專利名稱：直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)及系統(tǒng)中spwm逆變控制信號的調(diào)制方式的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種應(yīng)用在風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中的電能變換系統(tǒng)及控制方法。
背景技術(shù)：
50KW以下的小型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)主要是采用變速、直驅(qū)永磁同步發(fā)電機以及定槳距葉片 結(jié)構(gòu)。在這一結(jié)構(gòu)中，永磁同步發(fā)電機通常采用低電感永磁同步發(fā)電機，電機與整流器、直 流環(huán)節(jié)的電容器和電壓型逆變器VSI依次相連。低電感永磁同步發(fā)電機由于內(nèi)阻較小可以充 當(dāng)電壓源，采用PWM控制的電壓型逆變器可用來產(chǎn)生所需的正弦電流。但是這種結(jié)構(gòu)的主 要缺點是
1、 風(fēng)速范圍有限
由于低電感永磁同步發(fā)電機與電力電子整流器構(gòu)成的電壓源，其大小隨著風(fēng)速的變化有 很大的波動，可達幾十伏至二百伏左右，但電壓型逆變器的輸出電壓卻固定為220V AC或 380VAC，因此，要求輸入電壓不能過低。這就大大限制了能將電能回饋給電網(wǎng)的風(fēng)速范圍。 這對于風(fēng)速長期較低的地方來說，采用這樣的結(jié)構(gòu)便無法有效地利用系統(tǒng)設(shè)備。
2、 成本昂貴
對應(yīng)與低電感永磁同步發(fā)電機，現(xiàn)有的并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)需要復(fù)雜的電力電子電路和控制 算法，比如，為了提升低速下的電壓而采取的BOOST電路。由于逆變控制器的成本通常是 發(fā)電機成本的好幾倍，顯然，這大大增加了系統(tǒng)成本，也因此阻礙了小型并網(wǎng)風(fēng)機更為廣泛 的應(yīng)用。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是為避免上述現(xiàn)有技術(shù)所存在的不足之處，提供一種基于高電感永磁同步發(fā)電機 的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)及系統(tǒng)中SPWM逆變控制信號的調(diào)制方式，以期使風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)在風(fēng) 速很低的情況下同樣能發(fā)電，同時不再需要使用變流器的直流電容，以簡化控制系統(tǒng)，提高 整機發(fā)電效率，降低成本。
本發(fā)明解決技術(shù)問題采用如下技術(shù)方案-
本發(fā)明直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)特點是-
設(shè)置高電感永磁同步發(fā)電機與風(fēng)力機同軸相連，所述高電感永磁發(fā)電機的交流信號輸出 端串聯(lián)由功率二極管D1—D6組成的三相不可控整流器；以所述三相不可控整流器中輸出的 直流電流Ir作為后繼電流型逆變器輸入信號，所述電流型逆變器的輸出信號lout經(jīng)濾波器 濾波后以正弦波電流Ig饋送至交流電網(wǎng)eg;所述電流型逆變器由全控電力電子開關(guān)T5以及電流源型全橋逆變電路構(gòu)成，所述全控 電力電子開關(guān)T5是以正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM為控制信號；
設(shè)置基于數(shù)字信號處理器的DSP控制器，風(fēng)力發(fā)電機電流采樣信號Igenm、風(fēng)力發(fā)電機 電壓采樣信號Vgenm、并網(wǎng)電流采樣信號Igridm、電網(wǎng)電壓采樣信號Vgridm，以及所述三 相不可控整流器中輸出的直流電流采樣信號VSHl，電流型逆變電路輸出電流采樣信號Ioutm 分別接入所述DSP控制器的采樣信號輸入端，由所述DSP控制器生成用于控制電力電子開 關(guān)T5通斷的實時正弦波脈寬調(diào)制SPWM信號；以所述DSP控制器對構(gòu)成電流源型全橋逆 變電路的功率電子開關(guān)T1 T4執(zhí)行控制的順序為對應(yīng)于電網(wǎng)正半周，Tl、 T4導(dǎo)通，T2、 T3關(guān)斷；對應(yīng)電網(wǎng)負半周，T2、 T3導(dǎo)通，Tl、 T4關(guān)斷。
