專利名稱：用于在dcm期間提高開關(guān)模式調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)精確性的系統(tǒng)和方法
用于在DCM期間提高開關(guān)模式調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)精確性的系統(tǒng)
和方法
相關(guān)申請的交叉引用本申請要求2011年2月18日提交的美國臨時申請S/N 61/444，222以及2011年3月18日提交的美國臨時申請S/N 61/454，050的權(quán)益，這些申請的全部內(nèi)容出于所有意圖和目的通過引用結(jié)合于此。附圖簡述參考以下描述以及附圖將能更好地理解本發(fā)明的益處、特征以及優(yōu)點(diǎn)，在附圖中圖I是包括根據(jù)一個實施例實現(xiàn)的不連續(xù)傳導(dǎo)模式(DCM)校正的控制器的降壓型DC-DC開關(guān)模式調(diào)節(jié)器的簡化方框圖；圖2是根據(jù)一更具體示例性實施例的圖I的控制器的簡化示意性框圖，其中使用PWM信號檢測DCM期間的低載狀態(tài)以作出調(diào)整而改善調(diào)節(jié)；圖3是根據(jù)一示例性實施例的圖I的DCM校正網(wǎng)絡(luò)的更詳細(xì)框圖；圖4是根據(jù)圖I的控制器的更具體示例性實施例的控制器的示意性框圖，該實施例使用合成波紋來調(diào)節(jié)PWM脈沖和周期；圖5是示出根據(jù)一實施例的圖4的DCM校正網(wǎng)絡(luò)的操作的狀態(tài)圖；圖6-8是分別描述輸出電壓調(diào)節(jié)、DCM頻率和DCM PVCC電流因變于測試裝置的輸出負(fù)載的曲線圖；圖9是根據(jù)一個實施例的基于PWM跨導(dǎo)增益調(diào)節(jié)的DCM校正網(wǎng)絡(luò)的更詳細(xì)示意圖；

圖10是圖9的DCM校正網(wǎng)絡(luò)關(guān)聯(lián)于VO的輸出信號模擬的時序圖；圖11是根據(jù)另一示例性實施例的控制器的簡化示意性框圖，其中指示負(fù)載電流的信號用來在DCM期間檢測低載狀態(tài)以作出調(diào)整而改善調(diào)節(jié)；圖12是根據(jù)數(shù)字前端實施例的DCM校正網(wǎng)絡(luò)的簡化示意性框圖；圖13是根據(jù)模擬前端實施例的DCM校正網(wǎng)絡(luò)的簡化示意性框圖；圖14是根據(jù)另一實施例配置成基于調(diào)節(jié)值來調(diào)節(jié)工作頻率操作的電流模式遲滯窗控制調(diào)制器的簡化示意圖；圖15是根據(jù)另一實施例配置成基于調(diào)節(jié)值來調(diào)節(jié)PWM導(dǎo)通時間和工作頻率操作的恒定導(dǎo)通時間調(diào)制器的簡化示意圖；圖16是根據(jù)另一實施例配置成基于調(diào)節(jié)值來調(diào)節(jié)工作頻率操作的電壓模式調(diào)制器的簡化示意圖；圖17是根據(jù)另一實施例配置成基于調(diào)節(jié)值來調(diào)節(jié)工作頻率操作的峰值電流模式調(diào)制器的簡化示意圖；圖18是類似于圖4的控制器內(nèi)使用的用于調(diào)節(jié)PWM脈沖和周期的合成電流模式遲滯波紋調(diào)制器的簡化示意圖；圖19是根據(jù)另一實施例用以調(diào)節(jié)PWM截止時間的調(diào)節(jié)器的簡化示意圖20是示出圖19的調(diào)節(jié)器的操作的時序圖；以及圖21是一計算系統(tǒng)的簡化方框圖，該計算機(jī)系統(tǒng)配有包括根據(jù)本文描述的任何實施例或本發(fā)明其它任何實施例的配有DCM校正網(wǎng)絡(luò)的調(diào)節(jié)器的電源。
具體實施例方式給出以下描述以使本領(lǐng)域技術(shù)人員能在特定應(yīng)用及其需求的背景下作出和利用所提供的本發(fā)明。然而，優(yōu)選實施例的多種修改對本領(lǐng)域技術(shù)人員將會是明顯的，而且可將本文所限定的一般原理應(yīng) 用于其它實施例。因此，本發(fā)明不旨在受限于本文中示出和描述的特定實施例，而應(yīng)被給予與本文中披露的原理和新穎特征一致的最寬范圍。為了在脈寬調(diào)制(PWM)DC-DC轉(zhuǎn)換器中提供精確的調(diào)節(jié)精確性，一般圍繞誤差放大器采用積分器以大大增加控制環(huán)的直流(DC)或低頻增益。積分器和相應(yīng)補(bǔ)償器時間常數(shù)被設(shè)計成使瞬變速度和穩(wěn)定性最大化并同時使特定工作頻率下的偏移和調(diào)節(jié)誤差的其它來源減至最小。只要系統(tǒng)工作在工作頻率附近，大信號影響和放大器凈空問題就不足為
串
■/Qi、O然而，現(xiàn)代負(fù)載即使在輕載時也要求最大的轉(zhuǎn)換器功率效率。為此，架構(gòu)已開始利用開關(guān)頻率降低的不連續(xù)傳導(dǎo)模式(DCM)以降低開關(guān)損耗并提高功率轉(zhuǎn)換效率。由于頻率隨負(fù)載減小而降低，因此控制環(huán)積分器存儲不斷增多的電荷以解決該周期上的任何誤差。最終，誤差放大器到達(dá)其工作范圍的極限并在其干線減去凈空的任一狀態(tài)下飽和。此時，當(dāng)積分器無法再調(diào)節(jié)時，輸出電壓可形成調(diào)節(jié)誤差。該誤差本身表現(xiàn)為因變于負(fù)載，隨著負(fù)載變化至誤差放大器飽和的工作點(diǎn)以下，這形成增大的輸出阻抗。上面描述的問題的傳統(tǒng)解決方案是減慢積分器的時間常數(shù)以避免超出預(yù)定負(fù)載范圍的飽和。然而，這種解決方案產(chǎn)生額外的問題。首先，仍然存在飽和發(fā)生的負(fù)載(即這個問題只是被轉(zhuǎn)移了，而非消除了)。第二，減小時間常數(shù)對環(huán)路瞬變響應(yīng)具有消極影響。此外，適應(yīng)減小的時間常數(shù)需要額外的輸出電阻以響應(yīng)高負(fù)載場合保持輸出電壓向上。額外的輸出電容是不合需的。根據(jù)本文描述的實施例，一種更好的方法是對瞬變響應(yīng)幾乎沒有或完全沒有影響的在深度DCM操作中最小化輸出電阻和調(diào)節(jié)誤差。不是改變環(huán)路時間常數(shù)，而是調(diào)節(jié)至少一個其它調(diào)節(jié)控制變量，例如隨著周期增大而減少DCM脈沖的導(dǎo)通時間。隨著負(fù)載減小，周期增大并且DCM脈寬減小，直到脈沖窄至來自它的輸出波紋和DC偏移變得無關(guān)緊要為止?？墒褂酶鞣N調(diào)節(jié)度量來檢測低載狀態(tài)，例如在脈沖控制信號(例如用于調(diào)節(jié)的開關(guān)控制的PWM信號)的諸脈沖之間的周期或指示輸出電流的電流感測信號(例如電感器電流或負(fù)載電流)。調(diào)節(jié)調(diào)制操作以改善調(diào)節(jié)，例如調(diào)節(jié)脈沖導(dǎo)通時間(例如減小脈寬)、調(diào)節(jié)脈沖截止時間(例如減少脈沖間的截止時間)、調(diào)節(jié)調(diào)制頻率(例如提高頻率)等。各種方法在這里揭示為用于調(diào)節(jié)調(diào)制，例如調(diào)節(jié)控制放大器的增益、調(diào)節(jié)控制放大器的輸入和/或輸出、調(diào)節(jié)振蕩器的頻率(例如VCO等)、調(diào)節(jié)定時器超時等。圖I是根據(jù)一個實施例實現(xiàn)的補(bǔ)償式DC-DC開關(guān)模式調(diào)節(jié)器100的簡化框圖。調(diào)節(jié)器100包括耦合于輸出節(jié)點(diǎn)106以接收輸出電壓VO的控制器108。