專利名稱：多相諧振轉(zhuǎn)換器及控制其的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電壓轉(zhuǎn)換器，更具體地說涉及開關(guān)諧振電壓轉(zhuǎn)換器(switching resonant voltage converter)0
背景技術(shù)：
圖1是開關(guān)諧振電壓轉(zhuǎn)換器的高級(jí)框圖。在具有圖1的基本架構(gòu)并依據(jù)所使用諧振電路的配置進(jìn)行分類的諧振電壓轉(zhuǎn)換 器中，有所謂的LLC諧振電壓轉(zhuǎn)換器。這樣的轉(zhuǎn)換器的半橋(half-bridge)驅(qū)動(dòng)架構(gòu)在圖 2中示出。為了簡(jiǎn)單起見，將對(duì)半橋驅(qū)動(dòng)電壓轉(zhuǎn)換器進(jìn)行參考，盡管所解決的技術(shù)問題同樣 對(duì)全橋驅(qū)動(dòng)電壓轉(zhuǎn)換器有影響。特別是當(dāng)工作在高功率等級(jí)(> IkW)時(shí)，該架構(gòu)的弱點(diǎn)之一與流經(jīng)輸出電容器 Cout的AC電流有關(guān)。該AC電流具有大的峰值和rms值，從而與相同輸出電壓和功率的正向 (forward)電壓轉(zhuǎn)換器相比，其需要使用更大的、從而更累贅的電容器組來實(shí)現(xiàn)電容Cott。這 極大的加重了 LLC諧振轉(zhuǎn)換器的負(fù)擔(dān)，特別是在相對(duì)大功率密度的電源應(yīng)用中，例如，其中 其高效特性尤為有利的、用于服務(wù)器或用于電信系統(tǒng)的電源系統(tǒng)。所謂的多相或“交錯(cuò)(interleaving)”技術(shù)允許避免該缺點(diǎn)。多相電壓轉(zhuǎn)換器通 過并聯(lián)連接兩個(gè)或更多個(gè)相同架構(gòu)的開關(guān)轉(zhuǎn)換器以使其共享同一輸入電壓發(fā)生器并供給 同一輸出負(fù)載而獲得。此外，通過對(duì)功率開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)?shù)南辔豢刂?，有可能最?化或者在特定情況下甚至實(shí)際上抵消(nullify)轉(zhuǎn)換器輸出電流(有時(shí)甚至是輸入電流) 上的紋波。多相方法的其它優(yōu)點(diǎn)是有可能將總的功率需求細(xì)分在多個(gè)較小的轉(zhuǎn)換器之間，從 而使得較大的功率密度成為可能并使用所謂的“切相(Phase shedding) ”技術(shù)來優(yōu)化負(fù)載 電流在較大時(shí)間間隔內(nèi)的效率，即當(dāng)負(fù)載降低時(shí)關(guān)斷一個(gè)或多個(gè)相，通過減少數(shù)量的轉(zhuǎn)換 器來管理減少的需求，從而減少由于功率電路的寄生部件所產(chǎn)生的損耗，該損耗在低功率 狀態(tài)下可能占主要地位。交錯(cuò)技術(shù)實(shí)現(xiàn)了 1)轉(zhuǎn)換器輸出和輸入電流的紋波的減少；2)每個(gè)轉(zhuǎn)換器所管理的功率的減少，以及從而優(yōu)化了其尺寸；3)對(duì)大范圍輸出負(fù)載的效率的優(yōu)化，這是因?yàn)楫?dāng)在低功率下工作時(shí)可以關(guān)斷一個(gè) 或多個(gè)相電路(Phase circuit)并且由寄生部件所產(chǎn)生的損耗的減少；4)更大的功率密度和更小的波形因數(shù)(form factor)。為了達(dá)到上述有益效果，必須確保轉(zhuǎn)換器的負(fù)載被盡可能相等地在相電路之間細(xì) 分。這對(duì)在多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器中實(shí)施“交錯(cuò)”技術(shù)來說是很大的障礙。為了更好地說明該問題，參考圖4的三相LLC諧振電壓轉(zhuǎn)換器，盡管同樣的考慮經(jīng) 適當(dāng)?shù)淖儎?dòng)后也適用于不同類型和具有任何數(shù)目的相的諧振轉(zhuǎn)換器。
3
