專利名稱：一種同步整流變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及直流-直流變換技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種同步整流變換器。
背景技術(shù)：
直流-直流(DC/DC)變換是將一個既有的直流電壓變換成電路所需的另一個直流電壓，也稱為直流斬波。近年來，電子技術(shù)的發(fā)展，使得電路的工作電壓越來越低、電流越來越大。低電壓工作有利于降低電路的整體功率消耗，但也給電源設(shè)計提出了新的難題傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實現(xiàn)低電壓、大電流開關(guān)電源高效率及小體積的需要，成為制約DC/DC變換器提高效率的瓶頸。同步整流技術(shù)就是為解決上述問題，而在DC/DC變換器中采用的一項新技術(shù)。同步整流技術(shù)采用通態(tài)電阻極低的專用功率M0SFET，來取代整流二極管以降低整流損耗；能 大大提高DC/DC變換器的效率。較為常見的一種DC/DC變換器中是采用脈沖寬度調(diào)制(Pulse Width Modulation,簡稱PWM)，PWM技術(shù)在開關(guān)變換器中的應(yīng)用已經(jīng)非常成熟，采用該技術(shù)的DC/DC變換器的開關(guān)器件以固定頻率工作，在每個開關(guān)周期中開關(guān)器件導(dǎo)通一段時間，稱為ton，這段導(dǎo)通時間與開關(guān)周期T的比值稱為占空比D，即D=ton/T。根據(jù)開關(guān)變換器的理論，變換器的輸出電壓V。與變換器的輸入電壓Vi和占空比D具有一定的關(guān)系，通?？梢杂米儞Q器的輸出電壓公式來表示；電壓輸出公式隨拓?fù)湫问降牟煌煌?。不過采用同步整流技術(shù)的DC/DC變換器具有能量可以雙向流動的特點。在實際應(yīng)用中，能量的反向流動可能會造成某些不良的影響，尤其是當(dāng)變換器在預(yù)偏置的情況下開機時，即在DC/DC變換器輸出端已經(jīng)存在一定電壓的情況下開機時，可能會產(chǎn)生較大的反向電流。產(chǎn)生上述問題的原因在于，大多數(shù)變換器中，為了獲得平滑啟動的效果，通常會配置軟啟動電路，使得變換器開機后的占空比逐漸增大，所以在剛開機時占空比往往很小，小的占空比不足以使得輸入電壓和輸出電壓達(dá)到平衡，在數(shù)學(xué)上也可以認(rèn)為是占空比與輸入電壓和輸出電壓之間關(guān)系的不協(xié)調(diào)導(dǎo)致了電壓輸出公式不成立；在這樣的情況下就會產(chǎn)生較大的反向電流。反向電流太大可能造成變換器的器件應(yīng)力過大而導(dǎo)致失效，也可能造成輸出電壓跌落過大而影響負(fù)載電路的正常運行。為解決這一技術(shù)問題，目前已經(jīng)提出一種通過改造反饋控制電路來改善預(yù)偏置時開機的反向電流沖擊的技術(shù)方案。反饋控制電路的作用就是監(jiān)視輸出電壓，如果輸出電壓低于目標(biāo)值，就增大占空比來提高輸出電壓，如果輸出電壓超過了目標(biāo)值，就減小占空比來降低輸出電壓，最終使得輸出電壓穩(wěn)定在目標(biāo)值。但是在不開機的狀態(tài)下，輸出電壓(即夕卜部電路造成的預(yù)偏置電壓)并不會受反饋控制電路的控制；因此，如果不開機狀態(tài)下的輸出電壓大于目標(biāo)值，反饋控制電路就不斷減小占空比直到零，如果不開機狀態(tài)下的輸出電壓小于目標(biāo)值，反饋控制電路就不斷增大占空比直到最大。因此在開機時，占空比要么是最小要么是最大，而不會是一個適當(dāng)?shù)闹虚g值。所以不開機狀態(tài)下的占空比仍會存在與輸入電壓和輸出電壓嚴(yán)重不匹配的情形。雖然反饋控制電路隨后能夠?qū)⒄伎毡日{(diào)整為一個合適的值，但由于反饋控制電路的調(diào)整速率相比變換器的開關(guān)頻率而言是很低的，所以成功調(diào)整占空比必然是經(jīng)歷了多個開關(guān)周期之后，延遲明顯。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的目的在于提供一種同步整流變換器及預(yù)設(shè)占空比方法，通過計算得到預(yù)偏置情況下合適的占空比，并通過調(diào)節(jié)調(diào)制信號使得所述變換器以該占空比開機或開機后立刻達(dá)到該占空比，避免了能量的反向流動并且基本上消除了調(diào)節(jié)占空比的延遲。為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明具體技術(shù)方案如下一種同步整流變換器，所述同步整流變換器具體為電流設(shè)定電路連接時鐘信號開關(guān)的第一端和鋸齒波電容的第一端；時鐘信號開關(guān)的第二端和鋸齒波電容的第二端均接地；鋸齒波電容的第一端接入比較器電路的負(fù)輸入端；電壓設(shè)定電路、軟啟動電路和限制電路依次串聯(lián)后，通過限制電路連接比較器電路的正 輸入端；反饋控制電路連接比較器電路的正輸入端；所述比較器電路生成占空比信號，所述反饋控制電路連接輸出電壓V。； 所述電壓設(shè)定電路為軟啟動電路賦予軟啟動充電電壓初始值。所述變換器還包括第一信號處理電路和第二信號處理電路，具體為所述鋸齒波電容利用第一信號處理電路生成第一比較信號并發(fā)送到比較器電路；所述反饋控制電路利用第二信號處理電路生成第二比較信號并發(fā)送到比較器電路；所述比較器存在開關(guān)周期，在一個開關(guān)周期當(dāng)中，當(dāng)?shù)谝槐容^信號的電壓低于第二比較信號的電壓，則比較器導(dǎo)通；當(dāng)?shù)谝槐容^信號的電壓高于第二比較信號的電壓，則t匕較器關(guān)閉。所述鋸齒波電容的第一端接入比較器電路的負(fù)輸入端具體為鋸齒波電容的第一端通過第一信號處理電路接入比較器電路的負(fù)輸入端；所述第一信號處理電路包括第一線性放大衰減電路和/或第一直流偏移電路。所述反饋控制電路連接比較器電路的正輸入端具體為反饋控制電路通過第二信號處理電路連接比較器電路的正輸入端；所述第二信號處理電路包括第二線性放大衰減電路和/或第二直流偏移電路。所述同步整流變換器電路的參數(shù)滿足以下關(guān)系式gm Ic1 T = k k2 Cswo 且 k2 VB+VB2=VZD ;其中 gm 為電流設(shè)定電路的跨導(dǎo)，Ic1 為第一信號處理電路的線性放大倍數(shù)，k2為第二信號處理電路的線性放大倍數(shù)，k為電壓設(shè)定電路的線性放大倍數(shù)，T為比較器的開關(guān)周期，C■為鋸齒波電容的電容值，Vb為電壓設(shè)定電路的輸出直流偏移，Vb2為第二信號處理電路的輸出直流偏移,Vzd為第一比較信號的谷底電壓值。所述電流設(shè)定電路具體為電流設(shè)定電路包括單電阻，或電流設(shè)定電路包括跨導(dǎo)放大器；電流設(shè)定電路與輸入電壓和/或輸出電壓相連。