本發(fā)明直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM的調(diào)制方式的特點是釆用等面 積脈寬調(diào)制，所述等面積脈寬調(diào)制是按以下方式進行-
a、 所述正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM的調(diào)制波信號設(shè)定為兩倍電網(wǎng)頻率的正弦半波信號
Vref;
b、 所述正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM的載波信號為高頻鋸齒波載波信號V^，在每個周 期中，所述高頻鋸齒波載波信號V^的幅值與所述三相不可控整流器中輸出直流電流的積分 成正比，而頻率保持不變；
c、 將所述載波信號與調(diào)制波信號進行比較，在調(diào)制波信號大于載波信號時，輸出高電 平邏輯"1"，反之輸出低電平邏輯"0"，如此，得到一列高度及寬度不等、但面積按正弦 規(guī)律變化的SPWM脈沖控制信號，以所述SPWM脈沖控制信號控制電力電子開關(guān)T5得到
同樣波形的輸出電流Uv 。
本發(fā)明設(shè)置高電感永磁同步發(fā)電機直接與風(fēng)力機同軸相連，高電感永磁發(fā)電機輸出的交 流電流經(jīng)不可控整流器整流后，得到幅值不隨風(fēng)速的變化而變化的近似恒定直流電流源，以 此直流電流源作為電流型逆變器輸入信號，電流型逆變器的輸出信號經(jīng)濾波器濾波后以正弦 波電流饋送至交流電網(wǎng)；與此同時，全控電力電子開關(guān)T5是以正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM 為控制信號，恒定直流電流源經(jīng)由全控電力電子開關(guān)T5構(gòu)成的整型電路整形成SPWM電流 波形；電流源型全橋逆變電路將SPWM電流波形展成基波頻率與電網(wǎng)頻率一致的SPWM波 形并網(wǎng)電流。
本發(fā)明全控電力電子開關(guān)T5的正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM是根據(jù)風(fēng)力發(fā)電機電流采樣 信號Igenm、風(fēng)力發(fā)電機電壓采樣信號Vgenm、并網(wǎng)電流采樣信號Igridm、電網(wǎng)電壓采樣信 號Vgridm，以及所述三相不可控整流器中輸出直流電流采樣信號VSH1，電流型逆變電路輸出電流采樣信號Ioutm以及等面積脈寬調(diào)制原理由所述DSP控制器實時生成；T5的工作頻 率取決于SPWM信號調(diào)制中的鋸齒波的頻率。
與已有基于低電感永磁同步發(fā)電機的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)相比，本發(fā)明的有益效果體現(xiàn)
在
1、 本發(fā)明采用了高電感永磁同步發(fā)電機作為發(fā)電單元，由于高電感的作用，其輸出電 流是近似不變的，而定子中反電動勢電壓和漏抗都與速度成正比。這樣，高電感發(fā)電機就可 看成是一個近似的恒流源，其輸出電流不受風(fēng)速的影響。采用輸出電流為恒值的發(fā)電機會給 系統(tǒng)設(shè)計帶來方便，因為并網(wǎng)逆變器能向電網(wǎng)回饋可控的電流(其作用就像電壓源一樣)，大 大簡化了電力電子系統(tǒng)的設(shè)計和控制。節(jié)省了直流環(huán)節(jié)的電容，同時將直流環(huán)節(jié)的儲能電感 集成到永磁同步發(fā)電機的電感之中，又因逆變器成本通常是發(fā)電機成本的好幾倍，這不僅可 以增加并網(wǎng)型小型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的可利用的風(fēng)速范圍，同時，也可大大減少逆變控制器的成 本。此外，與傳統(tǒng)的電壓型并網(wǎng)逆變器不同，它不需高帶寬的電流傳感器和電流快速控制部 分，這大大簡化了控制器的設(shè)計。
2、 本發(fā)明采用全控電力電子開關(guān)T5與快速二極管組成電流波形整形及控制電路實現(xiàn) 并網(wǎng)電流的SPWM整形與控制，T5的工作頻率為SPWM中的鋸齒波載波頻率，而所述功 率電子開關(guān)T1 T4的工作頻率為電網(wǎng)頻率，與電壓型逆變電路以及常規(guī)電流型逆變電路相 比，所述功率電子開關(guān)T1 T4的工作頻率大大降低，因而也將大大降低所述功率電子開關(guān) T1 T4的動態(tài)損耗，從而提高整個系統(tǒng)的效率。