注意，反饋網(wǎng)絡(luò)或類似物(未示出)可用來感測VO并提供VO的感測版本(例如分壓器或類似物)而不是VO本身。控制器108以一般形式輸出，但它可以根據(jù)電壓模式控制、電流模式控制、恒定導(dǎo)通時間(或恒定頻率)等來實現(xiàn)，且可配置成模擬控制器或數(shù)字控制器或類似物?？刂破?08向上端開關(guān)Ql的柵極端子提供上端柵極驅(qū)動信號UGD并將下端柵極驅(qū)動信號LGD提供給下端開關(guān)Q2的柵極端子。在所示實施例中，電子開關(guān)Q1、Q2圖示為一對本領(lǐng)域內(nèi)技術(shù)人員熟悉的N溝道金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)管(MOSFET)。可采用其它類型的電子開關(guān)器件，包括其它類型的FET等以及其 它類型的晶體管，例如雙極結(jié)晶體管(BJT)或絕緣柵雙極晶體管(IGBT)等。開關(guān)Ql具有耦合在VIN和相節(jié)點(diǎn)104之間的漏極和源極端子，而開關(guān)Q2具有耦合在相節(jié)點(diǎn)104和地面(GND)之間的漏極和源極端子。開關(guān)Ql和Q2受到控制以通過在輸出電感器L 一端的相節(jié)點(diǎn)104切換輸入電壓VIN，該輸出電感器L的另一端耦合于形成輸出電壓VO的輸出節(jié)點(diǎn)106。相節(jié)點(diǎn)104形成圖示為VPH的相電壓，并且輸出電壓VO通過耦合在輸出節(jié)點(diǎn)106和GND之間的輸出電容器CO被濾波。在一個實施例中，控制器108從內(nèi)部形成脈寬調(diào)制(PWM)信號(圖2)，該信號用來控制開關(guān)Ql和Q2以將VO調(diào)節(jié)至預(yù)定的電壓電平。在正常工作中，控制器108工作在連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM)，其中一個或其它開關(guān)Ql、Q2針對每個PWM循環(huán)的整個部分導(dǎo)通(忽略開關(guān)之間的死區(qū)時間周期以確保在任何給定時間僅有一個開關(guān)是導(dǎo)通的)。例如，當(dāng)PWM變?yōu)橹甘疽还β什糠值牡谝粻顟B(tài)(例如變高)時，控制器108使Q2截止(如果它導(dǎo)通)并隨后使Ql導(dǎo)通以使相節(jié)點(diǎn)104耦合于VIN。當(dāng)PWM在同一循環(huán)內(nèi)切換至第二狀態(tài)(例如變低)，則控制器108使Ql截止并隨后使Q2導(dǎo)通以使相節(jié)點(diǎn)104在PWM循環(huán)的剩余時間耦合于GND。操作在CCM期間內(nèi)針對接下來的PWM循環(huán)以這種方式重復(fù)。控制器108控制PWM信號的占空比以進(jìn)行調(diào)節(jié)。控制器108進(jìn)一步在輕載狀態(tài)下工作在不連續(xù)傳導(dǎo)模式(DCM)或二極管仿真模式(DEM)等，以提高轉(zhuǎn)換器功率效率。在一個實施例中，在DCM期間，當(dāng)流過輸出電感器L的電流變?yōu)榱銜r，下端開關(guān)Q2截止并在PWM循環(huán)的剩余時間保持截止，而不是在PWM循環(huán)的全部剩余時間保持導(dǎo)通。在下一循環(huán)中，使Ql導(dǎo)通，產(chǎn)生流過電感器L的電流，并隨后截止并且Q2再次導(dǎo)通以減小流過電感器L的電流。同樣，當(dāng)電感器電流在下一循環(huán)到達(dá)零時，使Q2截止并保持截止直到下一周期。對于DCM，操作以這種方式重復(fù)?？刂破?08包括DCM校正網(wǎng)絡(luò)110以隨著周期增大而減少DCM期間的PWM脈沖導(dǎo)通時間。在一個實施例中，DCM校正網(wǎng)絡(luò)110監(jiān)測PWM脈沖之間的周期并產(chǎn)生多個信號，這些信號如本文中進(jìn)一步描述地隨著周期增大而減小脈寬。圖2是根據(jù)一更具體示例性實施例的控制器108的簡化示意框圖，其中使用PWM信號檢測DCM期間的低載狀態(tài)以作出調(diào)整而改善調(diào)節(jié)；控制器108包括誤差放大器201、脈寬調(diào)制器205、DCM校正網(wǎng)絡(luò)110、柵極驅(qū)動器207以及DCM控制網(wǎng)絡(luò)209?？刂破?08還包括用于耦合補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)(例如圖4的216)的輸入V0/FB和VC0MP、用于設(shè)定要求或目標(biāo)工作頻率的頻率設(shè)定輸入FSET以及用于驅(qū)動外部電子開關(guān)Ql和Q2的輸出信號UGD和LGD。輸入圖示為接收輸入電壓VIN。在一替代實施例中，VIN可間接導(dǎo)出而不是直接提供?？刂破?08可設(shè)置在集成電路(IC)或類似物上，其中輸入和輸出配置成IC引腳或其它?？刂破?08以簡化形式示出，其中其它輸入或輸出引腳由于對完全和透徹理解根據(jù)本發(fā)明的實施例來說是不需要的而未被示出。誤差放大器201將VO (或其感測到的版本，例如FB)與基準(zhǔn)電壓VREF比較并將補(bǔ)償電壓VCOMP提供給調(diào)制器205的輸入。調(diào)制器205可包括頻率控制網(wǎng)絡(luò)等，以使調(diào)制器205工作在由FSET控制的頻率下以形成PWM信號，該P(yáng)WM信號被提供給柵極驅(qū)動器207和DCM校正網(wǎng)絡(luò)110。柵極驅(qū)動器207形成UGD和LGD信號以控制外部開關(guān)Ql和Q2。DCM控制網(wǎng)絡(luò)209 —般檢測出針對DCM的合適狀態(tài)(例如輕載)并且如果適合就將控制器108置于DCM，否則允許DCM被啟用。DCM控制網(wǎng)絡(luò)209斷言(assert) DCM信號以在DCM期間激活DCM校正網(wǎng)絡(luò)110。DCM校正網(wǎng)絡(luò)110監(jiān)測PWM信號并將調(diào)節(jié)值A(chǔ)DJ提供給調(diào)制器205以如本文進(jìn)一步描述地那樣調(diào)節(jié)操作。ADJ值可實現(xiàn)為具有一個或多個調(diào)節(jié)值。圖3是根據(jù)一示例性實施例的DCM校正網(wǎng)絡(luò)110的更詳細(xì)框圖。DCM校正網(wǎng)絡(luò)110包括用于測量PWM脈沖間的當(dāng)前切換周期Tsw的切換周期測量網(wǎng)絡(luò)301、用于存儲當(dāng)前周期Tsw并提供前一 Tsw的存儲器303以及PWM脈沖導(dǎo)通時間解碼器305。前一 Tsw是當(dāng)前Tsw延遲一個開關(guān)循環(huán)的延遲版本。PWM脈沖導(dǎo)通時間解碼器305接收當(dāng)前Tsw和前一 Tsw并提供頻率控制ADJ值。ADJ值可具有若干種不同形式中的任何一種(例如電流、電壓、模擬、數(shù)字等)并可如下文中進(jìn)一步描述地控制若干不同工作參數(shù)中的任何一個或多個。一般來說，在DCM期間，ADJ值用來減小所選脈沖的PWM脈寬，這一般也會增加工作頻率。可基于效率和輸出電壓精確性之間的取舍來確定調(diào)節(jié)量。圖4是根據(jù)控制器108的更具體示例性實施例的控制器408的示意性框圖，該實施例使用合成波紋來調(diào)節(jié)PWM脈沖和周期。合成波紋調(diào)節(jié)感測或以其它方式復(fù)制橫跨輸出電感器(例如輸出電感器L)的電壓并產(chǎn)生提供給波紋電容器的相應(yīng)電流，其中橫跨波紋電感器形成的該波紋電壓指示流過輸出電感器的波紋電流。