專利名稱：一種三相波形發(fā)生方法
技術領域：
本發(fā)明涉及可變電壓的電力變換方法和電力變換裝置，尤其涉及脈寬調制電壓控制系統(tǒng)的電力變換方法與裝置，特別是高電壓電力變換裝置。
背景技術：
大功率交流電動機的變頻調速器和高壓大功率工業(yè)電源的應用越來越廣泛，需要大量的可靠的電力變換裝置。
目前，多電平方式的、以電位獨立的H橋變流單元組成的電力變換裝置以美國5625545號專利所述的為代表。


圖1示出了一種有多個電位獨立H橋變流單元組成的電力變換裝置主電路。
該裝置由多次級繞組移相變壓器1和多個變流單元2組成，分別串聯(lián)后，再按星形接法聯(lián)在一起，形成三相輸出接負載5，如三相電動機。初級繞組3可以是星形接法，也可以是角形接法。次級繞組4之間要相差一定的電角度，方法可以是逐個等差的，也可以是分組等差的，但差的總和是60度。變流單元2全部是三相交流輸入，單相交流輸出。
圖2示出了采用三臺移相整流變壓器的一個例子。
其中，分立變壓器8、9和10取代圖1中變壓器1的作用。三個過流保護裝置7的作用是在較大功率的三相工頻電源6上保護分立變壓器8、9和10。變壓器8、9和10的初級繞組和次級繞組采取相應的移相措施，保證各個變流單元均衡取電，使進線諧波最小。
圖3示出了變流單元2的一個例子。
變流單元2由進線端11、進線保護12、整流器13、濾波電容14、單相逆變橋15、出線端16和17、出線保護18和變流單元控制器19組成。變流單元控制器19通過光纖20與整機控制器21進行信息傳遞。
傳統(tǒng)上，進線保護12采用快速熔斷器。
整流器13的形式有很多種選擇。圖4示出了采用全控整流方式的整流器，全控整流橋13可以控制整流電路的啟閉。圖5和圖6示出了可以進行直流母線電壓控制和能量回饋的兩種形式，其中的整流控制器22根據(jù)濾波電容14上的電壓決定電能由進線端11流向濾波電容14還是由濾波電容14流向進線端11。圖6中的整流器13由兩部分組成，正向橋23負責整流功能，反向橋24負責能量回饋。
逆變橋15是可以采用任何可控關斷開關器件和反向并聯(lián)的續(xù)流二極管組成的單相橋式電路，不一定非要采用圖3所示的絕緣柵雙極晶體管(IGBT)。圖7示出了采用門極關斷晶閘管(GTO)和反向并聯(lián)的續(xù)流二極管組成的H型逆變橋。
出線保護18的作用是在變流單元2出現(xiàn)故障時，關閉逆變橋15的驅動信號，將出線端16和17之間短路，保證回路暢通，使整機可以繼續(xù)運行。圖8示出了應用電子開關實現(xiàn)出線保護的各種形式，其中通過電子開關器件25的動作實現(xiàn)出線端16和17之間的短路。圖9示出了應用機械開關實現(xiàn)出線保護的各種形式，其中通過驅動器件26使機械開關27動作而實現(xiàn)出線端16和17之間的短路，在圖9的(c)和(d)中，實現(xiàn)出線端16和17之間短路的同時還使逆變橋15的輸出端斷路，防止逆變橋15失控時造成更大的損失。在出線保護18的這些形式中，采用電子開關的，雖然動作時間短，但損耗比較大，有散熱和整機效率問題；采用機械開關的，雖然沒有效率和散熱問題，但是其動作時間太長，不能保證變流單元發(fā)生故障時將其切離而不停止整機運行的要求，如采用帶常開常閉觸點的機械開關，動作過程必然是先斷開常閉觸點，后合上常開觸點，在這個過程中電路會被切斷而激出高壓，所以不適合連續(xù)運行時切換。
