一種模塊化多電平換流器閥組控制方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及一種模塊化多電平換流器閥組控制方法，屬于電力電子技術(shù)與直流輸電領(lǐng)域。本發(fā)明首先根據(jù)多電平換流器系統(tǒng)控制器輸出三相調(diào)制波計算其基波分量和二倍頻分量的幅值和相角；然后采用余弦插值方法，計算出小步長的調(diào)制波基波分量和二倍頻分量瞬時值，并將其合并生成小步長的調(diào)制波瞬時值；根據(jù)得到的小步長調(diào)制波瞬時值，使用最近電平調(diào)制法和子模塊均壓算法，輸出觸發(fā)脈沖。本發(fā)明針對模塊化多電平換流器的系統(tǒng)控制器輸出的大步長調(diào)制波離散序列，高精度地插入小步長調(diào)制波離散值，從而減少模塊化多電平換流器的交流電壓電流的諧波含量，改善直流輸電系統(tǒng)的運(yùn)行狀態(tài)。
【專利說明】一種模塊化多電平換流器閥組控制方法

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種模塊化多電平換流器閥組控制方法，屬于電力電子技術(shù)與直流輸 電領(lǐng)域。

【背景技術(shù)】
[0002] 模塊化多電平換流器（MMC)是一種新型的多電平電壓源型換流器，現(xiàn)已成功應(yīng)用 于多個高壓直流輸電（HVDC)工程中。相對于傳統(tǒng)電壓源型高壓直流輸電系統(tǒng)（VSC-HVDC) 而言，MMC-HVDC具有器件開關(guān)頻率低、諧波含量少、電壓等級高等優(yōu)點(diǎn)，因此MMC-HVDC具有 廣闊的應(yīng)用空間。
[0003] MMC控制系統(tǒng)是直流輸電系統(tǒng)的核心組成部分，對電力系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行至關(guān)重要。 MMC的控制系統(tǒng)一般由系統(tǒng)控制器和閥組控制器組成。系統(tǒng)控制器輸出調(diào)制波，閥組控制器 接收調(diào)制波，產(chǎn)生觸發(fā)脈沖。在MMC-HVDC中閥組控制一般采用最近電平調(diào)制法。最近電平 調(diào)制是一種階梯波調(diào)制方法，階梯數(shù)（即電平數(shù)）對應(yīng)橋臂投入子模塊數(shù)。MMC-HVDC的子 模塊很多，電平數(shù)大，要求調(diào)制波離散序列步長非常小。然而系統(tǒng)控制器的執(zhí)行周期一般在 50?100微秒左右，調(diào)制波離散序列步長較大。經(jīng)過最近電平調(diào)制后，MMC交流電壓電流諧 波含量遠(yuǎn)超出了工程要求。為了減小調(diào)制波離散序列步長，工程上有兩種解決方法：第一種 方法是提高系統(tǒng)控制器的運(yùn)算速率，減小調(diào)制波離散序列步長；另一種方法是在閥組控制 器中使用線性插值方法。由于硬件和嵌入式操作系統(tǒng)的性能限制，第一種方法的效果非常 有限。線性插值方法近似逼近正弦波，當(dāng)系統(tǒng)控制器的處理速率達(dá)不到要求時，線性插值后 的調(diào)制波誤差比較大，控制效果差。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 本發(fā)明的目的是提供一種模塊化多電平換流器閥組控制方法，以解決MMC-HVDC 的系統(tǒng)控制器輸出的調(diào)制波離散序列步長較大，導(dǎo)致MMC交流電壓電流諧波含量超出工程 要求的問題。
[0005] 本發(fā)明為解決上述技術(shù)問題而提供一種模塊化多電平換流器閥組控制方法，該閥 組控制方法包括如下步驟：
[0006] 1)采集多電平換流器系統(tǒng)控制器輸出的三相調(diào)制波，根據(jù)采集到三相調(diào)制波計算 其各自的基波分量和二倍頻分量的幅值和相角；
[0007] 2)對得到的三相調(diào)制波基波分量和二倍頻分量的幅值和相角進(jìn)行余弦插值運(yùn)算， 得到調(diào)制波基波分量和二倍頻分量瞬時值，并將其合并生成調(diào)制波瞬時值；
[0008] 3)根據(jù)得到調(diào)制波瞬時值采用最近電平調(diào)制法和子模塊均壓法輸出觸發(fā)脈沖。
[0009] 所述步驟1)中基波分量的幅值和相角的計算過程如下：