不同的相電路在同一頻率下被驅(qū)動(dòng)并且功率開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)彼此相位相差 120°，從而使輸出二極管的電流連續(xù)疊加。該工作狀態(tài)(functioning condition)在圖5 的時(shí)間圖中示出。在基波近似中，單一 LLC諧振相的工作由特性曲線(如圖6所示的特性曲線)定 量描述。圖中橫坐標(biāo)為工作頻率X，歸一化到與圖2諧振電路的元件Cr和Ls相關(guān)的串聯(lián)諧 振頻率，而縱坐標(biāo)為在次級(jí)繞組的節(jié)點(diǎn)上的電壓與輸入電壓之間的比M，其中該節(jié)點(diǎn)上的電 壓等于輸出電壓和轉(zhuǎn)變(translate)到初級(jí)電路的次級(jí)整流器上的電壓降之和。每條特性 曲線都與諧振電路的品質(zhì)因數(shù)Q有關(guān)，其與輸出電阻Rtm成反比。因此，Q基本上與輸出電 流Itm成比例并且每條曲線都基本上與負(fù)載電流的值有關(guān)。三相電路由同一輸入電壓供電，它們“看見(see)，，相同的輸出電壓并工作在相同 的頻率下。如果三相電路在它們之間是完全相同的，則其將工作在相同的電流幅度下，如圖 5中所示。然而，在實(shí)際實(shí)施情況下必須考慮不可避免的部件公差。這樣三相電路可能具有 比M的不同的值，這是由于各個(gè)次級(jí)整流器上的不同電壓降的影響以及χ的不同值和/或 Q與Itm之間的比例常數(shù)的不同值的影響，而這是因?yàn)槿齻€(gè)諧振電路的Ls，Cr和Lp的值之 間的不同。因此，各種相電路中的電流將在其之間不同，并且其中之一甚至可提供負(fù)載所需 的全部功率，而其它相不活動(dòng)(inactive)。這些理論預(yù)測(cè)通過仿真得以確認(rèn)。在圖7的圖表中示出了關(guān)于圖4轉(zhuǎn)換器的圖5 的相同信號(hào)，但是相電路2的電容器Cr的值減少了 10%，相電路3的電容器Cr的值增加 了 10%。流經(jīng)相電路1和3的電流接近零，相電路2的電流幾乎等于輸出電流。事實(shí)上， 只有相電路2在有效工作并且在相電路之間沒有交錯(cuò)。更確切地說，與圖5的理想情況相 比，相電路1的平均輸出電流減少了 97.4%，相電路2的平均輸出電流增加了 297%，相電 路3的平均輸出電流為零；輸出電流的紋波的峰至峰幅度除以其平均值已從17. 8%變到了 165%。輸出電流的rms值除以平均值為114%，AC分量的rms值為平均值的55%?？梢?預(yù)料到的是，這些值與單相LLC諧振電壓轉(zhuǎn)換器的那些值相似。該情況，經(jīng)示范性測(cè)試用例驗(yàn)證，是不可接受的，這是因?yàn)槠鋵⑵仁姑總€(gè)相位轉(zhuǎn)換 器至傳送整個(gè)輸出功率的大小，而沒有輸出電流的紋波的任何降低。在已公開美國專利申請(qǐng) No. 2008/0298093Al“Multi_phase resonant converters for DC-DC application”中，公開了一種由連接至同一輸入總線的三個(gè)半橋構(gòu)成的三相 LLC諧振電壓轉(zhuǎn)換器(參見圖4的架構(gòu)，其中增加了與兩個(gè)所述相電路并聯(lián)的另一相電 路)，維持以下(sustaining that)其自然能夠平衡相電流。事實(shí)上，僅僅考慮了完全相同 的轉(zhuǎn)換器的理想情形，忽略了部件之間的展開。在專利 US 6，970，366 "Phase-shifted resonant converter having reduced output ripple”中，公開了一種兩個(gè)LLC諧振轉(zhuǎn)換器的系統(tǒng)，其彼此同步并相位相差90° 以最小化總的紋波。該文獻(xiàn)未提到平衡兩個(gè)相位的問題。^t 由 H. Figge ^ A Pfi M JC $ "Paralleling of LLC resonant converter using frequency controlled current balancing"中(IEEE PESC 2008, June 2008, PP. 1080-1085)，提出了 一種將DC-DC降壓轉(zhuǎn)換級(jí)安裝在兩相LLC諧振轉(zhuǎn)換器的上游的系 統(tǒng)。