專利名稱：軟開關(guān)三相pwm逆變器輸出電流波形失真的補償方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及脈寬調(diào)制(PWM)三相逆變器,尤其涉及軟開關(guān)三相PWM逆變器輸 出電流波形失真的補償方法。
背景技術(shù)：
近年來，為了抑制電磁干擾(EMI)，減少功率開關(guān)器件的電壓、電流應(yīng)力及開關(guān) 損耗，人們普遍關(guān)注軟開關(guān)電力變換技術(shù)研究。釆用零電壓開關(guān)(ZVS)的PWM逆變 器便是其中之一。圖1為零電壓開關(guān)三相PWM逆變器控制電路，逆變橋上的各個 功率開關(guān)器件的導通都是在直流母線上電壓為零時進行的。由于每個功率開關(guān)器件 都并聯(lián)有緩沖電容，其關(guān)斷總是以零電壓切換(ZVS)進行的，故關(guān)斷時刻不受母線電 壓為零的約束。為了減少諧振電路的損耗和便于控制，PWM調(diào)制不采用傳統(tǒng)的三角 載波，而是采用鋸齒波。利用電流檢測電路檢測出三相電流的極性，定義電流流向 電動機時電流為正，反之為負。當逆變橋的輸出電流極性為正時采用正斜率鋸齒波， 為負時采用負斜率鋸齒波，如圖2所示。由于采用了交替的正負斜率鋸齒波進行PWM 調(diào)制，其輸出電流波形較單純用正斜率鋸齒波(或負斜率鋸齒波)調(diào)制時粗糙，即高次 諧波的幅值較大，見圖3。這也是零電壓開關(guān)PWM逆變器付出的一點代價。本發(fā)明 的目的在于減小軟開關(guān)脈寬調(diào)制三相逆變器的輸出電流波形的高次諧波。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供了一種軟開關(guān)三相P麗逆變器輸出電流波形失真的補償方法，其中，
包括下述步驟
l)分析步驟，包括-
測出各相電流的過零點；若過零點處相電流由負變正，則該電流所對應(yīng)的相脈 沖的位置是由緊靠載波周期的右邊改為緊靠載波周期的左邊；若過零點處相電流由 正變負，則該電流所對應(yīng)的相脈沖的位置正好相反；
把在鋸齒波斜率交替變化前后幾個載波周期中沒有進行電流補償?shù)碾娏鞑ㄐ魏?對應(yīng)的脈寬調(diào)制信號與鋸齒波不翻轉(zhuǎn)時對應(yīng)的載波周期中的電流波形作比較，得出 補償后要生成的目標電流波形；
由所述目標電流波形反推出補償電流波形所需的PWM脈沖寬度的計算公式；
2) 編程步驟，包括
把所述計算公式編寫成補償所述輸出電流波形的一般控制程序； 將所述一般控制程序輸入所述軟開關(guān)脈寬調(diào)制三相逆變器的控制電路中的數(shù)字 信號處理器；以及
3) 補償步驟
把包括所述電流波形的頻率、所述鋸齒波的周期以及調(diào)制度等具體參數(shù)賦予一 般控制程序，在所述控制電路中運行該程序，對所述輸出電流波形進行補償。


圖1是零電壓開關(guān)三相PWM逆變器控制電路； 圖2示出鋸齒波正負斜率與電流極性的關(guān)系； 圖3示出未經(jīng)補償?shù)妮敵鲭娏鞯牟ㄐ危?圖4是電流極性翻轉(zhuǎn)時K0到i〉0的波形； 圖5是電流極性翻轉(zhuǎn)時i>0到i〈0的波形；
圖6是實施本發(fā)明的補償方法前的PWM模式； 圖7是實施本發(fā)明的補償方法后的PWM模式； 圖8是實施本發(fā)明的補償方法后輸出電流波形。
具體實施例方式
從圖3的電流波形可以看出，電流波形失真都是在三相電流極性轉(zhuǎn)換時，即從i<0 到i>0或從i>0到i〈0時出現(xiàn)電流波形失真，從而可以看出電流波形失真是由于正負 斜率鋸齒載波根據(jù)電流極性翻轉(zhuǎn)時造成的，下面就從這方面分析其失真原因。
圖4是電流極性翻轉(zhuǎn)時i〈0到i〉0的波形。從圖中可以看出，由于電流極性的翻轉(zhuǎn)， 鋸齒載波從負鋸齒載波變?yōu)檎忼X載波，PWM脈沖的高電平從緊靠載波周期的右面 變到緊靠載波周期的左面，使兩個載波周期中的PWM脈沖的高電平連在一起(圖ll 中最上面一個脈沖波形)，從而電流波形比鋸齒載波不翻轉(zhuǎn)時抬高了 (圖ll中最下面 一個波形)。為了使電流波形與鋸齒載波不翻轉(zhuǎn)時等效，就必須使電流極性翻轉(zhuǎn)后的 第一個載波周期中的脈沖寬度減小，減小電流上升時間，增大電流下降時間(圖ll 中最下面一個波形的虛線部分)，這樣使輸出電流波形的等效中心線與不翻轉(zhuǎn)鋸齒載 波極性時的電流波形相一致。據(jù)此反推出在電流極性翻轉(zhuǎn)后的第一個載波周期中的 PWM脈沖寬度，如式(1) (3)。