該合成產(chǎn)生的波紋電壓用來控制遲滯比較器等的切換以形成用于調(diào)節(jié)控制的PWM信號。輸入電壓VIN被提供給跨導(dǎo)放大器202的正電壓輸入，該跨導(dǎo)放大器202具有耦合于GND的負(fù)電壓輸入?？鐚?dǎo)放大器202具有可調(diào)的跨導(dǎo)增益GMl，其值通過由DCM校正網(wǎng)絡(luò)410提供的ADJ值確定或調(diào)節(jié)。在這種情形下，DCM校正網(wǎng)絡(luò)410是DCM校正網(wǎng)絡(luò)110的更具體配置，用以調(diào)節(jié)如本文中進(jìn)一步描述的合成波紋調(diào)節(jié)器中的跨導(dǎo)放大器的增益。DCM校正網(wǎng)絡(luò)410接收DCM啟用信號以在DCM模式下激活。如果不在DCM下，則將DCM校正網(wǎng)絡(luò)410和/或輸出ADJ禁用以不對跨導(dǎo)放大器202增益作出調(diào)節(jié)?？鐚?dǎo)放大器202具有耦合在供電電壓VDD和單刀單投(SPST)開關(guān)SWl的第一開關(guān)端子或極之間的一對輸出。VDD在各種場合用作相對于GND的源或電源。開關(guān)Sffl的另一開關(guān)端子耦合于“波紋”節(jié)點(diǎn)204并且開關(guān)SWl包括接收PWM信號的控制輸入。輸出電壓VO(或其感測版本)被提供給另一跨導(dǎo)放大器206的正電壓輸入，跨導(dǎo)放大器206的負(fù)電壓輸入耦合于GND。跨導(dǎo)放大器206具有跨導(dǎo)增益GM2。跨導(dǎo)放大器206的電流輸出端子耦合在節(jié)點(diǎn)204和GND之間。波紋電容器CR耦合在節(jié)點(diǎn)204和GND之間并且波紋電阻器RR耦合在節(jié)點(diǎn)204和提供“調(diào)節(jié)的”電壓電平VREG的節(jié)點(diǎn)208之間。VREG可以是GND或小恒定電壓，例如I伏(V)。波紋電流IR圖示為從節(jié)點(diǎn)204至節(jié)點(diǎn)208地流入波紋電阻器RR。
節(jié)點(diǎn)204形成波紋電壓VR并耦合于比較器210的反相㈠輸入。比較器210的非反相(+)輸入有選擇地耦合以接收形成在節(jié)點(diǎn)215上的補(bǔ)償電壓VCOMP或形成在窗節(jié)點(diǎn)213上的窗電壓W中的任一個。將內(nèi)部基準(zhǔn)電壓VREF提供給誤差放大器(EA)214的非反相(+)輸入。輸出電壓VO被提供給補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)216的輸入，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)216的輸出將反饋信號FB提供給EA 214的反相(-)輸入。如本領(lǐng)域內(nèi)技術(shù)人員所理解的那樣，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)216感測(例如使用諸如分壓器等的感測電路或類似物)并以其它方式提供輸出電壓VO的補(bǔ)償并形成FB信號。EA 214放大VREF和FB之間的差以形成反映輸出電壓VO的誤差的VC0MP。在所示實施例中，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)216和EA 214 一起形成具有補(bǔ)償?shù)姆e分器，用以控制環(huán)路。窗電流發(fā)生器212具有I禹合于窗節(jié)點(diǎn)213的輸出，用以將窗電流IW提供給窗電阻器RW的一端，窗電阻器RW的另一端稱合于節(jié)點(diǎn)215。窗節(jié)點(diǎn)213形成窗電壓W,該窗電壓W是經(jīng)調(diào)節(jié)的窗電壓VWA加上VC0MP，或W = VWA+VC0MP。作為比較器210輸入的節(jié)點(diǎn)213和215之間的選擇基于配置成如同由PWM信號控制的單刀雙投(STOT)開關(guān)那樣工作的開關(guān)SW2的狀態(tài)。比較器210的輸出提供用來控制開關(guān)SWl和SW2的PWM信號，并且該P(yáng)WM信號被提供給開關(guān)驅(qū)動器(SWD) 218的輸入。開關(guān)驅(qū)動器218具有提供UGD和IGD信號的相應(yīng)輸出，這些信號被提供給如前所述的功率電子開關(guān)Ql、Q2。
在正常CCM操作中，跨導(dǎo)放大器206基于輸出電壓VO (例如正比于基于206的跨導(dǎo)增益GM2的V0)從節(jié)點(diǎn)204恒定地汲取電流以持續(xù)對波紋電容器CR放電。當(dāng)開關(guān)SWl一旦斷言PWM信號而閉合時，跨導(dǎo)放大器202將基于輸入電壓VIN (例如與基于202的跨導(dǎo)增益GMl的VIN成比例)的電流通過開關(guān)SWl提供以對電容器CR充電。由于VIN大于V0，當(dāng)開關(guān)SWl閉合時，電容器CR基于GM1*VIN和GM2*V0之間的差通過集總電流充電。在一個實施例中，GMl和GM2在正常工作中配置成近乎相同的。然而要注意，ADJ如本文中進(jìn)一步描述地那樣調(diào)節(jié)GM1。當(dāng)開關(guān)SWl由PWM斷開時，電容器CR基于VO被放電。如本領(lǐng)域內(nèi)技術(shù)人員理解的，電壓VO被持續(xù)施加于輸出電感器L的一端。輸出電感器L的另一端在輸入電壓VIN和GND之間切換，這使波紋電流基于VIN和VO而流過輸出電感器L。如此，波紋節(jié)點(diǎn)204上的電壓VR是波紋電壓，它表征流過輸出電感器L的波紋電流。EA 214形成VCOMP信號作為補(bǔ)償電壓，該補(bǔ)償電壓指示輸出電壓VO的相對誤差。具體地說，將VO與基準(zhǔn)電壓VREF比較，該VREF表征VO的目標(biāo)電壓電平。當(dāng)PWM被斷言為其第一狀態(tài)時，VR電壓以恒定速率上升并且開關(guān)SW2選擇窗節(jié)點(diǎn)213，該窗節(jié)點(diǎn)213提供窗電壓W = VC0MP+VWA。當(dāng)VR的電壓高于VWA+VC0MP的電壓時，比較器210將PWM切換至其第二狀態(tài)，致使SW2切換以選擇節(jié)點(diǎn)215上的VCOMP并使開關(guān)SWl斷開，由此VR基于VO以恒定速率遞減。如此，比較器210充當(dāng)遲滯比較器，它比較VCOMP和W之間的窗電壓內(nèi)的合成波紋電壓VR。圖5是示出根據(jù)一實施例的DCM校正網(wǎng)絡(luò)410的操作的狀態(tài)圖。在正常CCM操作中，DCM校正網(wǎng)絡(luò)410要么被禁用要么就保持在不提供ADJ或者斷言ADJ的第一狀態(tài)SI，由此跨導(dǎo)放大器202保持在其正常增益值GMl (由此輸出電流GM1*VIN)。例如，在一個實施例中，ADJ在正常CCM操作中具有默認(rèn)電平或默認(rèn)值等。當(dāng)控制器408進(jìn)入DCM操作時，DCM校正網(wǎng)絡(luò)410被啟用并從第一狀態(tài)SI開始，此時具有正常增益GMl。在DCM期間，當(dāng)DCM校正網(wǎng)絡(luò)410檢測到PWM脈沖之間的切換周期Tsw大于176微秒(μ s)時，其轉(zhuǎn)變至第二狀態(tài)S2。在一個實施例中，在DCM期間每次激活PWM脈沖之間測量切換周期Tsw。在狀態(tài)S2，ADJ被斷言為第一調(diào)節(jié)值以增大跨導(dǎo)放大器202的增益達(dá)50%，或增大至1.5*GM1。在DCM期間，DCM校正網(wǎng)絡(luò)410繼續(xù)監(jiān)視每個新的切換周期(當(dāng)前Tsw)與緊鄰的前一個切換周期(前一 Tsff)以確定正常的工作狀態(tài)。當(dāng)切換周期Tsw大于80 μ s但小于272 μ s時，操作保持在狀態(tài)S2。如果，在狀態(tài)S2時，切換周期Tsw減至小于80 μ S，則操作返回到狀態(tài)SI。