[0010] A)米用序分量分解和派克變換對三相基波進(jìn)行正負(fù)零序分解，得到正序分量Eji_ ref_E；tep2 Z 9 jl、負(fù)序分里 Ej2_：ref_step2 Z 9 j2 和零序分 Ej〇-ref-step2 Z Q j0 ;
[0011] B)對步驟A)中得到的三相序分量的幅值和相角采用相量求和的方法計算三相基 波分量的幅值和相角Θ j。
[0012] 所述步驟1)中二倍頻分量的幅值和相角的計算過程如下：
[0013] a)對環(huán)流抑制器的輸出值進(jìn)行限幅修正得到三相調(diào)制波的二倍頻分量；
[0014] b)對得到二倍頻分量進(jìn)行派克變換，得到三相調(diào)制波二倍品分量的幅值和相角 ^diff_j_ref_step2 ^ j °
[0015] 所述步驟2)中采用的余弦插值運(yùn)算過程為：當(dāng)已知該余弦波形的幅值為 Ad,頻率為相角為Θ。，執(zhí)行周期為Atys時，第k個程序周期所插入的離散點(diǎn)為 Aocos(0〇+36O。Xf0XkXAtXl(T6)。
[0016] 本發(fā)明的有益效果是：本發(fā)明首先根據(jù)多電平換流器系統(tǒng)控制器輸出三相調(diào)制 波計算其基波分量和二倍頻分量的幅值和相角；然后采用余弦插值方法，計算出小步長的 調(diào)制波基波分量和二倍頻分量瞬時值，并將其合并生成小步長的調(diào)制波瞬時值；根據(jù)得到 的小步長調(diào)制波瞬時值，使用最近電平調(diào)制法和子模塊均壓算法，輸出觸發(fā)脈沖。本發(fā)明針 對模塊化多電平換流器的系統(tǒng)控制器輸出的大步長調(diào)制波離散序列，高精度地插入小步長 調(diào)制波離散值，從而減少模塊化多電平換流器的交流電壓電流的諧波含量，改善直流輸電 系統(tǒng)的運(yùn)行狀態(tài)。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0017] 圖1是本發(fā)明提供的閥組控制方法總體方案框圖；
[0018] 圖2是本發(fā)明提供的閥組控制方法的系統(tǒng)控制器控制流程圖；
[0019] 圖3是本發(fā)明實(shí)施例中A相閥組的控制流程圖。

【具體實(shí)施方式】
[0020] 下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的【具體實(shí)施方式】作進(jìn)一步的說明。應(yīng)該強(qiáng)調(diào)的是下述說明 僅僅是示例性的，而不是為了限制本發(fā)明的范圍及其應(yīng)用。
[0021] 圖1是本發(fā)明提供的閥組控制方法總體方案框圖，模塊化多電平換流器MMC的控 制系統(tǒng)一般由系統(tǒng)控制器和閥組控制器組成。，統(tǒng)控制器輸出調(diào)制波，閥組控制器接收調(diào)制 波，產(chǎn)生觸發(fā)脈沖。本發(fā)明實(shí)施例中系統(tǒng)控制器的程序執(zhí)行周期為100微秒，閥組控制器的 程序執(zhí)行周期為0. 01微秒。系統(tǒng)控制器輸出三相調(diào)制波并計算其基波分量和二倍頻分量 的幅值和相角；閥組控制器接收調(diào)制波基波分量和二倍頻分量的幅值和相角，輸出觸發(fā)脈 沖。本發(fā)明的具體實(shí)施過程如下：
[0022] 1.采集多電平換流器系統(tǒng)控制器輸出的三相調(diào)制波，并計算三相調(diào)制波的基波分 量和二倍頻分量的幅值和相角。具體包括以下步驟：
[0023] A.對系統(tǒng)控制器中內(nèi)環(huán)控制器的輸出值進(jìn)行限幅修正，得到后調(diào)制波基波分量 ej_ref_stepl (j表示a, b, c三相）；
[0024] B.使用序分量分解方法和派克變換對三相基波euef stepl進(jìn)行正負(fù)零序分解，得到 正序分量Εκ_2 Ζ： Θ 、負(fù)序分量Ε」2?ρ2 Ζ： Θ j2和零序分量Ej(L：ref_step2 Ζ： Θ j(l ;
[0025] C.使用相量求和原理，根據(jù)三相序分量的幅值和相角求出三相基波分量的幅值和 相角 j_ref_step3 ^ j *
[0026] D.對系統(tǒng)控制器的環(huán)流抑制器的輸出值進(jìn)行限幅修正，得到三相調(diào)制波的二倍頻 分量Udiff」_ ref_stepl ?