3、 本發(fā)明以具有開關(guān)損耗低、工作頻率高、安全工作區(qū)寬等優(yōu)良特性的絕緣柵極雙極 型晶體管IGBT作為功率電子開關(guān)，以所述功率電子開關(guān)T1 T4及電力二極管D8 D11聯(lián) 接成單相全橋逆變電路，可以實現(xiàn)直流一交流能量的逆變。
4、 盡管風(fēng)速波動時，高電感永磁同步發(fā)電機的輸出電流變化不大，但是其瞬時值還是 有一定的波動范圍。由于直流電流的波動，如果采用常規(guī)的SPWM調(diào)制技術(shù)，電流型逆變 器的輸出電流中所包含的三次諧波幅值將增加。本發(fā)明采用等面積脈寬調(diào)制控制策略，根據(jù) 所述三相不可控整流器將高電感永磁發(fā)電機輸出的交流電流整流輸出的實時脈動直流電流 的大小，產(chǎn)生脈寬及幅值均變化但面積按正弦規(guī)律變化的SPWM控制信號，使所述電流波 形整形電路以及單相電流型逆變電路輸出的并網(wǎng)電流的三次諧波幅值大幅降低，同時，盡可 能降低高電感電機的漏電感，提高系統(tǒng)的整體效率。
5、 與基于低電感永磁同步發(fā)電機系統(tǒng)相比，由于電感的升壓作用，所述基于高電感永 磁同步發(fā)電機的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)可以輸出與配電網(wǎng)并網(wǎng)電壓匹配的電壓，因而可以省去低頻升壓變壓器，從而可以減輕變換裝置的總體重量及提高系統(tǒng)的總體效率。6、本發(fā)明涉及的交流電網(wǎng)可以常規(guī)電網(wǎng)，也可以是柴油機或柴油機/蓄電池及其它可再 生能源(如太陽能、生物質(zhì)能等)復(fù)合發(fā)電系統(tǒng)提供的微型交流電網(wǎng)。本發(fā)明可以用于大功 率直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，也可以用于中小功率風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，特別是對于小功率風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)， 采用本發(fā)明系統(tǒng)將增加并網(wǎng)型小型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的可利用的風(fēng)速范圍，從而提高整個系統(tǒng)的 性價比。


圖1為本發(fā)明電路原理圖；圖2為圖1中風(fēng)力發(fā)電機輸出電流Ia、整流電路輸出電流Ir、電流整型電路輸出電流 Iinv、逆變器輸出電流I。ut及并網(wǎng)電流Ig的波形示意圖； 圖3為本發(fā)明所采用的等面積脈寬控制原理。圖4為本發(fā)明等面積PWM調(diào)制結(jié)果示意圖。 以下通過具體實施，并結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步說明具體實施方式
圖1所示，設(shè)置高電感永磁同步發(fā)電機與風(fēng)力機同軸相連，構(gòu)成直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)。當(dāng) 風(fēng)速達到系統(tǒng)切入風(fēng)速時，在風(fēng)力機的驅(qū)動下高電感永磁發(fā)電機輸出近似矩形波的交流電 流，如圖2 (a)所示。高電感永磁發(fā)電機輸出與由功率二極管D1—D6組成的三相不可控整 流器串連。三相不可控整流器將高電感永磁發(fā)電機輸出的交流電流整流，得到一個幅值基本 恒定的直流電流源，并且其幅值基本不隨風(fēng)速的變化而變化，如圖2 (b)所示。與整流電路輸出并聯(lián)的電力電子開關(guān)T5與快速二極管D7組成電流整形電路?；贒SP 的控制電路生成實時SPWM控制信號，控制電力電子開關(guān)T5的導(dǎo)通與關(guān)斷，從而將三相 不可控整流器電路輸出的直流電流整形成兩倍電網(wǎng)頻的SPWM電流波形，如圖2 (c)所示。 根據(jù)系統(tǒng)容量大小，電力電子開關(guān)T5可以為MOSFET、 IGBT或IGCT器件。功率電子開 關(guān)T1 T4及電力二極管D8 D11聯(lián)接成單相全橋電流型逆變電路，將所述電流整形電路輸 出的兩倍電網(wǎng)頻的SPWM電流波形展成基波頻率與電網(wǎng)頻率一致的SPWM電流波形，如圖 2 (d)所示。經(jīng)過LC低通濾波電路，得到正弦波并網(wǎng)電流Ig，如圖2 (e)所示。