當(dāng)所述同步整流變換器采用Buck拓?fù)?，則所述電壓設(shè)定電路具體為，第二電阻的第一端連接輸出電壓，第三電阻的第一端連接第一偏移電壓；第二電阻的第二端與第三電阻的第二端相連，并連接第一運算放大器的正輸入端；第一運算放大器的負(fù)輸入端連接其自身輸出端，并連接第一電流調(diào)節(jié)電阻的第一端；第一電流調(diào)節(jié)電阻的第二端連接軟啟動電路。當(dāng)所述同步整流變換器采用Boost拓?fù)?，則所述電壓設(shè)定電路具體為第四電阻的第一端連接輸出電壓，第五電阻的第一端連接第二偏移電壓；第四電阻的第二端與第五電阻的第二端相連，并連接第二運算放大器的正輸入端；第六電阻的第一端連接輸入電壓，第二端連接第二運算放大器的負(fù)輸入端；第七電阻的第一端連接第六電阻的第二端，第七電阻的第二端連接第二運算放大器的輸出端；第二運算放大器的輸出端同時連接第二電流調(diào)節(jié)電阻的第一端；第二電流調(diào)節(jié)電阻的第二端連接軟啟動電路。所述電壓設(shè)定電路還包括二極管和/或開機信號裝置。 所述軟啟動電路包括軟啟動電容與軟啟動充電電路，軟啟動電容的第一端連接軟啟動充電電路，第二端接地；并且軟啟動電容的第一端連接電壓設(shè)定電路與限制電路。根據(jù)以上技術(shù)方案可知，本發(fā)明存在的有益效果是通過所述電壓設(shè)定電路賦予軟啟動充電電壓值一定的初始值，使得預(yù)偏置開機之初所述裝置電路中即存在一定的占空t匕，并且通過調(diào)整所述裝置電路中的參數(shù)，實現(xiàn)在預(yù)偏置開機過程中，占空比與輸入電壓及輸出電壓始終保持平衡，避免了能量的反向流動，而且不存在占空比的調(diào)節(jié)延遲。


為了更清楚地說明本發(fā)明實施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對實施例或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖是本發(fā)明的一些實施例，對于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。圖I為本發(fā)明實施例所述同步整流變換器電路結(jié)構(gòu)示意圖；圖2為本發(fā)明實施例所述同步整流變換器參數(shù)波形圖；圖3為本發(fā)明另一實施例所述同步整流變換器結(jié)構(gòu)示意圖；圖4為本發(fā)明另一實施例的擴充方案中電壓設(shè)定電路結(jié)構(gòu)示意圖；圖5為本發(fā)明另一實施例的另一擴充方案中電壓設(shè)定電路結(jié)構(gòu)意圖；圖6為本發(fā)明又一實施例所述同步整流變換器結(jié)構(gòu)示意圖；圖7為本發(fā)明又一實施例的擴充方案中電壓設(shè)定電路結(jié)構(gòu)示意圖；圖8為本發(fā)明又一實施例的另一擴充方案中電壓設(shè)定電路結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實施例方式為使本發(fā)明實施例的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面將結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明中的實施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。參照圖I所示為本發(fā)明所述同步整流變換器的電路圖。本發(fā)明所述同步整流變換器采用PWM技術(shù)，PWM具有特定的開關(guān)周期，也就是說PWM周期性導(dǎo)通和關(guān)閉；本實施例中用T表示PWM的開關(guān)周期，用ton表示每個周期當(dāng)中PWM處于導(dǎo)通狀態(tài)的時間，以D表示PWM的占空比；則D=ton/T。PWM通過改變導(dǎo)通時間ton的長度而將占空比D調(diào)整到合適的數(shù)值。在同步整流變換器中，占空比D起到平衡輸入電壓Vi和輸出電壓V。的作用；上述關(guān)系可以用電壓輸出公式來表不，也就是三者滿足電壓輸出公式則認(rèn)為輸入電壓Vi和輸出電壓V。達(dá)到平衡。對于三種基本拓?fù)渥儞Q器，即Buck、Boost和Buck-Boost三種拓?fù)渥儞Q器，電壓輸出公式分別如下Buck Vo = Vi D
ViBoost Vo =-
I-D
Vi-DBuck-Boost Vo =-—
I — L)基本拓?fù)涞淖儞Q器可以演變?yōu)槎喾N隔離型拓?fù)涞淖儞Q器，例如由Buck變換器可以演變?yōu)檎ぜ碏orward、推挽即Push-Pull、半橋即Half-Bridge和全橋即Full-Bridge等隔離型拓?fù)涞淖儞Q器，由Buck-Boost變換器可以演變?yōu)榉醇ぜ碏ly-back拓?fù)涞淖儞Q器。上述經(jīng)過演變得到的變換器的輸出電壓公式與基本拓?fù)渥儞Q器相比，需要增加一個變壓器匝數(shù)比的系數(shù)，即變壓器原邊匝數(shù)表示為Np，副邊匝數(shù)表示為Ns，則上述演變得到的變換器的輸出電壓公式如下
Ns正激、推挽、半橋和全橋6 = Vi ■ D —
Np
T, Vi ■ I) Ns反激~- —
I -1) Np以上概念及電壓輸出公式為本領(lǐng)域技術(shù)人員所公知，此處對上述公知技術(shù)進行說明是為了方便對本發(fā)明所述變換器的技術(shù)方案進行描述。對上述電壓輸出公式進行整理后，可以得到一系列的占空比表達(dá)式，也就是說可以將占空比D表不為:
VoBuck -J) 二 —
Pi
rn八 V(> -ViBoost D =-
Vo
n VoBuck-Boost D =-
Ii+ Vo
J/() . l\Jn正激、推挽、半橋和全橋/) - ,,. \!'