如果，在狀態(tài)S2時，PWM脈沖間的下一切換周期超過272 μ s，則DCM校正網(wǎng)絡(luò)410轉(zhuǎn)變至第三狀態(tài)S3。在狀態(tài)S3，ADJ被斷言至第二調(diào)節(jié)值以將跨導(dǎo)放大器202的增益相對于其正常值增大達(dá)100%，或增大至2*GM1。如果，在狀態(tài)S3時，DCM脈沖間的下一檢測到的Tsw周期在80μ s和96μ s之間，則DCM校正網(wǎng)絡(luò)410轉(zhuǎn)變回狀態(tài)S2。如果，在狀態(tài)S3時，PWM脈沖間的下一測得切換Tsw周期小于80μ S，則操作轉(zhuǎn)變回狀態(tài)SI。否則，如果Tsw彡90 μ S，則操作保持在狀態(tài)S3?？偟貋碚f，在DCM期間或當(dāng)DCM允許時，將切換周期Tsw與一個或多個時間或時長閾值進(jìn)行比較。這些時長閾值的特定值是基于特殊應(yīng)用而確定的。基于在DCM期間是否滿足某些時長閾值來修改ADJ值，從而修改調(diào)制器的操作以改善DCM期間的調(diào)節(jié)。回來參見圖4，在比較器210的一個輸入建立VCOMP和W之間的窗電壓。當(dāng)PWM被斷言處于其第二狀態(tài)(例如低)時，則SWl斷開并且開關(guān)SW2在比較器210的非反相輸入 端選擇VC0MP。在這種情形下，VR基于GM2*V0以相對恒定速率向下斜變。當(dāng)VR到達(dá)VCOMP時，比較器210將PWM切換至其第一狀態(tài)，例如高，這使開關(guān)SWl閉合并使開關(guān)SW2選擇上限窗電壓W。在正常CCM操作中，VR基于GM1*VIN-GM2*V0UT以相對恒定速率向上斜變。當(dāng)VR向上斜變至W的電壓電平時，比較器210再次切換以使PWM切換回到其第二狀態(tài)。因此，每個PWM脈寬關(guān)聯(lián)于VR的上升斜變速率。在DCM中，當(dāng)切換周期Tsw滿足圖5所示的某些時長條件時，修正跨導(dǎo)放大器202的增益以增大VR的斜率，這減小了 PWM信號的脈寬(例如在狀態(tài)S2時減小33. 3%，在狀態(tài)S3時減小50% )。脈寬的減小也容易提高工作頻率。DCM校正網(wǎng)絡(luò)110是更一般的版本，其中ADJ值用來調(diào)整任何一個或多個已選參數(shù)以調(diào)整DCM期間的PWM脈寬。如之前陳述的，本文描述的實施例通過隨著周期在DCM期間增加而減小PWM脈沖的導(dǎo)通時間在深DCM操作時減小輸出阻抗和調(diào)節(jié)誤差，對瞬變響應(yīng)具有很小的影響或根本沒有影響。PWM脈寬可以多種方式中的一種而減小。在一個實施例中，參照圖4和圖5對前述合成波紋調(diào)節(jié)的跨導(dǎo)放大器的增益作出調(diào)節(jié)。增加跨導(dǎo)增益增大了 VR斜變上升的速率以及其橫跨窗電壓VWA的速度。這減小了 PWM脈沖導(dǎo)通時間和輸出電壓波紋，并由此增加了切換頻率。在另一實施例中，窗電阻器(例如RW)的值減小。減小窗電阻RW減小了 VWA的電壓。減小VWA窗減小了 PWM脈沖導(dǎo)通時間，同樣以較高的切換頻率為代價。在第三實施例中，窗電流IW的值減小(圖14)。減小窗電流IW也減小了 VWA的電壓，具有與在DWM脈沖導(dǎo)通時間減小電阻相同的效果。如下文中進(jìn)一步描述的那樣，替代性配置是針對其它類型的開關(guān)調(diào)節(jié)器構(gòu)思的，例如電壓模式調(diào)節(jié)器、電流模式調(diào)節(jié)器、峰值電流模式調(diào)節(jié)器、恒定導(dǎo)通時間調(diào)節(jié)器等。由于在環(huán)路誤差放大器處的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)不被調(diào)整，因此由于環(huán)路時間常數(shù)尚未改變而使瞬變響應(yīng)不受影響。跨整個負(fù)載譜維持輸出電壓調(diào)節(jié)。該方法的一種取舍是由于轉(zhuǎn)換器工作在比其在CCM正常工作時更高的DCM頻率下，因此可能存在輕載效率的某種程度降低。在一種特定應(yīng)用中，在O負(fù)載下添加大約400微安(μΑ)的PVCC電流。由于該部分具有大約5毫安(mA)的總靜態(tài)電流，因此存在少量取舍。要注意，PVCC是與VCC類似的電源電壓，但經(jīng)常與VCC分立并專用于柵極驅(qū)動場合(用來隔離或提供不同的供電電壓電平)。VCC通常用于集成電路(IC)的靜態(tài)偏壓。在某些場合下，PVCC在切換事件中吸取相對高的電流尖脈沖。電源設(shè)計者可基于哪個度量被認(rèn)為更重要而選擇在非常輕載效率和調(diào)節(jié)精確性之間如何作出取舍。
在一個實施例中，DCM校正電路110使用在每個PWM脈沖的上升沿重置的定時器。如果該周期比定時器上的設(shè)定點(diǎn)更長，則下一脈寬減小。如果下一周期比較短的設(shè)定點(diǎn)更長，則在較短脈寬前進(jìn)。圖6是針對測試裝置上的三個不同窗電阻器大小(RW = 15kQ、7.5kQ和
3.75kΩ)的因變于輸出負(fù)載電流(IO)的輸出電壓VO的曲線圖。隨著窗電阻器大小減小，輕載DCM偏移變得無關(guān)緊要。15kQ的窗電阻器大小是針對該場合典型的，并且與CCM中300千赫(kHz)的工作頻率對應(yīng)。如前所述修改跨導(dǎo)放大器的增益具有與減小窗尺寸相同 的效果，但還提供更好的抖動特性。圖7是繪出針對圖6同一測試裝置的因變于輸出負(fù)載(IO)和窗電阻器大小(RW=15kQ、7. 5kQ和3.75k Ω)的DCM頻率的曲線圖。隨著窗電阻器大小減小或隨著輸出負(fù)載增大，DCM頻率增大。圖8是繪出針對圖6的同一測試裝置的因變于輸出負(fù)載和窗電阻器大小(RW =15k Ω、7. 5k Ω和3. 75k Ω)的DCM PVCC靜態(tài)電流的曲線圖。隨著窗電阻器大小減小或隨著輸出負(fù)載增大，DCM PVCC靜態(tài)電流增大。圖9是根據(jù)一個實施例的用于基于PWM的跨導(dǎo)增益調(diào)節(jié)的DCM校正網(wǎng)絡(luò)901的更詳細(xì)示意圖。信號LB和CLK63K被提供給NAND門901的相應(yīng)輸入，該NAND門901具有耦合于逆變器903的輸入的輸出。逆變器903的輸出耦合于D型觸發(fā)器(DFF) 905的清零輸入。DFF 905是串聯(lián)結(jié)構(gòu)DFF 905-911中的第一個，每個DFF具有耦合回到其D輸入的逆變Q輸出(QN)。另外，DFF 905-910中每一個的QN耦合于串聯(lián)結(jié)構(gòu)中的下一 DFF的正極清零(CP)輸入。此外，DFF905-910中的每一個具有耦合于串聯(lián)結(jié)構(gòu)中的下一 DFF的負(fù)極清零(CN)輸入的非反相Q輸出。DFF 905-911串聯(lián)結(jié)構(gòu)形成延時電路，其中DFF 905-911的Q輸出分別輸出延時16μ s、32y s、64y s、128y s、256y s、512y s和1024 μ s的時鐘信號，這些信號分別圖示為信號16 μ、32μ ,64 μ ,128 μ ,256 μ、512μ和1024 μ。各具體定時值僅為示例性的并且可針對不同的配置或?qū)崿F(xiàn)予以修改。啟用信號ENAB被提供給逆變器913的輸入，該逆變器913的輸出耦合于NOR門915的一個輸入以及兩DFF 927,929的重置輸入。