輸出電壓的調(diào)節(jié)環(huán)路(regulation loop)對(duì)降壓所產(chǎn)生的電壓(并且從而兩個(gè)半橋的輸入電壓)進(jìn)行調(diào)制，對(duì)流經(jīng)兩相的電流進(jìn)行平衡的調(diào)節(jié)環(huán)路確定半橋的開關(guān)頻率，使其 相位相差90°。該架構(gòu)以采用附加的轉(zhuǎn)換級(jí)為代價(jià)解決了電流平衡的問題，而采用附加的 轉(zhuǎn)換級(jí)顯然降低了總效率并增加了轉(zhuǎn)換器電路的總復(fù)雜度?？梢酝ㄟ^占空比調(diào)節(jié)來提供平衡電流所必須的自由度通過這種方式，可以調(diào)節(jié) 施加給每個(gè)相的電壓的均值。然而，如圖8中的仿真所示，該方法只有在小的調(diào)節(jié)就足以獲 得滿意的平衡的情況下才能從事。實(shí)際上，明顯不同于50%的占空比將在變壓器的次級(jí)繞 組中和輸出二極管中產(chǎn)生很強(qiáng)的不對(duì)稱電流，這樣平衡問題只是移到了別處。為了實(shí)施該 方法，將必須精確地選擇諧振電路的無功(reactive)部件，而這成本昂貴。已知的交錯(cuò)諧振架構(gòu)的所認(rèn)識(shí)問題可能重新發(fā)生，因?yàn)槠鋵?duì)功率電路之間的差別 非常敏感并且難以找到將方便地用來補(bǔ)償單相電路之間的電流的隨之發(fā)生的不平衡的控 制變量，這對(duì)減少輸出電流的紋波來說是必要條件，這是實(shí)施交錯(cuò)的主要原因。

發(fā)明內(nèi)容
已經(jīng)發(fā)現(xiàn)一種新的多相諧振轉(zhuǎn)換器的架構(gòu)，其能夠維持每個(gè)相中的電流的良好平 衡，即使是在各個(gè)功率電路的部件之間存在相關(guān)差別時(shí)。這通過連接多相轉(zhuǎn)換器的初級(jí)繞組和/或次級(jí)繞組從而使各個(gè)實(shí)際或虛擬中性 (real or virtual neutral point) 呆胃胃^] (floating)而根據(jù)一個(gè)實(shí)施例，轉(zhuǎn)換器的初級(jí)繞組為星形連接，并且星形的實(shí)際中性點(diǎn)經(jīng)由通 常為關(guān)斷的(normally open)輔助開關(guān)耦合至參考電勢(shì)處的節(jié)點(diǎn)。該開關(guān)可在低負(fù)載電流 時(shí)閉合以用于關(guān)斷除一相之外的轉(zhuǎn)換器的所有相。根據(jù)另一實(shí)施例，該轉(zhuǎn)換器具有控制電路，該控制電路能取決于(in function of)輸入至控制電路的不同相(outphasing)信號(hào)產(chǎn)生彼此不同相的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。在每個(gè) 初級(jí)或次級(jí)繞組中流通的電流的電流傳感器適于產(chǎn)生各個(gè)感測(cè)信號(hào)，一個(gè)電路對(duì)感測(cè)信號(hào) 進(jìn)行比較并產(chǎn)生輸入至控制電路的不同相信號(hào)。通過該架構(gòu)，一種新的控制方法得以實(shí)施， 根據(jù)該方法，PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)彼此不同相以用于補(bǔ)償最后剩余電流的不平衡。還提供了一種新的多相諧振轉(zhuǎn)換器的控制方法。其預(yù)期有步驟當(dāng)由該轉(zhuǎn)換器傳 送的供電電流小于預(yù)先設(shè)定的最小閾值時(shí)，僅驅(qū)動(dòng)一相的半橋，維持另一相的半橋的低側(cè) 開關(guān)為導(dǎo)通，并關(guān)斷該諧振轉(zhuǎn)換器的其他半橋。通過用這樣的方式連接功率電路以便使初級(jí)或次級(jí)的實(shí)際或虛擬中性點(diǎn)浮動(dòng)，該 新方法可用于諧振電路的任何配置，例如LLC，LCC或其他，而與轉(zhuǎn)換器的相的數(shù)目無關(guān)。