Vi ■ Ns
,、 Vo-Np反激W = ",. . .. M
(I / + I o) ■ Ns為便于表達(dá)，在數(shù)學(xué)上可以將占空比D表示為V
廣 AlnNUMO 二 —-
^ DEN其中Vnih被稱為分子電壓…-被稱為分母電壓；二者都是輸入電壓Vi和/或輸出電壓V。的函數(shù)。例如，在Boost拓?fù)涞那闆r下，V^V^Vi ;VDEN=V0。所以，由上述過程可知，在已知輸入電壓Vi和輸出電壓V。的情況下,就一定存在一個使得二者平衡的占空比目標(biāo)值。也就是說，所述同步整流變換器在預(yù)偏置情況下開機時，所述預(yù)偏置電壓即被認(rèn)為是輸出電壓V。，輸入電壓Vi在具體電路中為已知，則必然存在一個預(yù)偏置情況下開機所需要的占空比目標(biāo)值。如圖I所示，本實施中所述同步整流變換器的電路結(jié)構(gòu)如下 電流設(shè)定電路ISET連接時鐘信號開關(guān)CLK的第一端和鋸齒波電容Csw的第一端；時鐘信號開關(guān)CLK的第二端和鋸齒波電容Csw的第二端均接地；鋸齒波電容Csw的第一端接A比較器電路PWM的負(fù)輸入端；電壓設(shè)定電路VSET、軟啟動電路SS和限制電路BUF依次串聯(lián)后，通過限制電路BUF連接比較器電路PWM的正輸入端；反饋控制電路FB連接比較器電路PWM的正輸入端；所述比較器電路PWM生成占空比信號，所述反饋控制電路FB連接輸出電壓V。;本實施例所述同步整流變換器得到占空比D的工作過程如下在PWM每個開關(guān)周期的初始時處于導(dǎo)通狀態(tài)，而時鐘信號開關(guān)CLK處于斷開狀態(tài)；電流設(shè)定電路ISET對輸入電壓Vi和輸出電壓V。進行采樣得到分母電壓V腦，并利用所述分母電壓Vden生成鋸齒波充電電流Isw，由于時鐘信號開關(guān)CLK處于斷開狀態(tài)，則鋸齒波充電電流Isw對鋸齒波電容Csw充電；利用充電后的鋸齒波電容Csw第一端電壓生成一個電信號，被稱為第一比較信號Vpi ;即為鋸齒波信號Vsw(也就是說鋸齒波信號Vsw本質(zhì)上是電壓信號)，PWM的負(fù)輸入端接收鋸齒波信號Vsw ；在所述同步整流變換器正常工作的情況下，反饋控制電路FB將生成第二比較信號VP2，并將其控制在某個數(shù)值上，PWM的正輸入端接收第二比較信號Vp2 (第二比較信號Vp2實質(zhì)上是電壓信號)。PWM對第一比較信號Vpi和第二比較信號Vp2進行比較；在VP1>VP2和VP1〈VP2兩種狀態(tài)下輸出不同的電平信號；即在VP1〈Vp2時，PWM—直處于導(dǎo)通狀態(tài)，直到VP1>VP2，PWM關(guān)閉。鋸齒波充電電流Isw對鋸齒波電容Csw充電的過程中，第一比較信號Vpi從起始電壓值開始逐漸增大，其起始電壓值稱為零占空比電壓值VZD，Vzd也被稱為第一比較信號的谷底電壓值，也就是鋸齒波電容Csw在電路中未充電時的電壓值；當(dāng)?shù)谝槐容^信號Vpi的電壓值超過了第二比較信號VP2，則PWM從導(dǎo)通狀態(tài)切換到斷開狀態(tài)，PWM 一個開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通時間結(jié)束。時鐘信號開關(guān)CLK在PWM斷開之后、PWM開始下一個開關(guān)周期之前的某個時間點上閉合，從而對鋸齒波電容Csw放電，使得第一比較信號Vp1在PWM的下個開關(guān)周期之前回到零占空比電壓值Vzd ;并且時鐘信號開關(guān)CLK在第一比較信號Vpi回到零占空比電壓值Vzd之后、PWM開始下一個開關(guān)周期之前的某一個時間點上重新斷開。按照上述過程可見，PWM的導(dǎo)通時間ton也就是第一比較信號Vpi從零占空比電壓值Vzd開始上升，直到達(dá)到第二比較信號Vp2所需的時間，所以當(dāng)?shù)诙容^信號Vp2越低，則ton時間越短，占空比越小，反之亦然成立。所述同步整流變換器即是采用此原理通過控制第二比較信號Vp2的大小來影響占空比D。并且一般而言，PWM只有在第二比較信號Vp2大于零占空比電壓值Vzd時才能生成占空比信號，當(dāng)?shù)诙容^信號Vp2等于零占空比電壓值VZD，占空比恰好為O。以上為本發(fā)明所述同步整流變換器在正常運行過程中的工作原理，在正常運行過程中利用所述反饋控制電路FB對第二比較信號Vp2進行控制。反饋控制電路FB控制第二比較信號Vp2的方式與現(xiàn)有技術(shù)一致，在此不作贅述。本發(fā)明所述同步整流變換器在預(yù)偏置開機的過程中，對于第二比較信號Vp2的控制不再通過反饋控制電路FB，而是采取電壓設(shè)定電路VSET及軟啟動電路SS控制第二比較信號Vp2，具體過程如下 電壓設(shè)定電路VSET對輸入電壓Vi和輸出電壓V。進行采樣得到分子電壓VNUM，并利用所述分子電壓Vnih賦予軟啟動充電電壓Vss —定的初始值；軟啟動充電電壓Vss通過限制電路BUF對第二比較信號Vp2起到限制的作用，即第二比較信號Vp2不大于軟啟動充電電壓Vss。在軟啟動充電電壓Vss具有一定初始值的情況下開機，則第二比較信號Vp2同樣會具有 一定的開機初始值，第二比較信號Vp2的初始值被稱為Vp2tl ；VP20不大于軟啟動充電電壓Vss的初始值。開機過程中軟啟動充電電壓Vss逐漸增大，第二比較信號Vp2也同樣隨之增大。