將信號MSCLK提供給NOR門915的另一輸入。將信號TRMDIS提供給NOR門915的第三輸入，NOR門915的輸出耦合于逆變器917的輸入以及DFF 927,929的CN輸入。逆變器的輸出被提供給延遲模塊921的輸入和DFF 927、929的CP輸入。在一個實施例中，延遲模塊921插入相對短的延遲，例如10納秒(ns)等。延遲模塊921的輸出被提供給每個DFF 905-911的重置輸入并提供給一對RS鎖存器923、925的重置輸入。信號DPl被提供給RS鎖存器923的置位輸入，該RS鎖存器923的Q輸出耦合于DFF 927的D輸入。DFF 927的Q輸出被提供給NAND門931的一個輸入，該NAND門931在其另一輸入接收信號DP2并具有耦合于逆變器933的輸入的輸出。逆變器933的輸出耦合于RS鎖存器925的置位輸入。RS鎖存器925的Q輸出耦合于DFF 929的D輸入。DFF 927的QN輸出被提供給第一多路復(fù)用器(MUX) 939的選擇輸入而DFF929的QN輸出被提供給第二 MUX 949的選擇輸入。信號128 μ和32 μ被提供給NAND門935的各個輸入，NAND門935的輸出通過逆變器937耦合于MUX 939的A輸入。信號64 μ被提供給MUX 939的B輸入，其輸出提供DPl信號，該DPl信號被提供給NOR門941的一個輸入和NAND門953的一個輸入。信號256 μ被提供給MUX 949的A輸入并且信號16 μ和64 μ被提供給NAND門945的各個輸入，NAND門945的輸出通過逆變器947耦合于MUX 949的B輸入。MUX 949的輸出提供信號DP2，該信號DP2被提供給NOR門941的另一輸入和逆變器951的輸入。逆變器951的輸出被提供給NAND門953的另一輸入。NOR門941的輸出由逆變器943反相，該逆變器943在其輸出側(cè)斷言信號DB。NAND門953的輸出斷言信號LESSGMB。DB是將GM1*VIN加倍且將PWM脈寬半分的輸出。LESSGMB使GM1*VIN增大50%。LB是在每個PWM脈沖后30 μ s被斷言并在PWM上重置的輸入。CLK63K是63Hz時鐘輸入。MSCLK是被斷言以發(fā)起每個P麗的輸入脈沖。ENAB和TRMDIS是重置電路的輸入。 圖10是圖9的DCM校正網(wǎng)絡(luò)901關(guān)聯(lián)于輸出電壓VO的輸出信號DB和LESSGMB模擬的時序圖。DB和LESSGMB的狀態(tài)也對應(yīng)于圖5的狀態(tài)圖的狀態(tài)SI、S2和S3。在時間Tl前，DB低并且LESSGMB高，這對應(yīng)于狀態(tài)SI。在時間Tl，DB變高并且LESSGMB變低，這對應(yīng)于狀態(tài)S2。VO上的波紋在時間Tl后顯著減小以改善調(diào)整。在時間T2，LESSGMB變高，這對應(yīng)于狀態(tài)S3。VO上的波紋在時間T2后進(jìn)一步減小以改善調(diào)整。圖11是根據(jù)另一示例性實施例的控制器1108的簡化示意性框圖，其中指示負(fù)載電流的信號用來檢測在DCM期間檢測低載狀態(tài)以作出調(diào)整而改善調(diào)節(jié)。控制器1108基本類似于控制器108，其中相同的部件用相同附圖標(biāo)記表示。在這種情形下，DCM校正網(wǎng)絡(luò)110由DCM校正網(wǎng)絡(luò)1110取代，DCM校正網(wǎng)絡(luò)1110接收電流感測信號ISEN。ISEN代表輸出電流，例如提供給耦合于輸出節(jié)點(diǎn)106的負(fù)載的負(fù)載電流，所述輸出節(jié)點(diǎn)106接收VO作為源電壓?？芍苯訙y得負(fù)載電流以形成提供給控制器1108的ISEN。該負(fù)載電流可間接測得以形成I SEN。在一個實施例中，例如監(jiān)測通過輸出電感器L的電流并確定電感器電流的DC值并將其作為ISEN提供給控制器1108。DCM校正網(wǎng)絡(luò)1110監(jiān)測ISEN信號(而不是PWM)并將ADJ值提供給頻率控制網(wǎng)絡(luò)203以調(diào)節(jié)操作。圖12是根據(jù)數(shù)字前端實施例的DCM校正網(wǎng)絡(luò)1210的簡化示意性框圖。在這種情形下，要么將負(fù)載電流(例如由ISEN表示)要么將切換周期(如PWM脈沖之間的周期Tsw表征)提供給一組N個比較器1211，每個比較器接收N閾值THLD1-THLDN中相應(yīng)的一個(其中N是正整數(shù))。比較器1211的輸出提供一組N觸發(fā)信號TR1-TRN，這些觸發(fā)信號被提供給邏輯解碼器/狀態(tài)選擇器1213的各個輸入，邏輯解碼器/狀態(tài)選擇器1213形成ADJ值。由此，由于負(fù)載電流(由ISEN表示)和/或切換周期Tsw到達(dá)某個預(yù)定(或可編程的)閾值(THLD1-THLDN)并且相應(yīng)地調(diào)整操作。調(diào)整值的電平基于觸發(fā)信號TRl-TRN的數(shù)目，該數(shù)目指示ISEN或Tsw的水平。圖13是根據(jù)模擬前端實施例的DCM校正網(wǎng)絡(luò)1310的簡化示意性框圖。在這種情形下，負(fù)載電流(例如由ISEN表征)被提供給比較器1311，該比較器1311將感測到的負(fù)載電流與閾值THLD比較。ISEN也被提供給比例和偏移網(wǎng)絡(luò)1313，該比例和偏移網(wǎng)絡(luò)1313通過一個或多個開關(guān)SW輸出ADJ值。比較器1311的輸出被提供給2輸入AND門(與門)1315的一個輸入，該2輸入AND門1315在另一輸入側(cè)接收DCM信號。當(dāng)DCM被斷言以指示DCM允許(或激活)時，并且當(dāng)ISEN達(dá)到THLD時，AND門1315使開關(guān)SW閉合以提供ADJ值以調(diào)整操作。當(dāng)然，如果DCM不被啟用或當(dāng)ISEN不滿足閾值條件時，就不調(diào)整操作。圖14是根據(jù)另一實施例配置成基于ADJ值來調(diào)節(jié)工作頻率操作的電流模式遲滯窗控制調(diào)制器1400的簡化示意圖。在本文中使用的調(diào)制器是用來在調(diào)節(jié)器的控制器中形成脈沖控制信號(例如PWM)的控制功能。VO或FB和VREF被提供給具有補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)(電阻器-電容器或RC網(wǎng)絡(luò))的誤差放大器1401，該補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)輸出VCOMP電壓至窗網(wǎng)絡(luò)1403。窗網(wǎng)絡(luò)1403類似于圖4所示的窗網(wǎng)絡(luò)，其不同之處在于VCOMP經(jīng)由上端窗電壓VWP和下端窗電壓VWN之間的一對窗電阻器RW居中?？鐚?dǎo)放大器1405等基于ADJ值來調(diào)節(jié)窗電流IW。窗電流IW的調(diào)節(jié)使調(diào)制器1400的工作頻率得以調(diào)整。例如在DCM期間減小窗電流提高了操作頻率。圖15是根據(jù)另一實施例配置成基于ADJ值來調(diào)節(jié)PWM導(dǎo)通時間和工作頻率操作的恒定導(dǎo)通時間調(diào)制器1500的簡化示意圖。在這種情形下，VO或FB和VREF被提供給誤差比較器1501的輸入，該誤差比較器1501具有用來對單步RS鎖存器1503置位以斷言PWM為高的輸出。當(dāng)PWM為高時，對電容器C 饋電的電流源用來重置鎖存器以將PWM拉回至低。當(dāng)PWM為低時，F(xiàn)ET開關(guān)1505等使電容器C接地以對下一 PWM循環(huán)保持重置低。電流源通常具有預(yù)定或恒定的正常工作電平。