圖1是典型諧振DC-DC轉(zhuǎn)換器的高級(jí)框圖。圖2示出了 LLC諧振半橋，其具有分離式(split)(中間抽頭)次級(jí)繞組并通過二 極管進(jìn)行全波整流。圖3是圖2轉(zhuǎn)換器工作在部件Ls和Cr相關(guān)的諧振頻率附近時(shí)的典型波形。圖4示出了代表性的已知三相LLC諧振轉(zhuǎn)換器，其中通過使三個(gè)半橋的驅(qū)動(dòng)信號(hào) 相位相差120°來獲得交錯(cuò)。圖5是通過圖4的轉(zhuǎn)換器的每個(gè)相的電流和驅(qū)動(dòng)信號(hào)(假定相同的相)。
圖6示出了半橋驅(qū)動(dòng)LLC諧振轉(zhuǎn)換器的傳輸特性。圖7為當(dāng)相電路2的電容減少10 %且相電路3的電容增加10 %時(shí)，與圖5波形類 似的波形。圖8a至8c示出了在相電路中占空比失衡的影響。圖9示出了在初級(jí)側(cè)具有隔離中性點(diǎn)的新的三相LLC諧振轉(zhuǎn)換器的實(shí)施例。圖10為當(dāng)處于圖7的失衡的相同的狀態(tài)下時(shí)，圖9轉(zhuǎn)換器的驅(qū)動(dòng)信號(hào)和相電路的 電流的時(shí)間圖。圖Ila至Ild示出了對(duì)于表1中指定的值而言初級(jí)電流和圖9的轉(zhuǎn)換器的各相的 DC輸出電流的測(cè)量結(jié)果。圖12a至12d示出了在表1中指定的值的情況下初級(jí)電流和圖9的轉(zhuǎn)換器的相電 路的DC輸出電流的測(cè)量結(jié)果，其中2. 7nF的另一電容器與相電路3的諧振電容器并聯(lián)。圖13為當(dāng)相電路φ 和φ2為活動(dòng)的(active)時(shí)圖9轉(zhuǎn)換器的主要信號(hào)的波形。圖14為當(dāng)僅有相電路φ 為活動(dòng)的時(shí)圖9轉(zhuǎn)換器的主要信號(hào)的波形。圖15為圖9轉(zhuǎn)換器的可選實(shí)施方式，其具有通常為關(guān)斷的輔助開關(guān)，該開關(guān)可最 終閉合以用于在僅有一個(gè)相電路為活動(dòng)的時(shí)將初級(jí)實(shí)際中性點(diǎn)接地。圖16為當(dāng)僅有相電路φ 為活動(dòng)的并且輔助開關(guān)閉合時(shí)圖15轉(zhuǎn)換器的主要信號(hào)的 波形。圖17a至17c為單個(gè)相電路的彼此不同相的調(diào)節(jié)環(huán)路的非限制性示例，以用于使 每個(gè)相電路的輸出電流的剩余失衡抵消。圖18為具有表1中所限定參數(shù)的轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換效率的示例性示圖，其取決于活動(dòng) 的相電路的數(shù)量。圖19為具有表1中所限定參數(shù)的轉(zhuǎn)換器的輸出電流的峰至峰紋波的幅度的仿真 結(jié)果圖，其取決于活動(dòng)的相電路的數(shù)量。圖20示出了能夠自平衡相電流的三相LLC諧振轉(zhuǎn)換器的第二實(shí)施方式。圖21為在初級(jí)處具有隔離中性點(diǎn)的圖20的轉(zhuǎn)換器在圖7的波形失衡的相同狀態(tài) 下的驅(qū)動(dòng)信號(hào)和相電流的時(shí)間圖。圖22為在初級(jí)處具有接地中性點(diǎn)的圖20的轉(zhuǎn)換器在圖7的失衡的相同狀態(tài)下的 驅(qū)動(dòng)信號(hào)和相電流的時(shí)間圖。圖23示出了能夠自平衡相電流的三相LLC諧振轉(zhuǎn)換器的第三實(shí)施方式。圖24為圖23的轉(zhuǎn)換器在圖7的失衡的相同狀態(tài)下的驅(qū)動(dòng)信號(hào)和相電流的時(shí)間 圖。
