的子單元處于最快放電狀態(tài)；疊加偏置信號bias1和bias5的子單元處于最慢放電狀態(tài)；疊加偏置信號bias1和bias5的子單元即為當前載波周期內載波信號處于坐標區(qū)域I和區(qū)域V的子單元。所述步驟(3)中，在每一個載波周期內，通過比較各子單元對應載波信號與調制波Utz1和調制波Utz2信號的大小，確定子單元的輸出電平，包括：當第i個子單元對應載波信號同時大于調制波Utz1和調制波Utz2時，或者當第i個子單元對應載波信號同時小于調制波Utz1和調制波Utz2時，子單元輸出零電平；當電流方向為正時，當第i個子單元對應載波信號小于調制波Utz1大于調制波Utz2時，子單元輸出正電平，當第i個子單元對應載波信號大于調制波Utz1小于調制波Utz2時，子單元輸出負電平；當電流方向為負時，當第i個子單元對應載波信號小于調制波Utz1大于調制波Utz2時，子單元輸出負電平，當第i個子單元對應載波信號大于調制波Utz1小于調制波Utz2時，子單元輸出正電平。所述步驟(3)包括下述步驟：1)選擇當前時刻最大子單元電容電壓和最小子單元電容電壓；2)根據當前實時檢測的電流和上級控制器給出的參考波信號，判斷換流閥中全橋子單元級聯結構的工況：若處于工況I，將最小電容電壓對應子單元的載波信號疊加偏置信號bias3；將最大電容電壓對應子單元載波信號疊加偏置信號bias1或bias5，其余子單元三角載波與其余偏置信號一一對應，或按照循環(huán)載波偏置分配方法循環(huán)分配偏置信號，組成層疊多載波；若處于工況II，將最大電容電壓對應子單元的載波信號疊加偏置信號bias3；將最小電容電壓對應子單元載波信號疊加偏置信號bias1或bias5，其余子單元載波與其余偏置信號一一對應組成層疊多載波。實施例本發(fā)明在電磁暫態(tài)仿真軟件PSIM中搭建了CHB并網模型的單相逆變模型，仿真參數如表4所示。表4仿真參數參數名稱參數數值子單元電容電壓100V額定值子單元數量5子單元電容值10mF并網電感10mH交流電壓頻率50Hz一、與傳統(tǒng)循環(huán)載波偏置分配型PD-PWM對比為了測試本發(fā)明所述方法的動態(tài)電壓均衡特性，并與傳統(tǒng)的循環(huán)變換載波偏置型PD-PWM進行對比，本發(fā)明進行了如下仿真：系統(tǒng)首先將子單元直流母線電容參數選擇為一致，采用循環(huán)變換載波偏置型PD-PWM調制策略，在0.7s時，在子單元1兩端并聯40歐電阻，在0.9s切換至本發(fā)明所提出的基于工況的動態(tài)載波分配策略。當單相換流器包括五個H橋子單元電容電壓波形，直流母線電容參數相同，循環(huán)變換載波偏置型PD-PWM能夠保證功率均勻分布，因此0.7s之前系統(tǒng)運行正常，子單元電容電壓保持均衡。當子單元1電容兩端并聯40歐電阻之后，由于循環(huán)變換載波偏置型PD-PWM調制策略僅能保證各子單元輸入輸出功率相等，無法應對這種直流母線參數不平衡的情況，五個子單元電容電壓無法保持均衡，子單元1電容電壓出現明顯跌落，0.9s啟動本發(fā)明所提出的基于工況的動態(tài)載波偏置分配方法，0.1s之后子單元電容電壓重新均衡，并且各子單元電容之間的電壓差更小，說明本發(fā)明所述方法具備動態(tài)不平衡參數調節(jié)能力，并且調節(jié)更為精細。采用本發(fā)明所述方法與傳統(tǒng)的循環(huán)載波偏置分配方法時載波分配的區(qū)別為：0.9s之前，各載波偏置每個周期循環(huán)分配，0.9s之后，為了獲得動態(tài)調節(jié)性能，啟用本發(fā)明所述的調制策略之后，H橋子單元不再遵循循環(huán)偏置分配的規(guī)律。本發(fā)明在PD-PWM調制策略的基礎上，提出一種基于工況的動態(tài)偏置劃分方法，并根據這種策略設計出一種新型CHB結構調制策略。該調制策略在最大限度發(fā)揮全橋子單元多電平自由度，低諧波輸出電壓優(yōu)勢的同時，能夠有效均衡各子單元電容電壓，易于工程實現。仿真和實驗結果驗證了該調制策略的有效性與可行性。最后應當說明的是：以上實施例僅用以說明本發(fā)明的技術方案而非對其限制，盡管參照上述實施例對本發(fā)明進行了詳細的說明，所屬領域的普通技術人員依然可以對本發(fā)明的具體實施方式進行修改或者等同替換，這些未脫離本發(fā)明精神和范圍的任何修改或者等同替換，均在申請待批的本發(fā)明的權利要求保護范圍之內。當前第1頁1 2 3