然而，在這種情形下，電流源是一可調(diào)的跨導(dǎo)放大器1507，該跨導(dǎo)放大器1507具有接收ADJ值的輸入和將電流提供給電容器C的輸出。ADJ值調(diào)節(jié)DCM期間提供給電容器C的電流量以調(diào)整PWM信號的脈寬，這進(jìn)一步調(diào)節(jié)了工作頻率。例如，增大電流致使更快的重置并因此PWM上具有相應(yīng)頻率的較窄脈沖增加。圖16是根據(jù)另一實施例配置成基于調(diào)節(jié)值來調(diào)節(jié)工作頻率的電壓模式調(diào)制器1600的簡化示意圖。在這種情形下，VO或FB和VREF被提供給具有補(bǔ)償(圖示為Zl和Z2，例如RC集成網(wǎng)絡(luò))的誤差放大器1601的相應(yīng)輸入，用以形成提供給比較器1603的VC0MP。比較器1603將VCOMP與由斜坡發(fā)生器1605提供的PWM RAMP信號比較并輸出PWM信號。PWM RAMP信號由電流源1607形成，電流源1607將斜變電流IRAMP提供給電容器C。電容器C的電壓通過由振蕩器等控制的FET開關(guān)1609等“清零”或重置回到零。振蕩器的斜變電流和頻率一般被確定為在正常操作中提供要求的工作頻率。在這種情形下，振蕩器是壓控振蕩器(VCO) 1611等，它可通過調(diào)節(jié)值被調(diào)整以調(diào)整DCM期間的工作頻率。VCO的輸出控制FET開關(guān)1609的柵極。盡管增大頻率也可調(diào)節(jié)PWM RAMP信號的峰值，然而在各實施例中，可例如通過相應(yīng)地調(diào)節(jié)IRAMP來維持峰值電平。在任何情形下，在DCM期間調(diào)整工作頻率。圖17是根據(jù)另一實施例配置成基于調(diào)節(jié)值來調(diào)節(jié)工作頻率的峰值電流模式調(diào)制器1700的簡化示意圖。在這種情形下，VO或FB和VREF被提供給具有補(bǔ)償(Zl、Z2)的誤差放大器1701的相應(yīng)輸入，用來形成提供給比較器1703的VC0MP。比較器1703將VCOMP與當(dāng)前斜變信號比較并輸出用來重置RS鎖存器1705以斷言PWM為低的重置信號。在正常工作期間通過振蕩器等對RS鎖存器1705置位以將PWM回拉至高。在這種情形下，振蕩器是VCO 1707等，它可通過調(diào)節(jié)值被調(diào)整以調(diào)整DCM期間的工作頻率。由此，在DCM期間調(diào)整工作頻率。圖18是類似于控制器408內(nèi)使用的合成電流模式遲滯波紋調(diào)制器1800以調(diào)節(jié)PWM脈沖和周期的簡化示意圖。在針對控制器408描述的類似方式下，波紋電壓VR跨波紋電容器CR形成。波紋電阻器RR耦合于波紋電壓并接收“公共”電壓VC0M，“公共”電壓VCOM的工作方式類似于前面描述的VREF的工作方式。在這種情形下，VR圖示為被提供給實現(xiàn)遲滯比較器的一對比較器1801、1803的相應(yīng)輸入，用來將VR與窗電壓VWP (上端窗電壓)和VWN(下端窗電壓)比較。比較器1801、1803的輸出用來對RS鎖存器1805置位和重置，RS鎖存器1805在其Q輸出側(cè)形成PWM信號。根據(jù)PWM占空比⑶受到控制的開關(guān)1807基于波紋電容器CR的輸入電壓VIN(GM -VIN)以與跨導(dǎo)放大器101和開關(guān)SWl的前述相同方式切換電流源1809。同樣，PWM可用來控制開關(guān)，該開關(guān)用來控制提供給波紋電容器CR的源電流。電流宿1811基于輸出電壓VO(GM ·νθ)以與從波紋電容器CR吸收電流相同的方式汲取電流。在這種情形下，不是調(diào)節(jié)形成源電流的跨導(dǎo)器件，而是分立的跨導(dǎo)放大器1813接收調(diào)節(jié)值以調(diào)節(jié)當(dāng)開關(guān)閉合時(當(dāng)PWM為高時)提供給波紋電容器CR的源電流的量。因此，例如，調(diào)節(jié)值增大源電流以調(diào)節(jié)(減小)PWM脈寬的導(dǎo)通時間。該頻率也可如前所述那樣相應(yīng)地增加。
在替代性實施例中，盡管未示出，調(diào)節(jié)值可用來調(diào)節(jié)汲入電流以調(diào)節(jié)(減小)PWM脈寬的截止時間。該頻率也可如前所述那樣相應(yīng)地增加。由此，并聯(lián)于電流源1809的跨導(dǎo)放大器1813可取代地并聯(lián)于電流宿1811設(shè)置。圖19是根據(jù)另一實施例用以調(diào)節(jié)PWM截止時間的調(diào)節(jié)器900的簡化示意圖。將調(diào)節(jié)值提供給定時器1901，該定時器1901具有提供給NAND (與非)門1903的一個輸入的輸出。NAND門1903的輸出被提供給N0R(或非)門1905的一個輸入，NOR門1905在其另一輸入側(cè)接收PWM，并在其對Q2柵極的輸出側(cè)斷言L⑶。盡管PWM圖示為被直接提供給上端開關(guān)Ql的柵極，然而PWM通常也可提供給驅(qū)動器(未示出)，該驅(qū)動器形成上端柵極驅(qū)動(UGD)電壓，該UGD電壓被提供給上端開關(guān)Ql (N0R門1905在本例中作為驅(qū)動器工作)。相位節(jié)點(diǎn)電壓VPH被提供給比較器1907的非反相輸入，比較器1907的反相輸入耦合于GND (或其它基準(zhǔn)電壓)。比較器1907的輸出被提供給AND門的一個輸入，該輸入在另一輸入接收反相的PWM信號并將其輸出端提供給RS鎖存器1911的置位輸入。PWM被提供給RS鎖存器1911的置位輸入，其Q輸出提供給NAND門1903的另一輸入。圖19示出通過調(diào)節(jié)值調(diào)節(jié)的操作。在這種情形下，定時器1901用來防止工作頻率在正常操作中落在預(yù)定最小電平之下，以維持在超聲水平下的頻率(例如高于25kHz)。調(diào)節(jié)值用來調(diào)節(jié)定時器1901的一個或多個定時參數(shù)以調(diào)節(jié)DCM期間的PWM截止時間。定時參數(shù)可以是定時器1901的超時，例如減小超時以增大頻率。圖20是示出調(diào)節(jié)器1900的操作的時序圖。V0、UGD和LGD針對正常DCM操作(最上方)和針對經(jīng)調(diào)節(jié)的DCM操作(最下方)相對時間繪出，其中相應(yīng)信號被對齊以示出調(diào)節(jié)。如圖所示，對于正常DCM操作，斷言UGD (與PWM變高同時發(fā)生)致使VO向上斜變，并隨后對UGD作非運(yùn)算(與PWM變低同時發(fā)生)，并斷言LGD以使VO向下斜變。LGD根據(jù)DCM較早截止并且VO更緩慢地向下斜變，直到響應(yīng)PWM回到高而再次斷言UGD時的下一循環(huán)。如圖所示，針對已調(diào)節(jié)的DCM操作，虛線從正常曲線圖復(fù)制。實線在下方曲線圖中示出經(jīng)調(diào)節(jié)操作。在這種情形下，調(diào)節(jié)定時器1901的時序參數(shù)，使LGD比正常情形更早地被斷言，這加速了輸出電壓VO的向下斜變。這個動作觸發(fā)了下一 PWM脈沖的較早開始，由此UGD相比正常CCM操作更早地被斷言。圖21是一計算系統(tǒng)系統(tǒng)2100的簡化方框圖，該計算機(jī)系統(tǒng)2100配有根據(jù)本文描述的任何實施例或本發(fā)明其它任何實施例的包括配有DCM校正網(wǎng)絡(luò)2105的調(diào)節(jié)器2103的電源2101。電源2101形成供電電壓(V0)，該供電電壓(VO)向計算機(jī)系統(tǒng)2100的其它系統(tǒng)設(shè)備供電。