具體實(shí)施例方式將參考三相LLC諧振電壓轉(zhuǎn)換器對(duì)本發(fā)明的多個(gè)示范性實(shí)施方式進(jìn)行描述，但是 相同的考慮經(jīng)必要的修改后也可用于不同類型和/或具有任何其它相數(shù)的多相諧振電壓 轉(zhuǎn)換器。圖9中描述了能夠?qū)ο嚯娏髦g的失衡進(jìn)行限制的三相LLC諧振DC-DC電壓轉(zhuǎn)換 器。該三相LLC諧振電路在初級(jí)側(cè)連接至浮動(dòng)公共節(jié)點(diǎn)(實(shí)際中性點(diǎn))，這與中性點(diǎn)接地的圖4的現(xiàn)有技術(shù)轉(zhuǎn)換器不同。本公開的多相諧振DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器可使用圖4的現(xiàn)有技術(shù) 轉(zhuǎn)換器的半橋的相位相差了 120°的相同驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行控制。中性點(diǎn)的電勢(shì)不接地這一事實(shí)引起“負(fù)反饋”，其傾向于使單個(gè)相電路的工作點(diǎn)平 衡，從而防止單個(gè)相電路傳送負(fù)載所需的全部電流同時(shí)其他相電路實(shí)際上不活動(dòng)。這在圖 10的圖中是明顯的，該圖10描述了在相同失衡狀態(tài)下相對(duì)于圖5的現(xiàn)有技術(shù)轉(zhuǎn)換器使用用 于獲得圖7的圖的相同驅(qū)動(dòng)信號(hào)而獲得的波形。在本公開的多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器中，相電流遠(yuǎn)遠(yuǎn)比在圖4的已知轉(zhuǎn)換器中均勻 (uniform)。將圖10的時(shí)間圖與圖7的時(shí)間圖相比，可以認(rèn)識(shí)到推知，在前一種情況下，全部三 個(gè)相位均工作，具有這樣的最大失衡，該最大失衡是圖7的最大失衡的1/14 ；輸出電流波形 的峰至峰幅度減少到是以前的1/3或更小，AC電流的rms值減少到是以前的約1/4。這些顯著的結(jié)果還通過圖11和12的圖中所示的測(cè)量得到基本確認(rèn)，其在根據(jù)圖 9的方案所實(shí)現(xiàn)的原型(prototype)上執(zhí)行，其中設(shè)計(jì)參數(shù)如表1所示表 1
最小DC輸入電壓Vinmin320V額定DC輸入電壓Vin390V最大DC輸入電壓Vin—max420V調(diào)節(jié)輸出電壓Vout24V最大輸出電流Iout8A額定諧振電容器Cr22nF漏電感LrIlOuH磁化電感Lm585 μ H額定諧振頻率FrIOOkHz輸出電容器Cout100 μ F在許多應(yīng)用中，圖9的轉(zhuǎn)換器的性能在相電流平衡方面是非常令人滿意的并且不 需要任何特定的進(jìn)一步動(dòng)作來對(duì)其進(jìn)行改進(jìn)。在需要相電流的增強(qiáng)平衡的應(yīng)用中，可以通過調(diào)節(jié)半橋的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的彼此不 同相來滿意地使用圖9的轉(zhuǎn)換器。不同相引入了自由度，其為實(shí)施旨在抵消相電流之間的 任何剩余不平衡的調(diào)節(jié)環(huán)路的控制變量。任何本領(lǐng)域技術(shù)人員都可容易地實(shí)施公知的技術(shù)來執(zhí)行這樣的反饋控制。例如， 可以感測(cè)次級(jí)電流或諧振初級(jí)電流；可通過變流器或通過感測(cè)電阻器來執(zhí)行該感測(cè)；可通過彼此比較和/或使用參考值，或者通過使用具有頻率補(bǔ)償?shù)恼`差放大器，或者甚至是通 過模擬或數(shù)字處理來生成和處理誤差信號(hào)?？梢酝ㄟ^使相電路保持固定(用未變的驅(qū)動(dòng)信 號(hào)驅(qū)動(dòng)它)且調(diào)制其他相電路的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，或者通過調(diào)制所有相電路的驅(qū)動(dòng)信號(hào)等等來實(shí) 現(xiàn)控制。熟練的設(shè)計(jì)人員將考慮設(shè)計(jì)規(guī)范、特性、轉(zhuǎn)換器性能和成本約束來選擇最適合的控 制技術(shù)。