[0027] E.使用派克變換，求出三相調(diào)制波二倍頻分量的幅值和相角Udiff」》p2 Z a jt)
[0028] 2.對得到的三相調(diào)制波基波分量和二倍頻分量的幅值和相角分別進(jìn)行余弦插值 運(yùn)算，計算出小步長的調(diào)制波基波分量和二倍頻分量瞬時值，并將其合并生成調(diào)制波瞬時 值。
[0029] 余弦插值方法針對余弦變化趨勢的大步長離散序列插值，對于具有余弦 變化趨勢的大步長離散序列而言，當(dāng)已知該余弦波形的幅值為\，頻率為&，相角 為Θ。，程序執(zhí)行周期（小步長）為Atys時，第k個程序周期所插入的離散點(diǎn)為 ^(308(0^360° XLXkX AtXl(T6)。顯然，對于具有余弦變化趨勢的離散序列而言，線性 插值方法存在一定的誤差，而余弦插值方法沒有誤差。
[0030] 3.閥組控制器根據(jù)得到的小步長調(diào)制波瞬時值采用最近電平調(diào)制法和子模塊均 壓法輸出觸發(fā)脈沖，控制各相閥組。
[0031] 三相閥組控制方案相同，本實(shí)施例以A相閥組控制控制過程為例進(jìn)行說明。如圖 3所示，A相閥組控制控制流程如下：
[0032] 使用余弦插值法，根據(jù)A相調(diào)制波基波分量的幅值和相角，計算當(dāng)前程序周期內(nèi) 的調(diào)制波基波分量瞬時值。
[0033] 使用余弦插值法，根據(jù)調(diào)制波二倍頻分量的幅值和相角，計算當(dāng)前程序周期內(nèi)的 調(diào)制波二倍頻分量瞬時值。
[0034] 使用MMC控制原理，根據(jù)當(dāng)前程序周期內(nèi)的調(diào)制波基波分量和二倍頻分量瞬時值 計算調(diào)制波瞬時值。
[0035] 根據(jù)當(dāng)前程序周期的調(diào)制波瞬時值，使用最近電平調(diào)制法和子模塊均壓算法輸出 觸發(fā)脈沖對A相閥組進(jìn)行控制。
[0036] 以上所述僅為本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例而已，并不用于限制本發(fā)明，對于本領(lǐng)域的技 術(shù)人員來說，本發(fā)明可以有各種更改和變化。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修 改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的權(quán)力要求范圍之內(nèi)。
【權(quán)利要求】
1. 一種模塊化多電平換流器閥組控制方法，其特征在于，該閥組控制方法包括如下步 驟： 1) 采集多電平換流器系統(tǒng)控制器輸出的三相調(diào)制波，根據(jù)采集到三相調(diào)制波計算其各 自的基波分量和二倍頻分量的幅值和相角； 2) 對得到的三相調(diào)制波基波分量和二倍頻分量的幅值和相角進(jìn)行余弦插值運(yùn)算，得到 調(diào)制波基波分量和二倍頻分量瞬時值，并將其合并生成調(diào)制波瞬時值； 3) 根據(jù)得到調(diào)制波瞬時值采用最近電平調(diào)制法和子模塊均壓法輸出觸發(fā)脈沖。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的模塊化多電平換流器閥組控制方法，其特征在于，所述步驟 1)中基波分量的幅值和相角的計算過程如下： A) 采用序分量分解和派克變換對三相基波進(jìn)行正負(fù)零序分解，得到正序分量E^Mf_ step2 Ζ Θ於、負(fù)序分量Ej2-ref-step2 Ζ Θ j2和零序分 Ej〇-ref-step2 Z Q jO ; B) 對步驟A)中得到的三相序分量的幅值和相角采用相量求和的方法計算三相基波分 量的幅值和相角 j_ref_step3 ^ j°
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的模塊化多電平換流器閥組控制方法，其特征在于，所述步驟 1)中二倍頻分量的幅值和相角的計算過程如下： a) 對環(huán)流抑制器的輸出值進(jìn)行限幅修正得到三相調(diào)制波的二倍頻分量； b) 對得到二倍頻分量進(jìn)行派克變換，得到三相調(diào)制波二倍品分量的幅值和相角Udiff j_ ref_step2 ^ Qj°
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的模塊化多電平換流器閥組控制方法，其特征在于， 所述步驟2)中采用的余弦插值運(yùn)算過程為：當(dāng)已知該余弦波形的幅值為\，頻 率為相角為Θ 〇,執(zhí)行周期為Δ t μ s時，第k個程序周期所插入的離散點(diǎn)為 Aocos(0〇+36O。Xf0XkXAtXl(T6)。
【文檔編號】H02M7/483GK104092395SQ201410294900
【公開日】2014年10月8日 申請日期:2014年6月25日 優(yōu)先權(quán)日:2014年6月25日
【發(fā)明者】彭忠, 李少華, 王柏恒, 李泰 , 荊雪記, 蘇勻, 趙靜 申請人:許繼集團(tuán)有限公司, 許繼電氣股份有限公司, 國家電網(wǎng)公司