直到所述同步整流變換器的預(yù)偏置開機過程結(jié)束后，進入正常工作狀態(tài)，反饋控制電路FB接替電壓設(shè)定電路VSET與軟啟動電路SS對第二比較信號Vp2進行控制，上述接替過程在現(xiàn)有技術(shù)中已經(jīng)采用。在現(xiàn)有技術(shù)中，由于不存在電壓設(shè)定電路VSET，所以不能賦予軟啟動充電電壓Vss初始值，所以啟動之初的第二比較信號Vp2電壓值很小，甚至不大于零占空比電壓值Vzd ；導(dǎo)致了現(xiàn)有的同步整流變換器在預(yù)偏置開機的情況下無法達(dá)到一個合適的占空比。本實施例在啟動過程中，由電壓設(shè)定電路VSET賦予軟啟動充電電壓Vss —定的初始值，從而使得第二比較信號Vp2在一個較合適的初始電壓值Vp2tl之下開機，實現(xiàn)了所述同步整流變換器開機之初即存在一個合理的占空比。此外，需要說明的是，本實施例中所述第一比較信號Vpi與第二比較信號Vp2可以采用以下方式取得在鋸齒波電容Csw第一端與PWM負(fù)輸入端之間加入第一信號處理電路SP1 ;在反饋控制電路FB與PWM正輸入端之間加入第二信號處理電路SP2。鋸齒波電容Csw第一端的電壓被稱為鋸齒波信號Vsw,鋸齒波信號Vsw經(jīng)過第一信號處理電路SP1處理得到第一比較信號Vpi。其處理過程具體為第一比較信號Vpi與鋸齒波信號Vsw符合關(guān)系式Vpi=Ic1 *VSW+VB1，式中Ic1代表第一信號處理電路SP1的線性放大倍數(shù)，Vbi代表第一信號處理電路SP1的輸出直流偏移。反饋控制電路FB采樣變換器的輸出電壓V。，并產(chǎn)生反饋信號VFB，反饋信號Vfb經(jīng)過第二信號處理電路SP2處理后得到第二比較信號Vp2。其處理過程具體為第二比較信號Vp2與反饋信號Vfb符合關(guān)系式VP2=k2 VFB+VB2，式中k2代表第二信號處理電路SP2的線性放大倍數(shù)，Vb2代表第二信號處理電路SP2的輸出直流偏移。值得指出的是，第一信號處理電路SP1或第二信號處理電路SP2均具有多種可能的電路形式，一般而言完整的信號處理電路包含線性放大或衰減電路與直流偏移電路，線性放大或衰減電路決定線性放大倍數(shù)Ic1與k2，直流偏移電路決定輸出直流偏移Vbi與Vb2 ;但實際情況下，上述兩個信號處理電路既可以僅含有線性放大或衰減電路，即輸出直流偏移為零；也可以僅含有直流偏移電路，即線性放大倍數(shù)為I ;甚至可以省略信號處理電路，即輸出直流偏移為零且線性放大倍數(shù)為I。并且兩個信號處理電路之間互無關(guān)聯(lián)，二者可以采用相同或不同的實際結(jié)構(gòu)，對整體方案不構(gòu)成影響。還需要說明的是，所述同步整流變換器在啟動的過程中，軟啟動充電電壓Vss通過限制電路BUF直接限制反饋信號VFB，使反饋信號Vfb不大于軟啟動充電電壓Vss ;實際上在啟動過程中反饋信號Vfb —直與軟啟動充電電壓Vss相等，所以根據(jù)上述關(guān)系式可以得知Vp2=k2 VSS+VB2 ;則當(dāng)軟啟動充電電壓Vss的初始值為Vsstl，則VP2(l=k2 VSS0+VB2O參照圖2所示為本實施例中主要參數(shù)的波形圖，波形圖橫軸的端點表示所述同步整流變換器開機的時刻，即t=0。本實施例中，具體需要如何設(shè)定第二比較信號Vp2的初始值Vp2tl,需要經(jīng)過以下的數(shù)學(xué)計算過程鋸齒波電容Csw被充電的過程中,鋸齒波信號Vsw電壓上升的斜率為rsw ；
/則―=-T^ ;其中Isw為鋸齒波充電電流，Cswo為鋸齒波電容Csw的電容值；
SWO鋸齒波信號Vsw經(jīng)過第一信號處理電路SP1處理后得到第一比較信號Vpi,第一信號處理電路SP1的線性放大倍數(shù)為Ic1，則第一比較信號Vpi的電壓上升斜率為rP1 ；具體的，rPl= rsw ■ Jcl = Jcl;
L swQ根據(jù)三角形幾何關(guān)系可知，PWM的導(dǎo)通時間ton取決于第二比較信號Vp2與零占空比電壓Vzd的差值大小以及第一比較信號的上升斜率rP1 ；具體公式為= h；
rPi并且根據(jù)之前的描述可知，Vp2 = k2 VSS+VB2整理以上三個關(guān)系式，可以得到:ton=(kl.Vss +^2-VZD)-Cm,0
K hw
_ _ 門, ton (k, + Vm — V7n ) C n貝 fJZ)=——=--—-——
Tkx 'Isw'T
jr另一方面，由于在之前的論述中得到，D =
^ DEN聯(lián)立以上兩個關(guān)系式，則得到公式(I)Skl'VsslVB2~V^'C-° =^；
n t . ^ SW * 丄*' Dm也就是得到了當(dāng)輸入電壓、輸出電壓與占空比D達(dá)到平衡的情況下，分子電壓Vnum、分母電壓Vden、軟啟動充電電壓Vss及鋸齒波充電電流Isw四者的關(guān)系表達(dá)式(其余各項均為電路本身參數(shù))。由于在本發(fā)明中，電流設(shè)定電路ISET對輸入電壓Vi和輸出電壓V。進行采樣得到分母電壓VDEN，并利用所述分母電壓Vden生成鋸齒波充電電流Isw ;且電壓設(shè)定電路VSET對輸入電壓Vi和輸出電壓V。進行采樣得到分子電壓VNlH，并利用所述分子電壓Vnih賦予軟啟動充電電壓Vss —定的初始值；