當(dāng)輸出負(fù)載相對(duì)為低時(shí)，也可通過僅驅(qū)動(dòng)兩相電路并將最終呈現(xiàn)的其他(多個(gè)) 相電路維持隔離狀態(tài)來對(duì)新的多相諧振轉(zhuǎn)換器進(jìn)行控制，如圖13的時(shí)間圖所示，從而來改 進(jìn)轉(zhuǎn)換效率。如可注意到的，即使在這種工作狀態(tài)下兩個(gè)活動(dòng)的相仍完美平衡。當(dāng)轉(zhuǎn)換器應(yīng)當(dāng)傳送相對(duì)小的電流時(shí)，也可通過保持另一半橋的僅一個(gè)或多個(gè)低側(cè) 開關(guān)導(dǎo)通以閉合電路來驅(qū)動(dòng)新的多相諧振轉(zhuǎn)換器的單個(gè)半橋。通過以這樣的工作狀態(tài)驅(qū)動(dòng) 圖9的轉(zhuǎn)換器所得到的示例性時(shí)間圖在圖14中示出。圖15描述了多相轉(zhuǎn)換器的另一實(shí)施方式，其具有用于將初級(jí)電路的實(shí)際中性點(diǎn) 接地的通常為關(guān)斷的(normally off)輔助開關(guān)。如果轉(zhuǎn)換器必須傳送相對(duì)為低的輸出電 流，則僅有一個(gè)半橋被驅(qū)動(dòng)，其他半橋保持關(guān)斷并且輔助開關(guān)閉合。該工作狀態(tài)下獲得的示 范性時(shí)間圖在圖16中示出。圖18的圖中所示的實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示中-低負(fù)載狀態(tài)下的效率得以改進(jìn)。因此，當(dāng)負(fù) 載降低到最大額定負(fù)載的55%以下時(shí)關(guān)斷相電路以及當(dāng)負(fù)載變?yōu)樾∮谧畲筘?fù)載的30%時(shí) 以單個(gè)相電路進(jìn)行操作是可取的。當(dāng)僅有兩個(gè)相電路是活動(dòng)的時(shí)，看來易于以反相方式來驅(qū)動(dòng)兩個(gè)半橋當(dāng)?shù)谌?電路關(guān)斷時(shí)，相位調(diào)節(jié)環(huán)路(如果有的話)被禁用，并且相位相差從120° (或與該值差別 不太大的值，如果有相位調(diào)節(jié)環(huán)路的話)變化到180°。在該情況下轉(zhuǎn)換器以全橋模式被驅(qū)動(dòng)。該諧振電路的特性僅有稍許更改串聯(lián)地構(gòu)成電感和諧振電容二者。如果兩個(gè)諧 振電路相同，則諧振頻率不會(huì)改變；特性阻抗加倍，但是由于兩個(gè)次級(jí)電路電學(xué)上并聯(lián)，因 此品質(zhì)因數(shù)Q保持不變。事實(shí)上，存在有小的差異，因?yàn)閮蓚€(gè)諧振電路不完全匹配，從而轉(zhuǎn) 換器的輸出電壓的調(diào)節(jié)環(huán)路應(yīng)當(dāng)以受限方式起作用以對(duì)工作頻率進(jìn)行校正。不活動(dòng)的半橋的一個(gè)或多個(gè)低側(cè)MOSFET可保持導(dǎo)通以允許電流通過單相電路流 通。在第一種情況下，諧振電路(從兩個(gè)活動(dòng)的相電路切換至一個(gè)活動(dòng)的相電路)沒有(標(biāo) 稱上(nominally))改變；但是，工作狀態(tài)突然從全橋切換至半橋模式，因而使增益減半。這 要求轉(zhuǎn)換器的輸出電壓的調(diào)節(jié)環(huán)路的重度干涉以通過適當(dāng)降低工作頻率來補(bǔ)償該突然的 增益變化。在后一種情況下，所有相電路都參與能量的傳送(即使是以失衡的方式)，但是 在諧振電路的特性的很大變化的情況下，因而同樣在該情況下輸出電壓的調(diào)節(jié)環(huán)路必須能 夠降低工作頻率。多相諧振轉(zhuǎn)換器的其他示范性架構(gòu)在圖17a_17c中示出。這些轉(zhuǎn)換器具有在初級(jí) 或次級(jí)繞組中流通的電流的傳感器，其適于生成各個(gè)感測(cè)信號(hào)，并具有比較電路，其通過彼 此比較感測(cè)信號(hào)來產(chǎn)生不同相信號(hào)。這些不同相信號(hào)被用來調(diào)節(jié)半橋的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的彼 此不同相，從而進(jìn)一步平衡轉(zhuǎn)換器的不同相電路的工作狀態(tài)。