濾波電容14一般采用電解電容通過串聯(lián)和并聯(lián)組成，也可以采用普通濾波電容。由于濾波電容14的電容量一般很大，需要充電電路將電容電壓抬升到一定值后才能進入工作狀態(tài)。圖10示出一種充電電路的例子。其中，28是充電電路。上電之初，充電開關29打開，主電源通過充電電阻30給濾波電容14充電。濾波電容14上的電壓達到一定值后，充電開關29合上，將充電電阻30切除，進入正常工作狀態(tài)。圖11示出另外一種充電電路的例子。上電之初，晶閘管31全部截止，充電開關32合上，主電源通過充電副橋33和充電電阻34給濾波電容14充電。濾波電容14上的電壓達到一定值后，充電開關32斷開，將充電電路切除，同時使晶閘管31導通，進入正常工作狀態(tài)。充電開關32可以不使用。上述使用電阻進行充電限流的缺點是充電電阻會出現(xiàn)過熱問題，造成壽命和可靠性過分降低，尤其是第一種充電方式，問題尤為嚴重。
傳統(tǒng)上，采用圖1和圖2所示的拓撲結構的三相高壓電源和三相高壓交流電動機用變頻調速器的波形發(fā)生方式有兩種，一種是堆波方式，另一種是多重脈寬調制方式。
圖12是一種堆波波形發(fā)生方式的例子。其中，35是某一相的基波電壓波形，36是這一相的輸出波形，37是這一相中第1個變流單元的輸出波形，38是這一相中第2個變流單元的輸出波形，以此類推，39、40、41和42分別是其中第3至第6個變流單元的輸出波形。43是各個變流單元的直流母線電壓。由于一相中所有變流單元是順次連接的且相互之間電位是獨立的，輸出波形是各個變流單元輸出波形的直接相疊加的結果。這種堆波方式的優(yōu)點是開關器件的開關頻率低，開關損耗??；缺點是輸出波形不精確，輸出諧波大，對電壓調整響應的速度不快，不準確。
圖13示出了一種多重脈寬調制波形發(fā)生的例子。產生脈寬調制脈沖的方法依然是用基波與三角波進行比較的方法。在這種多重脈寬調制波形發(fā)生方法中，三角波是多個的，并進行等距離移相。圖13中，三角波44是第1個變流單元的三角波，與基波45比較，產生圖3所示變流單元4的左半橋的輸出波形47；與基波45相差180度的反相基波46比較，產生其右半橋的輸出波形48；兩個波形合成后生成第1個變流單元的輸出波形49。同樣，三角波50與基波45及其相差180度的反相基波46比較產生第2個變流單元左半橋和右半橋的輸出波形51和52，生成第2個變流單元的輸出波形53。同樣，三角波54與基波45及其相差180度的反相基波46比較產生第3個變流單元左半橋和右半橋的輸出波形55和56，生成第3個變流單元的輸出波形57。變流單元輸出波形49、53和57疊加在一起，得到相輸出波形58。
圖14示出了采用上述多重脈寬調制波形發(fā)生方法的高壓三相電源和三相高壓電動機變頻調速器的一個傳統(tǒng)控制器的例子。整機控制器59將三相電壓期望值VU*、VV*和VW*分別送給各相的端口模塊60中，在每一相的端口模塊中實現(xiàn)必要的移相。通過光纖61將波形信號送給變流單元控制器62。
上述多重脈寬調制波形發(fā)生方法及其控制器的缺點是移相功能在端口模塊56上分別進行，難以精確控制，精度不好；在波形發(fā)生方法中，沒有對變流單元數(shù)的變化采取統(tǒng)一的控制策略，不利于實際使用；這種波形發(fā)生方法和控制器沒有考慮變流單元受控關閉時要采取有效的措施抑制進線諧波的增加，還要使各個變流單元的工作負荷平衡。
圖15示出了一種雙向開關式多電位獨立變流單元電力變換裝置的主電路，詳見美國6236580號專利。這種電力變換裝置包括進線變壓器63和單相輸入單相輸出的雙向開關式變流單元64。進線變壓器63的初級繞組由三相輸入65和若干個單相次級繞組。