所以利用電流設(shè)定電路ISET可以實現(xiàn)使得鋸齒波充電電流Isw與分母電壓Vden成正比，即Isw = gm Vden，其中g(shù)m代表電流設(shè)定電路ISET的跨導(dǎo)；利用電壓設(shè)定電路VSET可以實現(xiàn)軟啟動充電電壓Vss的初始值Vsstl與分子電壓Vnum成線性關(guān)系，即Vsstl = k VNra+VB,其中k代表電壓設(shè)定電路VSET的線性放大倍數(shù)，Vb代表電壓設(shè)定電路VSET的輸出直流偏移。將關(guān)系式Isw = gm Vden與Vsstl = k VNlH+VB代入公式(I)并整理，則得到一個在軟啟動充電電壓Vss的初始值等于Vsstl的情況下的關(guān)于分子電壓Vnum與分母電壓Vden的等式即公式(2)k k2 ■ Csw0 I^um ! {k2 ■ Vb + f B2 — J'zb)' Csw0^um .
Sm' k1 -T J- DENgm -k j - T- I DENIDEN通過公式(2)可見，只要滿足以下兩個條件$111*1^*丁 = 1^*1^2* Cswo且 k2 VB+VB2=VZD ;則公式(2)恒成立。在上述兩個條件當(dāng)中，所有項均為同步整流變換器電路自身參數(shù)，也就是說假如所述同步整流變換器自身的參數(shù)滿足此兩個條件，則無論輸入電壓與輸出電壓如何改變，變換器總能夠在開機時立刻獲得相匹配的占空比。對此還需要說明的是，同步整流變換器的預(yù)偏置電壓往往低于正常工作電壓，所以當(dāng)完成預(yù)偏置開機過程之后，同步整流變換器的輸出電壓V。還需要繼續(xù)上升達(dá)到其最終的標(biāo)準(zhǔn)輸出電壓。所以在這一過程中，軟啟動充電電壓Vss同樣需要從初始值Vsstl開始逐漸上升，以確保占空比的穩(wěn)步增大。所述軟啟動電路SS中包括軟啟動電容Css，軟啟動電容Css充電得到的電壓即軟啟動充電電壓Vss。本實施例中電壓設(shè)定電路VSET與軟啟動電容Css相連，必須考慮到開機之后電壓設(shè)定電路VSET對軟啟動充電電壓Vss產(chǎn)生的影響。也就是說，電壓設(shè)定電路VSET在開機之初利用分子電壓Vnih賦予了軟啟動充電電壓Vss初始值Vsstl,但當(dāng)軟啟動充電電壓Vss持續(xù)上升后，電壓超過了 Vsstl時，若沒有對電壓設(shè)定電路VSET進行過特別的處理，則軟啟動電容Css將對電壓設(shè)定電路VSET放電，以至于影響到整體的技術(shù)方案。本實施例中主要通過一下三種途徑解決上述問題一種辦法是通過制定電壓設(shè)定電路VSET的相關(guān)參數(shù)，使其賦予的軟啟動充電電壓初始值Vsstl略大于使公式(I)成立的軟啟動充電電壓Vss的理論值，所以開機后電壓設(shè)定電路VSET還能夠持續(xù)的向軟啟動電容Css充電，不產(chǎn)生能量的回流。第二種辦法是通過制定電壓設(shè)定電路VSET的相關(guān)參數(shù)，使其賦予的軟啟動充電電壓初始值Vsstl略小于使公式(I)成立的軟啟動充電電壓Vss的理論值，并將電壓設(shè)定電路VSET制作成單向電流輸出電路，即其輸出端只能輸出電流，不能吸收電流。第三種辦法是在電壓設(shè)定電路VSET中增加一個開機信號裝置，利用開機信號裝置發(fā)出開機信號，所述開機信號禁止電壓設(shè)定電路VSET在完成開機過程后繼續(xù)對軟啟動電容Css充電或放電。參見圖3所示，為本發(fā)明所述同步整流變換器的另一個具體實施例，本實施例中，所述同步整流變換器的拓?fù)湫问綖锽uck。
Vo在Buck變換器中，Vo = Vi *D;即￡> 二f，也就是說分子電壓VmM=V。，分母電壓
Vi
V =V
vDEN v i，
所以本實施例中電流設(shè)定電路ISET只對輸入電壓Vi采樣；電壓設(shè)定電路VSET只對輸出電壓V。米樣。本實施例中具體給出了在Buck變換器中，電流設(shè)定電路I SET、電壓設(shè)定電路VSET及其他部分電路的具體形式。具體如下電流設(shè)定電路ISET包括第一電阻R1 ;第一電阻1^的第一端連接輸入電壓Vi,第一電阻R1的第二端連接時鐘信號開關(guān)CLK的第一端和鋸齒波電容Csw的第一端；時鐘信號開關(guān)CLK的第二端和鋸齒波電容Csw的第二端均接地；鋸齒波電容Csw的第一端還連接第一信號處理電路SP1 ;第一信號處理電路SP1接入PWM負(fù)輸入端；電壓設(shè)定電路VSET具體包括，第二電阻R2,其第一端連接輸出電壓V。，第三電阻R3,其第一端連接第一偏移電壓Vbiasi ;第二電阻R2的第二端與第三電阻R3的第二端相連，并連接第一運算放大器OA1的正輸入端；第一運算放大器OA1的負(fù)輸入端連接其自身輸出端，并連接第一電流調(diào)節(jié)電阻Rssi第一端； 第一電流調(diào)節(jié)電阻Rssi的第二端連接軟啟動電容Css的第一端，軟啟動電容Css的第一端同時連接軟啟動充電電路Iss與限制電路BUF的輸入端；軟啟動電容Css的第二端接地；本實施例中所述軟啟動電容Css與軟啟動充電電路Iss構(gòu)成軟啟動電路SS ；限制電路BUF的輸出端連接第二信號處理電路SP2 ;同時反饋控制電路FB的輸出端連接第二信號處理電路SP2，反饋控制電路FB的輸入端同樣連接輸出電壓V。；第二信號處理電路SP2接入PWM正輸入端。本實施例所述同步整流變換器電路的工作原理與圖I所示實施例中一致，在此不作贅述，其參數(shù)的數(shù)學(xué)計算如下本實施例中所述電流設(shè)定電路ISET只包括第一電阻R1，在輸入電壓Vi遠(yuǎn)大于鋸齒波信號Vsw的電壓時，可以近似認(rèn)為鋸齒波充電電流Isw與輸入電壓Vi成正比，即妒其中Q1代表第一電阻R1的電阻值；gm代表電流設(shè)定電路ISET的跨導(dǎo)。