根據(jù)實(shí)施方式，該比較電路感測(cè)相電路1 (φ )的電流與相電路2 (φ2)的電流之 間的差以及相電路2 (φ2)的電流與相電路3 (φ3)的電流之間的差，從而產(chǎn)生不同相信號(hào)(Δφ,.2, Δφ2.3)。使用這些不同相信號(hào)，調(diào)節(jié)相電路2的MOSFET的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相對(duì)于相電路 1 (其例如可視為參考)的MOSFET的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的彼此不同相和相電路3的MOSFET的驅(qū) 動(dòng)信號(hào)相對(duì)于相電路2的MOSFET的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的不同相。表2示出了用于評(píng)估由不同 相調(diào)節(jié)環(huán)路所執(zhí)行的校正的效果的示范性比較數(shù)據(jù)和隨之發(fā)生的不同相電路的輸出電流 之間的失衡的減小。表權(quán)利要求
一種開關(guān)控制多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器，包括通過各個(gè)半橋供電的多個(gè)初級(jí)繞組，連接至轉(zhuǎn)換器的輸出端并磁耦合至各個(gè)初級(jí)繞組的同樣數(shù)量的次級(jí)繞組，其特征在于所述初級(jí)或次級(jí)繞組被連接為使得實(shí)際或虛擬中性點(diǎn)是浮動(dòng)的。
2.如權(quán)利要求1所述的多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器，其中所述初級(jí)繞組為星形連接或多角形 連接。
3.如權(quán)利要求1所述的多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器，其中所述次級(jí)繞組為星形連接，所述轉(zhuǎn) 換器包括多相整流橋，該多相整流橋?qū)⒋渭?jí)繞組的其它非公共端連接至轉(zhuǎn)換器的輸出端。
4.根據(jù)前述權(quán)利要求中任何一項(xiàng)所述的多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器，其中所述相電路為3個(gè) 并且轉(zhuǎn)換器具有LLC型諧振電路。
5.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器，進(jìn)一步包括控制電路，該控制 電路適于生成取決于在輸入中提供給控制電路的不同相信號(hào)而彼此不同相的所述半橋的 PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。
6.如權(quán)利要求5所述的多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器，進(jìn)一步包括流經(jīng)所述初級(jí)繞組中的每一個(gè)的電流的傳感器，適于生成各個(gè)感測(cè)信號(hào)；用于將所述感測(cè)信號(hào)在彼此之間進(jìn)行比較的電路，適于生成所述不同相信號(hào)。
7.如權(quán)利要求5所述的多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器，進(jìn)一步包括流經(jīng)所述次級(jí)繞組中的每一個(gè)的電流的傳感器，適于生成各個(gè)感測(cè)信號(hào)；用于將所述感測(cè)信號(hào)在彼此之間進(jìn)行比較的電路，適于生成所述不同相信號(hào)。
8.如權(quán)利要求6所述的多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器，其中流經(jīng)所述初級(jí)繞組中的每一個(gè)的電 流的所述傳感器感測(cè)在關(guān)斷階段(OFF)期間的電流。