在圖示實施例中，計算機(jī)系統(tǒng)2100包括處理器2107和周邊系統(tǒng)2109，它們均耦合以從電源2103接收供電電壓。在所示實施例中，周邊系統(tǒng)2109可包括系統(tǒng)存儲器2111(例如包括RAM和ROM型器件和存儲器控制器等的任意組合)、輸入/輸出(I/O)系統(tǒng)2113的任意組合，所述I/O系統(tǒng)2113可包括系統(tǒng)控制器等，例如圖形控制器、中斷控制器、鍵盤和鼠標(biāo)控制器、系統(tǒng)存儲設(shè)備控制器(例如硬盤驅(qū)動器等的控制器)等。所示系統(tǒng)僅為示例性系統(tǒng)，因為許多處理系統(tǒng)和支持設(shè)備如本領(lǐng)域內(nèi)技術(shù)人員所知那樣可集成在處理器芯片上。雖然已參考本發(fā)明的某些優(yōu)選版本相當(dāng)詳細(xì)地描述了本發(fā)明，但可構(gòu)想其它可能 的版本和變型。本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解的是，他們能容易地利用所公開的概念和特定實施例作為基礎(chǔ)設(shè)計或修改其它結(jié)構(gòu)以提供本發(fā)明的相同目的，這不背離由所附權(quán)利要求限定的本發(fā)明的精神和范圍。
權(quán)利要求
1.一種具有不連續(xù)傳導(dǎo)模式(DCM)校正的用于切換模式調(diào)節(jié)器的控制器，所述控制器包括 校正網(wǎng)絡(luò)，所述校正網(wǎng)絡(luò)檢測指示在DCM期間的調(diào)節(jié)誤差的低載狀態(tài)，并斷言調(diào)節(jié)值，所述調(diào)節(jié)值指示所述低載狀態(tài)；以及 調(diào)制器，所述調(diào)制器在DCM期間接收所述調(diào)節(jié)值并相應(yīng)地調(diào)節(jié)所述控制器的操作以改善調(diào)節(jié)。
2.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于 所述調(diào)制器產(chǎn)生脈沖控制信號；以及 其中所述校正網(wǎng)絡(luò)測量脈沖控制信號的脈沖之間的周期并當(dāng)至少一個周期超出預(yù)定閾值時檢測所述低載狀態(tài)。
3.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于，還包括 輸入，所述輸入接收指示負(fù)載電流的電流感測信號；以及 其中當(dāng)所述電流感測信號落在預(yù)定閾值之下時所述校正網(wǎng)絡(luò)檢測所述低載狀態(tài)。
4.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于，所述調(diào)制器形成斜變控制信號并且所述調(diào)制器基于所述調(diào)節(jié)值調(diào)節(jié)所述斜變控制信號。
5.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于，所述調(diào)制器包括提供窗電流的放大器，所述窗電流用來形成窗電壓，并且所述放大器基于所述調(diào)節(jié)值來調(diào)節(jié)所述窗電流。
6.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于，所述調(diào)制器基于所述調(diào)節(jié)值來調(diào)節(jié)脈沖控制信號的至少一個脈沖的導(dǎo)通時間。
7.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于，所述調(diào)制器基于所述調(diào)節(jié)值來調(diào)節(jié)脈沖控制信號的脈沖之間的截止時間。
8.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于，所述調(diào)制器包括放大器，所述放大器具有可基于所述調(diào)節(jié)值調(diào)節(jié)的增益。
9.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于，所述調(diào)制器包括放大器，所述放大器具有接收所述調(diào)節(jié)值的至少一個輸入。
10.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于，所述調(diào)制器包括壓控振蕩器，所述壓控振蕩器具有通過所述調(diào)節(jié)值調(diào)節(jié)的頻率。
11.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于，所述調(diào)制器包括定時器，所述定時器具有通過所述調(diào)節(jié)值調(diào)節(jié)的超時周期。
12.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于 所述調(diào)制器產(chǎn)生脈沖控制信號； 其中所述校正網(wǎng)絡(luò)包括定時網(wǎng)絡(luò)，所述定時網(wǎng)絡(luò)將所述脈沖控制信號的脈沖間的周期與第一閾值時長和第二閾值時長比較，其中所述第二閾值時長大于所述第一閾值時長；以及 其中所述校正網(wǎng)絡(luò)一開始將所述調(diào)節(jié)值斷言至默認(rèn)值，當(dāng)超出所述第二閾值時長時，所述校正網(wǎng)絡(luò)將所述調(diào)節(jié)值斷言至第一調(diào)節(jié)值，當(dāng)超出所述第一閾值時長時，所述校正網(wǎng)絡(luò)將所述調(diào)節(jié)值保持在所述第一調(diào)節(jié)值，并且在沒有超過所述第一閾值時長的任何時間，所述校正網(wǎng)絡(luò)將所述調(diào)節(jié)值斷言至所述默認(rèn)值。
13.如權(quán)利要求12所述的控制器，其特征在于，所述定時網(wǎng)絡(luò)將脈沖控制信號的脈沖間的周期與第三閾值時長比較，所述第三閾值時長大于所述第二閾值時長，并且當(dāng)所述調(diào)節(jié)值處于所述第一調(diào)節(jié)值并且當(dāng)超出所述第三閾值時長時，所述校正網(wǎng)絡(luò)斷言所述調(diào)節(jié)值至第二調(diào)節(jié)值。
14.如權(quán)利要求13所述的控制器，其特征在于，所述定時網(wǎng)絡(luò)將脈沖控制信號的脈沖間的周期與第四閾值時長比較，所述第四閾值時長大于所述第一閾值時長且小于所述第二時長，并且當(dāng)所述調(diào)節(jié)值處于所述第二調(diào)節(jié)值并當(dāng)超出所述第一閾值時長同時沒有超出所述第四閾值時長時，所述校正網(wǎng)絡(luò)斷言所述調(diào)節(jié)值至所述第一調(diào)節(jié)值。
15.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于，所述校正網(wǎng)絡(luò)包括 多個比較器，每個比較器將調(diào)節(jié)感測信號與多個不同閾值中的相應(yīng)一個比較并提供相應(yīng)的多個觸發(fā)信號；以及 解碼器，所述解碼器基于所提供的所述多個觸發(fā)信號的數(shù)目斷言所述調(diào)節(jié)值至多個不同電平中的一個。
16.如權(quán)利要求I所述的控制器，其特征在于，所述調(diào)制器產(chǎn)生脈沖控制信號，并且所述校正網(wǎng)絡(luò)包括 切換周期測量網(wǎng)絡(luò)，所述切換周期測量網(wǎng)絡(luò)測量所述脈沖控制信號的脈沖間的周期并輸出當(dāng)前切換周期值； 存儲器，所述存儲器接收所述當(dāng)前切換周期值并提供前一切換周期值；以及脈沖解碼器，所述脈沖解碼器接收所述當(dāng)前切換周期值和所述前一切換周期值并輸出所述調(diào)節(jié)值。