圖5是電流極性翻轉(zhuǎn)時i〉0到i〈0的波形，與前面的情況正好相反。 從以上分析可以看出，要使電流波形不失真就必須對電流極性翻轉(zhuǎn)后的一個載波 周期中的PWM脈沖寬度作調(diào)整，即把圖4和圖5中的Ts-Tc部分變窄，由圖可知，由不 翻極性下的電流波形得出不失真電流的等效中心線，再將圖4和圖5中的僅翻極性下的 電流波形與不翻極性的電流波形相比較，就可以推出使電流波形不失真所需的PWM 脈沖寬度Ta，用式(1) (3)表示
<formula>formula see original document page 5</formula>(1 )
<formula>formula see original document page 5</formula> (2 )
<formula>formula see original document page 5</formula> (3) 8 8
這里，Ts是極性不翻轉(zhuǎn)的Pmi波形的周期，M是調(diào)制度，而w是電流波形的角頻率。 這樣，將鋸齒波斜率變化后的第一個載波周期中的PWM脈沖寬度在電流從i<0到 i〉0時，使之變窄，相應(yīng)地減少了電流上升時間，使極性翻轉(zhuǎn)后的電流波形下降，與 正常電流波形的等效中心線重疊。而在電流從i〉0到i〈0時使PWM脈沖寬度增大， 加大電流上升時間，使電流波形上升與正常電流波形的等效中心線相一致。
圖6是實施本補償方法前的PWM模式。從圖中可以看出V相的電流極性發(fā)生了 翻轉(zhuǎn)，從以上分析可知，要得到良好的正弦電流波形就要把圖6中的模式8下的V 相PWM脈沖寬度按式(3)進行調(diào)整，如圖7所示。經(jīng)實施本補償方法后實測的的電流 波形如圖8所示，顯然圖8的電流波形比圖3的電流波形正弦度要好，經(jīng)示波器檢測， 圖8的5次諧波的幅值比基波小-42.8dB，即5次諧波的幅值是基波的0.73%。
本發(fā)明分析了軟開關(guān)PWM逆變器電流波形畸變的原因，提出相應(yīng)的補償方法， 有效地改善了逆變器的輸出電流波形。
權(quán)利要求
1.一種軟開關(guān)三相PWM逆變器輸出電流波形失真的補償方法，其特征在于包括下述步驟a.分析步驟，包括測出各相電流的過零點；若過零點處相電流由負變正，則該電流所對應(yīng)的相脈沖的位置是由緊靠載波周期的右邊改為緊靠載波周期的左邊；若過零點處相電流由正變負，則該電流所對應(yīng)的相脈沖的位置正好相反；把在鋸齒波斜率交替變化前后幾個載波周期中沒有進行電流補償?shù)碾娏鞑ㄐ魏蛯?yīng)的脈寬調(diào)制信號與鋸齒波不翻轉(zhuǎn)時對應(yīng)的載波周期中的電流波形作比較，得出補償后要生成的目標電流波形；由所述目標電流波形反推出補償電流波形所需的PWM脈沖寬度的計算公式；b.編程步驟，包括把所述計算公式編寫成補償所述輸出電流波形的一般控制程序；將所述一般控制程序輸入所述軟開關(guān)脈寬調(diào)制三相逆變器的控制電路中的數(shù)字信號處理器；以及c.補償步驟把包括所述電流波形的頻率、所述鋸齒波的周期以及調(diào)制度等具體參數(shù)賦予一般控制程序，在所述控制電路中運行該程序，對所述輸出電流波形進行補償。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種軟開關(guān)脈寬調(diào)制三相逆變器輸出電流波形失真的補償方法。該方法的具體步驟為首先通過分析，得出目標電流波形，由該目標電流波形反推出補償電流波形所需的PWM脈沖寬度的計算公式；根據(jù)該計算公式編寫成補償所述輸出電流波形的一般控制程序；將所述一般控制程序輸入所述軟開關(guān)脈寬調(diào)制三相逆變器的控制電路中的數(shù)字信號處理器；最后把包括所述電流波形的頻率、所述鋸齒波的周期以及調(diào)制度等具體參數(shù)賦予一般控制程序，在所述控制電路中運行該程序，對所述輸出電流波形進行補償。本發(fā)明分析了軟開關(guān)PWM逆變器電流波形畸變的原因，提出相應(yīng)的補償方法，有效地改善了逆變器的輸出電流波形。
文檔編號H02M7/5395GK101179230SQ200710169969
公開日2008年5月14日 申請日期2003年9月23日 優(yōu)先權(quán)日2003年9月23日
發(fā)明者周勤利, 孫承波, 陳國呈 申請人:上海大學