在實際工作中，由于高電感永磁同步發(fā)電機的漏電感為有限值，所述三相不可控整流電 路的輸出電流是呈周期波動的脈動直流電流，如圖4 (a)所示，為了消除所述三相不可控 整流電路的輸出電流的脈動所帶來的逆變器輸出電流諧波，同時使高電感永磁同步發(fā)電機漏 電感值處于合理的范圍，SPWM控制信號的產(chǎn)生采用等面積脈寬調(diào)制方式，包括1、 正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM的調(diào)制波信號設(shè)定為兩倍電網(wǎng)頻率的正弦半波信號，如 圖3中V^所示；2、 正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM的載波信號為高頻鋸齒波載波信號，如圖3中V^所示。 在每個周期中，三相不可控整流器中輸出直流電流的采樣值VSH1經(jīng)過放大器AM放大以后 作為積分電路ING的輸入信號，積分電路ING的輸出即為高頻鋸齒波載波信號V^，因此高頻鋸齒波載波信號Vcar的幅值是與三相不可控整流器中輸出直流電流的積分成正比，而頻率保持不變，這由定時重置電路RESET實現(xiàn)；3、 圖3中的比較電路CM將載波信號與調(diào)制波信號進行比較，在調(diào)制波信號大于載波 信號時，輸出高電平邏輯"l"，反之輸出低電平邏輯"0"，如此，得到一列高度及寬度不 等、但面積按正弦規(guī)律變化的SPWM脈沖控制信號。該控制信號控制T5時，從而將三相不 可控整流器電路輸出的直流電流整形成單極性的SPWM電流波形，經(jīng)過單相全橋電流型逆 變電路，得到如圖4 (c) Iout所示逆變器輸出電流。與常規(guī)的SPWM調(diào)制方式不同，所述 逆變器輸出電流的波形其高度及寬度不等、但面積按正弦規(guī)律變化的SPWM波形，如此， 可以降低所述三相不可控整流電路的輸出電流的脈動所帶來的逆變器的并網(wǎng)電流諧波幅值， 同時還可以降低高電機的漏電感值，從而提高系統(tǒng)的整體效率。此外，DSP控制單元DSPC0N還控制功率電子開關(guān)T1 T4，功率電子開關(guān)T1 T4采 用開關(guān)損耗低、工作頻率高、安全工作區(qū)寬等優(yōu)良特性的絕緣柵極雙極型晶體管IGBT，電 力二極管D8、 D9、 D10和D11的陰極分別與電子開關(guān)T1 T4的集電極串聯(lián)連接，使T1 T4能夠承受反向電壓并阻斷從發(fā)射極至集電極的反向電流；功率電子開關(guān)T1 T4及電力二 極管D8 D11聯(lián)接成單相全橋電流型逆變電路設(shè)置于串接二極管D7后的輸出回路中，DSP 控制單元對于功率電子開關(guān)T1 T4的控制順序為對應(yīng)電網(wǎng)正半周，Tl、 T4導(dǎo)通，T2、 T3關(guān)斷；而對應(yīng)電網(wǎng)負半周，T2、 T3導(dǎo)通，Tl、 T4關(guān)斷；從而將電流整形電路輸出的單 極性SPWM電流波形逆變成與基波分量與電網(wǎng)同頻率SPWM電流波形，其相位的大小根據(jù) 控制方式可以超前、滯后或與電網(wǎng)電壓同相位。具體實施中，相應(yīng)的電路設(shè)置也包括在大功率情況下，功率電子開關(guān)Tl T4還可以是可關(guān)斷晶閘管GTO，集成門極換流晶 鬧管IGCT。當(dāng)使用GTO或IGCT時，則圖1中的電力二極管D8 D11可以移去；由電感L、電容C組成的低通濾波電路與全橋電流型逆變電路連接，使單相全橋電流型 逆變電路輸出的SPWM波形接近正弦波，從而保證并網(wǎng)電流的總諧波畸變值低于規(guī)定的指 標。DSP控制器采用TMS320LF2812微處理器，功率電子開關(guān)T1 T4及電力二極管D8 Dll聯(lián)接成單相全橋電流型逆變電路；設(shè)置在串接有二極管D7之后的輸出回路中，DSP控 制單元對于功率電子開關(guān)T5的控制方式為基于等面積調(diào)制原理的正弦波脈寬調(diào)制SPWM， 對T1 T4的控制頻率50Hz (或電網(wǎng)頻率)，將電流整形電路輸出的單極性SPWM電流波 形逆變成基波與電網(wǎng)同頻率SPWM電流波形。其相位的大小，根據(jù)控制策略可以超前、滯 后或與電網(wǎng)電壓同相位。圖3和圖4所示，VSH1為直流母線電流Ir的測量值，該值經(jīng)過放達器放大，然后經(jīng) 積分電路進行積分運算。該積分電路按照一定的時鐘周期進行清零，這樣積分電路的輸出 是一系列等寬但幅值與不可控整流器輸出的直流電流成正比的鋸齒波載波信號。該載波信號 與設(shè)定為兩倍電網(wǎng)頻率的正弦半波信號調(diào)制波信號進行比較，將得到高和寬不等但面積按正 弦規(guī)律變化的SPWM波形。這表明，盡管不可控整流器輸出的直流電流是脈動的，但是采 用等面積脈寬調(diào)制技術(shù)同樣可以獲得SPWM脈沖輸出，從而達到使電流型逆變器輸出電流 為諧波含量較小的SPWM輸出電流I。ut的控制效果。圖4 (a)中，Ir為不可控整流電路輸出的脈動直流電流； 圖4 (b)中，Vcar為鋸齒波載波，Vref為兩倍電網(wǎng)頻率的正弦半波調(diào)制波； 圖4 (c)中，Iout為逆變器輸出的(LC濾波前)高和寬不等但面積按正弦規(guī)律變化的 SPWM電流波形；eg為電網(wǎng)電壓的波形。