17.—種能夠在提供輸出電壓的不連續(xù)傳導(dǎo)模式(DCM)期間提高調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)精確性的方法，包括 調(diào)制誤差信號以調(diào)節(jié)所述輸出電壓的電平； 檢測指示DCM期間的調(diào)節(jié)誤差的低載狀態(tài)并提供指示所述低載狀態(tài)的調(diào)節(jié)值；以及 基于所述調(diào)節(jié)值來調(diào)節(jié)所述調(diào)制以減小調(diào)節(jié)誤差。
18.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于 所述調(diào)制誤差信號包括產(chǎn)生脈沖控制信號；以及其中所述檢測低載狀態(tài)包括將所述脈沖控制信號的脈沖間的周期與至少一個閾值比較。
19.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，還包括 接收指示輸出電流的電流感測信號；以及 其中所述檢測低載狀態(tài)包括將所述電流感測信號與至少一個閾值比較。
20.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，所述調(diào)制包括形成斜變控制信號并且所述調(diào)節(jié)所述調(diào)制包括調(diào)節(jié)所述斜變控制信號。
21.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，所述調(diào)制包括形成窗電壓并且所述調(diào)節(jié)所述調(diào)制包括調(diào)節(jié)所述窗電壓。
22.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，所述調(diào)制包括形成振蕩信號并且所述調(diào)節(jié)所述調(diào)制包括調(diào)節(jié)所述振蕩信號的頻率。
23.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于 所述調(diào)制誤差信號包括產(chǎn)生脈沖控制信號；以及其中所述調(diào)節(jié)所述調(diào)制包括調(diào)節(jié)所述脈沖控制信號的至少一個脈沖的脈寬。
24.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于 所述調(diào)制誤差信號包括產(chǎn)生脈沖控制信號；以及 所述調(diào)節(jié)所述調(diào)制包括調(diào)節(jié)所述脈沖控制信號的脈沖間的截止時間。
25.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于，所述調(diào)節(jié)所述調(diào)制包括調(diào)節(jié)用來調(diào)制誤差信號的放大器的增益。
26.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，所述調(diào)節(jié)所述調(diào)制包括調(diào)節(jié)用來調(diào)制誤差信號的放大器的輸入。
27.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，所述調(diào)節(jié)所述調(diào)制包括調(diào)節(jié)用來調(diào)制誤差信號的定時器的超時周期。
28.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，所述檢測低載狀態(tài)包括將調(diào)節(jié)感測信號與多個閾值比較，并且所述提供調(diào)節(jié)值包括基于所述多個閾值中的哪一個被滿足而斷言所述調(diào)節(jié)值至多個值中的一個。
29.一種計算機(jī)系統(tǒng)，包括 處理器； 耦合于所述處理器的周邊系統(tǒng)，所述周邊系統(tǒng)包括存儲器；以及 耦合于所述處理器和所述周邊系統(tǒng)的開關(guān)模式調(diào)節(jié)器，所述開關(guān)模式調(diào)節(jié)器包括 開關(guān)網(wǎng)絡(luò)，所述開關(guān)網(wǎng)絡(luò)基于脈沖控制信號將輸入電壓轉(zhuǎn)換至輸出電壓，其中所述開關(guān)網(wǎng)絡(luò)在正常操作期間具有連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM)并在低載狀態(tài)期間具有不連續(xù)傳導(dǎo)模式(DCM)； 誤差網(wǎng)絡(luò)，所述誤差網(wǎng)絡(luò)將指示輸出電壓的信號與基準(zhǔn)電壓比較并提供指示比較結(jié)果的誤差信號； 調(diào)制器，所述調(diào)制器接收所述誤差信號，所述調(diào)制器形成用于控制所述開關(guān)網(wǎng)絡(luò)以調(diào)節(jié)所述輸出電壓的所述脈沖控制信號，并且所述調(diào)制器基于調(diào)節(jié)值調(diào)節(jié)調(diào)制操作；以及 校正網(wǎng)絡(luò)，所述校正網(wǎng)絡(luò)檢測指示在檢測到DCM期間的調(diào)節(jié)誤差的低載狀態(tài)，并當(dāng)檢測到所述低載狀態(tài)時斷言所述調(diào)節(jié)值。
30.如權(quán)利要求29所述的計算機(jī)系統(tǒng)，其特征在于，所述校正網(wǎng)絡(luò)測量所述脈沖控制信號的脈沖間的周期并當(dāng)至少一個周期超出至少一個預(yù)定閾值時檢測所述低載狀態(tài)。
31.如權(quán)利要求29所述的計算機(jī)系統(tǒng)，其特征在于，所述校正網(wǎng)絡(luò)接收指示輸出電流的電流感測信號并當(dāng)所述電流感測信號落在預(yù)定閾值之下時檢測所述低載狀態(tài)。
32.如權(quán)利要求29所述的計算機(jī)系統(tǒng)，其特征在于，所述調(diào)制基于所述調(diào)節(jié)值調(diào)節(jié)所述脈沖控制信號的脈沖導(dǎo)通時間、所述脈沖控制信號的脈沖截止時間以及調(diào)制頻率中的一個。
全文摘要
一種具有不連續(xù)傳導(dǎo)模式(DCM)校正的用于開關(guān)模式調(diào)節(jié)器的控制器，它包括校正網(wǎng)絡(luò)和調(diào)制器。校正網(wǎng)絡(luò)在DCM期間檢測指示調(diào)節(jié)誤差的低載狀態(tài)并斷言指示該誤差的調(diào)節(jié)值。調(diào)節(jié)器接收調(diào)節(jié)值并相應(yīng)地調(diào)節(jié)操作以在DCM期間改善調(diào)節(jié)。校正網(wǎng)絡(luò)接收或確定調(diào)節(jié)度量，例如脈沖控制信號的連續(xù)脈沖間的周期或指示負(fù)載電流的電流檢測信號，并將調(diào)節(jié)度量與一個或多個閾值比較以確定調(diào)節(jié)水平?？墒褂靡环N或多種方法作出調(diào)節(jié)，例如調(diào)節(jié)脈沖導(dǎo)通時間、調(diào)節(jié)脈沖截止時間、調(diào)節(jié)工作頻率等。
文檔編號H02M3/157GK102647085SQ20111016815
公開日2012年8月22日 申請日期2011年6月10日 優(yōu)先權(quán)日2011年2月18日
發(fā)明者R·S·A·菲爾布里克, S·P·勞爾 申請人:英特賽爾美國股份有限公司