圖16示出了單相輸入單相輸出的雙向開關式變流單元64的電路圖，雙向開關式變流單元64包括單相輸入端66、濾波電容67、由四個開關器件68組成的變流橋和單相輸出端69。單相輸入端66接進線變壓器的某一個單相次級繞組，單相輸出端69與其他變流單元的輸出端順次連接形成三相輸出。
圖17示出了開關器件68可能選用的電路圖，其中，(a)是開關器件68的符號，(b)和(c)是開關器件68的雙向型電路，(d)是開關器件68的單向型電路。
這種雙向開關式多電位獨立變流單元電力變換裝置如若采用上述多重脈寬調制波形發(fā)生方法，同樣會產生上述問題。
圖18示出了電位獨立變壓器分布式多變流單元電力變換裝置的主電路。這種電力變換裝置包括三相輸入端71、變壓器分布式變流單元72，變壓器分布式變流單元72的初級73和次級74分別串聯(lián)在一起，在中點相聯(lián)后形成三相輸出接電動機75。圖19示出了變壓器分布式變流單元72的兩種電路圖。變壓器分布式變流單元72包括單相進線端76、電抗器77、順變橋78、濾波電容79、逆變橋80、隔離變壓器81及單相輸出端82。圖19中(a)和(b)所表示的變壓器分布式多變流單元的不同在于隔離變壓器的位置，一個在逆變橋的輸出上，一個在順變橋的輸入上，但電位隔離的效果是相同的。
這種變壓器分布式多電位獨立變流單元電力變換裝置如若采用上述多重脈寬調制波形發(fā)生方法，同樣會產生上述問題。
圖20示出了中點箝位式電位獨立多變流單元電力變換裝置的主電路。電位獨立中點箝位式多變流單元電力變換裝置包括三相工頻電源83、進線變壓器85、雙三相輸入單相輸出的中點箝位式變流單元88和負載電動機89，選用多個進線變壓器時還包括與各個進線變壓器相對應的過流保護器84。進線變壓器85的初級繞組86可以采用星型或角形接法，次級繞組之間要進行必要的移相，并使移相角之和為60度。
圖21示出了中點箝位式變流單元88的電路圖。中點箝位式變流單元88包括上三相輸入端子90、下三相輸入端子91、上過流保護92、下過流保護93、上整流橋94、下整流橋95、上濾波電容96、下濾波電容97、左逆變橋111、右逆變橋112及輸出端子113和114。左逆變橋111包括開關器件101、102、103和104以及反向并聯(lián)在開關器件上的續(xù)流二極管、箝位二極管98和99。右逆變橋112包括開關器件105、106、107和108以及反向并聯(lián)在開關器件上的續(xù)流二極管、箝位二極管109和110。一般使濾波電容96和97上的電壓相等。開關器件101和103、102和104、105和107、106和108的開關狀態(tài)有“非”的關系。開關器件101和102導通時，開關器件107導通，輸出端子113和114之間輸出濾波電容96上的電壓，假設113為正，如開關器件108也同時導通，輸出端子113和114之間則輸出濾波電容96和97上的電壓，相當于輸出兩倍的濾波電容96上的電壓。開關器件105和106導通時，開關器件103導通，輸出端子113和114之間輸出濾波電容96上的電壓，113為負，如開關器件104也同時導通，輸出端子113和114之間則輸出濾波電容96和97上的電壓，相當于輸出兩倍的濾波電容96上的電壓。
由此可見，中點箝位式電位獨立多變流單元電力變換裝置的一個變流單元相當于兩個H型變流單元串聯(lián)在一起的輸出特性，可以應用上述波形發(fā)生方法，當然也會出現(xiàn)同樣的問題。
發(fā)明目的為了改進上述問題而做出了本發(fā)明。本發(fā)明的一個目的是提供一種用于電位獨立變流單元組成的電力變換裝置的通用波形發(fā)生方法，通過控制發(fā)生脈沖的變流單元、發(fā)生脈沖的時刻和脈沖的寬度，提高變流單元功率輸出的均衡性，減少電力變換裝置的輸入諧波和輸出諧波，對每個輸出脈沖進行實時計算調整，實現(xiàn)快速響應。