9.如權(quán)利要求2所述的諧振電壓轉(zhuǎn)換器，其中所述初級(jí)繞組為星形連接，進(jìn)一步包括 通常為關(guān)斷的開關(guān)，該通常為關(guān)斷的開關(guān)適于在負(fù)載下降至最小閾值以下時(shí)將所述實(shí)際中 性點(diǎn)接地。
10.一種以開關(guān)模式控制多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器的方法，包括通過各個(gè)半橋供電的多 個(gè)初級(jí)繞組；連接至轉(zhuǎn)換器的輸出端并磁耦合至各個(gè)初級(jí)繞組的同樣數(shù)量的次級(jí)繞組，所 述初級(jí)或次級(jí)繞組被如此連接以使得實(shí)際或虛擬中性點(diǎn)保持浮動(dòng)；適于產(chǎn)生所述半橋的 PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)的控制電路，其特征在于該方法包括調(diào)節(jié)所述半橋的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的彼 此不同相以平衡流經(jīng)所述繞組的電流的步驟。
11.一種以開關(guān)模式控制多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器的方法，包括通過各個(gè)半橋供電的多 個(gè)初級(jí)繞組；連接至轉(zhuǎn)換器的輸出端并磁耦合至各個(gè)初級(jí)繞組的同樣數(shù)量的次級(jí)繞組，所 述初級(jí)或次級(jí)繞組為星形連接，實(shí)際中性點(diǎn)為浮動(dòng)的；適于產(chǎn)生所述半橋的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào) 的控制電路，其特征在于該方法包括當(dāng)由轉(zhuǎn)換器傳送給負(fù)載的電流小于最小預(yù)先設(shè)定閾值 時(shí)僅驅(qū)動(dòng)所述半橋之一并使所述半橋中的至少另一個(gè)的低側(cè)開關(guān)保持導(dǎo)通的步驟。
12.—種以開關(guān)模式控制多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器的方法，包括通過各個(gè)半橋供電的多個(gè) 初級(jí)繞組；連接至轉(zhuǎn)換器的輸出端并磁耦合至各個(gè)初級(jí)繞組的同樣數(shù)量的次級(jí)繞組，所述 初級(jí)或次級(jí)繞組為星形連接，實(shí)際中性點(diǎn)經(jīng)由通常為關(guān)斷的開關(guān)耦合至公共地節(jié)點(diǎn)；適于 產(chǎn)生所述半橋的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)的控制電路，其特征在于該方法包括當(dāng)由轉(zhuǎn)換器傳送的電流 小于最小預(yù)先設(shè)定閾值時(shí)僅驅(qū)動(dòng)所述半橋之一并導(dǎo)通實(shí)際中性點(diǎn)的輔助接地開關(guān)的步驟。
全文摘要
本發(fā)明涉及多相諧振轉(zhuǎn)換器及控制其的方法。公開了一種開關(guān)控制多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器，包括通過各個(gè)半橋供電的多個(gè)初級(jí)繞組，連接至轉(zhuǎn)換器的輸出端并磁耦合至各個(gè)初級(jí)繞組的同樣數(shù)量的次級(jí)繞組，其特征在于所述初級(jí)或次級(jí)繞組被連接為使得實(shí)際或虛擬中性點(diǎn)是浮動(dòng)的。還公開了一種以開關(guān)模式控制多相諧振電壓轉(zhuǎn)換器的方法。
文檔編號(hào)H02M3/335GK101951152SQ20101026139
公開日2011年1月19日 申請(qǐng)日期2010年6月24日 優(yōu)先權(quán)日2009年6月24日
發(fā)明者C·阿德拉尼亞, E·奧利蒂, G·加塔瓦里, G·斯皮亞齊, P·馬塔韋利 申請(qǐng)人:意法半導(dǎo)體股份有限公司