"""I另外本實施例中電流設(shè)定電路ISET同樣可以采用其他的具體形式，例如采用跨導(dǎo)放大器來。跨導(dǎo)放大器可以更加精確的獲取與分母電壓Vden成正比的鋸齒波充電電流Isw，不需要再取近似值。但其缺點電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，適用性相比單電阻較差，成本也更高。實際應(yīng)用中可以根據(jù)需要選擇單電阻或跨導(dǎo)放大器，以及其他任何能夠?qū)崿F(xiàn)類似功能的電路設(shè)備。在電壓設(shè)定電路VSET中，需要說明的是，本實施例中引入的第一偏移電壓Vbiasi,所述Vbiasi經(jīng)過第二信號處理電路SP2的處理，并疊加第二信號處理電路SP2的輸出直流偏移Vb2，二者疊加后的數(shù)值等于第一比較信號的谷底電壓值Vzd，從而消除了第一比較信號的谷底電壓值Vzd對于電路的干擾，也就是說第一偏移電壓Vbiasi起到的作用相當(dāng)于調(diào)零電路。對于本實施例中所述電壓設(shè)定電路VSET，根據(jù)電路原理可以得到，本實施例中軟啟動充電電壓Vss的初始值Vsstl滿足以下關(guān)系式Vss°=qttoT v°+ Vmsi;
I3I3這也就表示電壓設(shè)定電路VSET的線性放大倍數(shù)電壓設(shè)定電路VSET的輸出直流偏移^ 二 Q Q；q vHUSi ；其中Q2代表第二電阻R2的電阻值；Q3代表第三電阻R3的電阻值。所以將本實施例中的參數(shù)，代入圖I所示實施例中使公式(2)成立的兩個條件，SP得到本實施例中使公式(2)成立的兩個條件如下以上公式中，與圖I所示實施例相同字母表示的參數(shù)即是相同的參數(shù)。本實施例中，HVb2和Vzd都是電路的確定參數(shù)值，開關(guān)周期T依據(jù)功率電路的設(shè)計要求選定。而h、h、CswtI和Vbiasi則具有相當(dāng)大的設(shè)計自由度,只要選擇合適的器件和參數(shù)，就可以使得這兩個條件成立，實現(xiàn)無論輸入電壓與輸出電壓如何改變，變換器總能夠在開機時立刻獲得相匹配的占空比。
還需要說明的是,本實施例中所述電壓設(shè)定電路VSET避免軟啟動電容Css能量回流采用的是圖I所示實施例中所述三種解決途徑中的第一種。也就是本實施例中所述電壓設(shè)定電路VSET賦予的軟啟動充電電壓初始值Vsstl略大于使公式(I)成立的軟啟動充電電壓Vss的理論值，開機后電壓設(shè)定電路VSET還能夠通過第一電流調(diào)節(jié)電阻Rssi持續(xù)的向軟啟動電容Css充電。本實施例中，若采取其他兩種解決途徑，則需要相應(yīng)的修改本實施例中電壓設(shè)定電路VSET的結(jié)構(gòu)。具體如下參見圖4所示，將第一電流調(diào)節(jié)電阻Rssi替換為二極管D1, 二極管D1的陽極連接第一運算放大器OA1的輸出端，陰極連接第一運算放大器OA1的負(fù)輸入端并同時連接軟啟動電容Css的第一端；通過電路器件的參數(shù)選擇，使電壓設(shè)定電路VSET賦予的軟啟動充電電壓初始值Vsstl略小于使公式(I)成立的軟啟動充電電壓Vss的理論值。這也就使得電壓設(shè)定電路VSET的輸出端只輸出電流，不吸收電流；當(dāng)變換器開機后，軟啟動電容Css由軟啟動充電電路Iss繼續(xù)提供充電電流，而電壓設(shè)定電路VSET因為輸出電壓低于Vss電壓而自然反偏關(guān)閉。以上為所述第二種解決途徑。參見圖5所示，在圖4所示電壓設(shè)定電路VSET的基礎(chǔ)上，進一步增加一個開機信號裝置START，開機信號裝置START的第一端連接第二電阻R2的第二端，開機信號裝置START的第二端接地。在開機過程完成之后，開機信號裝置START強制電壓設(shè)定電路VSET輸出低電平，因此電壓設(shè)定電路VSET就會因輸出電壓低于Vss電壓而反偏關(guān)閉。圖5所示的電壓設(shè)定電路VSET賦予的軟啟動充電電壓初始值Vsstl可以略大于、略小于或等于使公式
(I)成立的軟啟動充電電壓Vss的理論值。參見圖6所示為本發(fā)明所述同步整流變換器公開又一個具體實施例。本實施例中，所述同步整流變換器的拓?fù)湫问綖锽oost。
\ / jV0 - V j在Boost變換器中;即/) = ^^，也就是說分子電壓VmM=VVi,分母
I-1)VO
電壓 Vden=V0 ； 所以本實施例中電流設(shè)定電路ISET只對輸入電壓V。采樣；電壓設(shè)定電路VSET對輸入電壓Vi與輸出電壓V。同時米樣。