權(quán)利要求
1、直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，其特征是設(shè)置高電感永磁同步發(fā)電機與風(fēng)力機同軸相連，所述高電感永磁發(fā)電機的交流信號輸出端串聯(lián)由功率二極管D1-D6組成的三相不可控整流器；以所述三相不可控整流器中輸出的直流電流Ir作為后繼電流型逆變器輸入信號，所述電流型逆變器的輸出信號Iout經(jīng)濾波器濾波后以正弦波電流Ig饋送至交流電網(wǎng)eg；所述電流型逆變器由全控電力電子開關(guān)T5以及電流源型全橋逆變電路構(gòu)成，所述全控電力電子開關(guān)T5是以正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM為控制信號；設(shè)置基于數(shù)字信號處理器的DSP控制器，風(fēng)力發(fā)電機電流采樣信號Igenm、風(fēng)力發(fā)電機電壓采樣信號Vgenm、并網(wǎng)電流采樣信號Igridm、電網(wǎng)電壓采樣信號Vgridm，以及所述三相不可控整流器中輸出的直流電流采樣信號VSH1，電流型逆變電路輸出電流采樣信號Ioutm分別接入所述DSP控制器的采樣信號輸入端，由所述DSP控制器生成用于控制電力電子開關(guān)T5通斷的實時正弦波脈寬調(diào)制SPWM信號；以所述DSP控制器對構(gòu)成電流源型全橋逆變電路的功率電子開關(guān)T1～T4執(zhí)行控制的順序為對應(yīng)于電網(wǎng)正半周，T1、T4導(dǎo)通，T2、T3關(guān)斷；對應(yīng)電網(wǎng)負半周，T2、T3導(dǎo)通，T1、T4關(guān)斷。
2、 權(quán)利要求1所述系統(tǒng)中正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM的調(diào)制方式，其特征是采用等面 積脈寬調(diào)制，所述等面積脈寬調(diào)制是按以下方式進行a、 所述正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM的調(diào)制波信號設(shè)定為兩倍電網(wǎng)頻率的正弦半波信號Vref;b、 所述正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM的載波信號為高頻鋸齒波載波信號V^，在每個周 期中，所述高頻鋸齒波載波信號V^的幅值與所述三相不可控整流器中輸出直流電流的積分 成正比，而頻率保持不變；c、 將所述載波信號與調(diào)制波信號進行比較，在調(diào)制波信號大于載波信號時，輸出高電 平邏輯"1"，反之輸出低電平邏輯"0"，如此，得到一列高度及寬度不等、但面積按正弦 規(guī)律變化的SPWM脈沖控制信號，以所述SPWM脈沖控制信號控制電力電子開關(guān)T5得到同樣波形的輸出電流Iinv 。
全文摘要
直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)及系統(tǒng)中SPWM逆變控制信號的調(diào)制方式，其特征是設(shè)置高電感永磁同步發(fā)電機與風(fēng)力機同軸相連，高電感永磁發(fā)電機的交流信號輸出端串聯(lián)三相不可控整流器；三相不可控整流器中輸出的直流電流作為后繼電流型逆變器輸入信號，電流型逆變器的輸出信號經(jīng)濾波器濾波后以正弦波電流饋送至交流電網(wǎng)；電流型逆變器由全控電力電子開關(guān)以及電流源型全橋逆變電路構(gòu)成，全控電力電子開關(guān)是以正弦波脈寬調(diào)制信號SPWM為控制信號。本發(fā)明使風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)在風(fēng)速很低的情況下同樣能發(fā)電，不再需要使用變流器的直流電容，簡化控制系統(tǒng)，提高整機發(fā)電效率，降低成本。
文檔編號H02J3/38GK101599649SQ20091011660
公開日2009年12月9日 申請日期2009年4月21日 優(yōu)先權(quán)日2009年4月21日
發(fā)明者明 丁, 健 張, 張國榮, 燕 杜, 汪海寧, 蘇建徽, 茆美琴 申請人:合肥工業(yè)大學(xué)