本實施例中所述同步整流變換器的電路結(jié)構(gòu)大體上與圖3所示實施例一致，除以下部分稍作調(diào)整，具體為本實施中第一電阻R1的第一端連接輸出電壓V。；本實施例中所述電壓設(shè)定電路VSET具體如下，第四電阻R4的第一端連接輸出電壓V。，第五電阻R5的第一端連接第二偏移電壓Vbias2 ;第四電阻R4的第二端與第五電阻R5的第二端相連，并連接第二運算放大器OA2的正輸入端；第六電阻&的第一端連接輸入電壓Vi,第二端連接第二運算放大器OA2的負(fù)輸入端；第七電阻&的第一端連接第六電阻R6的第二端，第七電阻R7的第二端連接第二運算放大器OA2的輸出端；第二運算放大器OA2的輸出端同時連接第二電流調(diào)節(jié)電阻Rss2的第一端；第二電流調(diào)節(jié)電阻Rss2的第二端連接軟啟動電容Css的第一端。本實施例所述同步整流變換器的其余部分電路與圖3所示完全相同，工作原理也與圖3所示實施例一致，在此不作贅述。本實施例中引入的第二偏移電壓Vbias2，所述Vbias2 經(jīng)過第二信號處理電路SP2的處理，并疊加第二信號處理電路SP2的輸出直流偏移VB2，二者疊加后的數(shù)值等于第一比較信號的谷底電壓值Vzd，從而消除了第一比較信號的谷底電壓值Vzd對于電路的干擾，也就是說第一偏移電壓Vbias2起到的作用相當(dāng)于調(diào)零電路。對于本實施例中所述電壓設(shè)定電路VSET，根據(jù)電路原理可以得到，本實施例中軟啟動充電電壓Vss的初始值Vsstl滿足以下關(guān)系式
r-,r/_+^7vv I+^7v^sso =7- -----Kh +7；----^--^biasz
Q4 fO. Q,,Q0 Q4 I Q, Q6其中Q 4代表第四電阻R4的電阻值；Q 5代表第五電阻R5的電阻值；Q 6代表第六電阻R6的電阻值；Q 7代表第七電阻R7的電阻值。本實施例中為便于計算，在電路器件的選取上，使Q4=Q6; Q5=Q7。則上式可以簡化為:^sso =) + Vbias2 ；這也就表示電壓設(shè)定電路VSET的線性放大倍數(shù)A = ;電壓設(shè)定電路VSET的輸
出直流偏移Vb = Vbias2 o所以將本實施例中的參數(shù)，代入圖I所示實施例中使公式(2)成立的兩個條件，SP得到本實施例中使公式(2)成立的兩個條件如下'7=^' 1<2 ' 且 k2 VBIAS2+VB2 = Vzd ；以上公式中，與圖3所示實施例相同字母表示的參數(shù)即是相同的參數(shù)。本實施例中，HVb2和Vzd都是電路的確定參數(shù)值，開關(guān)周期T依據(jù)功率電路的設(shè)計要求選定。而Q 5、CswtI和Vbias2則具有相當(dāng)大的設(shè)計自由度,只要選擇合適的器件和參數(shù)，就可以使得這兩個條件成立，實現(xiàn)無論輸入電壓與輸出電壓如何改變，變換器總能夠在開機時立刻獲得相匹配的占空比。還需要說明的是,本實施例中所述電壓設(shè)定電路VSET避免軟啟動電容Css能量回流采用的是圖I所示實施例中所述三種解決途徑中的第一種。也就是本實施例中所述電壓設(shè)定電路VSET賦予的軟啟動充電電壓初始值Vsstl略大于使公式(I)成立的軟啟動充電電壓Vss的理論值，開機后電壓設(shè)定電路VSET還能夠通過第二電流調(diào)節(jié)電阻Rss2持續(xù)的向軟啟動電容Css充電。本實施例中，若采取其他兩種解決途徑，則需要相應(yīng)的修改本實施例中電壓設(shè)定電路VSET的結(jié)構(gòu)。具體如下參照圖7所示，在圖6所示電壓設(shè)定電路VSET的基礎(chǔ)上，去掉第二電流調(diào)節(jié)電阻Rss2,替換為第三運算放大器OA3與二極管D2,具體的第二運算放大器OA2的輸出端連接第三運算放大器OA3的正輸入端；二極管D2的陽極連接第三運算放大器OA3的輸出端，陰極連接第三運算放大器OA3的負(fù)輸入端并同時連接軟啟動電容Css的第一端；通過電路器件的參數(shù)選擇，使電壓設(shè)定電路VSET輸出電壓Vsstl略小于公式(I)成立的軟啟動充電電壓Vss的理論值。這也就使得電壓設(shè)定電路VSET的輸出端只輸出電流，不吸收電流；當(dāng)變換器開機后，軟啟動電容Css由軟啟動充電電路Iss繼續(xù)提供充電電流，而電壓設(shè)定電路VSET因為輸出電壓低于Vss電壓而自然反偏關(guān)閉。以上為所述第二種解決途徑。參照圖8所示，在圖7所示電壓設(shè)定電路VSET的基礎(chǔ)上，進一步增加一個開機 信號裝置START，開機信號裝置START的第一端連接第七電阻R7的第二端，開機信號裝置START的第二端接地。在開機過程完成之后，開機信號裝置START強制電壓設(shè)定電路VSET輸出低電平，因此電壓設(shè)定電路VSET就會因輸出電壓低于Vss電壓而反偏關(guān)閉。圖5所示的電壓設(shè)定電路VSET輸出電壓Vsstl可以略大于、略小于或等于使公式(I)成立的軟啟動充電電壓Vss的理論值。以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護范圍。
權(quán)利要求
1.一種同步整流變換器，其特征在于，所述同步整流變換器具體為 電流設(shè)定電路連接時鐘信號開關(guān)的第一端和鋸齒波電容的第一端；時鐘信號開關(guān)的第二端和鋸齒波電容的第二端均接地；鋸齒波電容的第一端接入比較器電路的負(fù)輸入端；電壓設(shè)定電路、軟啟動電路和限制電路依次串聯(lián)后，通過限制電路連接比較器電路的正輸入端；反饋控制電路連接比較器電路的正輸入端；所述比較器電路生成占空比信號，所述反饋控制電路連接輸出電壓V。； 所述電壓設(shè)定電路為軟啟動電路賦予軟啟動充電電壓初始值。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述同步整流變換器，其特征在于，所述變換器還包括第一信號處理電路和第二信號處理電路，具體為 所述鋸齒波電容利用第一信號處理電路生成第一比較信號并發(fā)送到比較器電路； 所述反饋控制電路利用第二信號處理電路生成第二比較信號并發(fā)送到比較器電路； 所述比較器存在開關(guān)周期，在一個開關(guān)周期當(dāng)中，當(dāng)?shù)谝槐容^信號的電壓低于第二比較信號的電壓，則比較器導(dǎo)通；當(dāng)?shù)谝槐容^信號的電壓高于第二比較信號的電壓，則比較器關(guān)閉。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述同步整流變換器，其特征在于，所述鋸齒波電容的第一端接入比較器電路的負(fù)輸入端具體為 鋸齒波電容的第一端通過第一信號處理電路接入比較器電路的負(fù)輸入端；所述第一信號處理電路包括第一線性放大衰減電路和/或第一直流偏移電路。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述同步整流變換器，其特征在于，所述反饋控制電路連接比較器電路的正輸入端具體為 反饋控制電路通過第二信號處理電路連接比較器電路的正輸入端；所述第二信號處理電路包括第二線性放大衰減電路和/或第二直流偏移電路。
5.根據(jù)權(quán)利要求2-4任意一項所述同步整流變換器，其特征在于，所述同步整流變換器電路的參數(shù)滿足以下關(guān)系式 gm · Ii1 · T = k · k2 · Cswo且k2 · VB+VB2=VZD ;其中g(shù)m為電流設(shè)定電路的跨導(dǎo)，Ii1為第一信號處理電路的線性放大倍數(shù)，k2為第二信號處理電路的線性放大倍數(shù)，k為電壓設(shè)定電路的線性放大倍數(shù)，T為比較器的開關(guān)周期，Cswtl為鋸齒波電容的電容值，Vb為電壓設(shè)定電路的輸出直流偏移，Vb2為第二信號處理電路的輸出直流偏移,Vzd為第一比較信號的谷底電壓值。
6.根據(jù)權(quán)利要求I所述同步整流變換器，其特征在于，所述電流設(shè)定電路具體為 電流設(shè)定電路包括單電阻，或電流設(shè)定電路包括跨導(dǎo)放大器；電流設(shè)定電路與輸入電壓和/或輸出電壓相連。
7.根據(jù)權(quán)利要求I所述同步整流變換器，其特征在于 當(dāng)所述同步整流變換器采用Buck拓?fù)洌瑒t所述電壓設(shè)定電路具體為，第二電阻的第一端連接輸出電壓，第三電阻的第一端連接第一偏移電壓；第二電阻的第二端與第三電阻的第二端相連，并連接第一運算放大器的正輸入端；第一運算放大器的負(fù)輸入端連接其自身輸出端，并連接第一電流調(diào)節(jié)電阻的第一端；第一電流調(diào)節(jié)電阻的第二端連接軟啟動電路。
8.根據(jù)權(quán)利要求I所述同步整流變換器，其特征在于 當(dāng)所述同步整流變換器采用Boost拓?fù)?，則所述電壓設(shè)定電路具體為第四電阻的第一端連接輸出電壓，第五電阻的第一端連接第二偏移電壓；第四電阻的第二端與第五電阻的第二端相連，并連接第二運算放大器的正輸入端；第六電阻的第一端連接輸入電壓，第二端連接第二運算放大器的負(fù)輸入端；第七電阻的第一端連接第六電阻的第二端，第七電阻的第二端連接第二運算放大器的輸出端；第二運算放大器的輸出端同時連接第二電流調(diào)節(jié)電阻的第一端；第二電流調(diào)節(jié)電阻的第二端連接軟啟動電路。
9.根據(jù)權(quán)利要求7或8所述同步整流變換器，其特征在于，所述電壓設(shè)定電路還包括 二極管和/或開機信號裝置。
10.根據(jù)權(quán)利要求I所述同步整流變換器，其特征在于，所述軟啟動電路包括 軟啟動電容與軟啟動充電電路，軟啟動電容的第一端連接軟啟動充電電路，第二端接地；并且軟啟動電容的第一端連接電壓設(shè)定電路與限制電路。
全文摘要
本發(fā)明實施例提供一種同步整流變換器，具體結(jié)構(gòu)為電流設(shè)定電路連接時鐘信號開關(guān)的第一端和鋸齒波電容的第一端；時鐘信號開關(guān)的第二端和鋸齒波電容的第二端均接地；鋸齒波電容的第一端接入比較器電路的負(fù)輸入端；電壓設(shè)定電路、軟啟動電路和限制電路依次串聯(lián)后，通過限制電路連接比較器電路的正輸入端；反饋控制電路連接比較器電路的正輸入端；所述比較器電路生成占空比信號，所述反饋控制電路連接輸出電壓Vo；所述電壓設(shè)定電路為軟啟動電路賦予軟啟動充電電壓初始值。
文檔編號H02M1/36GK102832800SQ20121035019
公開日2012年12月19日 申請日期2012年9月19日 優(yōu)先權(quán)日2012年9月19日
發(fā)明者陳永勝, 杜永生 申請人:北京新雷能科技股份有限公司, 深圳市雷能混合集成電路有限公司