另外，本發(fā)明的另一個目的是提供一種新型的電力變換裝置，可以間接地實現(xiàn)低損耗的充電過程和低損耗的缺少變流單元的運行，實現(xiàn)變流單元發(fā)生故障時保護電路快速響應而不間斷輸出的運行。
本發(fā)明公開的內容根據(jù)本發(fā)明，構成這樣一種由多個電位獨立的變流單元組合而成的電力變換裝置實現(xiàn)精確脈寬調制輸出的波形發(fā)生方法在一個由電位獨立的變流單元組成的電力變換裝置中，按單元載頻周期起點是否一致將所有的變流單元分組，其組數(shù)L可能為1，也可能等于變流單元的總數(shù)Q。在任何一個輸出端子至中心點之間的所有變流單元編成一個變流相，無論其輸出端是串聯(lián)還是并聯(lián)，設有M個變流相。將所有的變流單元組排成一隊，以一個特定的間隔為步長進行逐個進行變流單元組一個輸出脈沖的占空比的計算，周而復始。這個步長稱為系統(tǒng)周期c。任何一個變流單元的單元載頻周期C＝L·c。在進行任何一個變流單元的某一個脈沖的占空比計算時，使用其各自對應的占空比函數(shù)。
當變流單元組數(shù)L＝1時，有C＝c，即一個系統(tǒng)周期中全部變流單元發(fā)出一個脈沖。
當變流單元組數(shù)1＜L＜Q且某一個變流單元組中包括屬于其他變流相的變流單元時，排隊過程不包括按變流相歸屬的循環(huán)，只要簡單地按1至L的順序均勻排布即可。
當變流單元組數(shù)1＜L＜Q且某一個變流單元組中不包括屬于其他變流相的變流單元時，變流單元排隊的方法是按變流相數(shù)循環(huán)，再按變流單元組數(shù)循環(huán)。
當變流單元組數(shù)L＝Q時，即每個變流單元的載頻周期的起點不同，每一個變流單元組中只有一個變流單元。這時，排隊首先按變流相的歸屬進行，即第1個變流單元是屬于第1個變流相的，那末第2個變流單元是屬于第2個變流相的，第i個變流單元是屬于第i個變流相的，如此，第M個變流單元是屬于第M個變流相的，第(M+1)個變流單元是又屬于第1個變流相的，如此周而復始。設第i相中有Ni個變流單元。每次輪到第i個變流相時，第1次排第1個變流單元，第2次排第2個變流單元，第j次排第j個變流單元，如此，第Ni次排第Ni個變流單元，第(Ni+I)次又排第1個變流單元，同樣周而復始。
如果這時所有的變流相包括的變流單元數(shù)相等，Ni＝N，則有C＝L·c＝Q·c＝M·N·c；如果第i個變流相包括的變流單元數(shù)與其他的變流相不相等，則第i變流相的變流單元的載頻周期Ci＝M·Ni·c。
第i相第j個變流單元輸出脈沖占空比函數(shù)為Yij＝aij·fi(t)，其中，aij為第i相第j個變流單元的修正系數(shù)，且0＜aij＜1；fi(t)為第i相的基本波形函數(shù)，是第i相的輸出電壓波形的數(shù)學描述，且-1≤fi(t)≤+1；時間t＝c·x且x為系統(tǒng)周期的個數(shù)，是正整數(shù)；修正系數(shù)aij＝d·v·kij·uij，其中，d為輸出額定相電壓幅值對變流單元基準直流母線電壓的差值的修正系數(shù)，v為輸出電壓幅值的修正系數(shù)，uij為第i相第j個變流單元瞬時直流母線電壓的修正系數(shù)，kij為第i相第j個變流單元最大占空比的修正系數(shù)。
如果變流單元數(shù)為N而只有R個參加工作，那R稱為工作單元數(shù)，R≤N，不管是采用所有各相的級數(shù)統(tǒng)一為R還是某相中的級數(shù)為R的工作方式，在其同相的變流單元中，有特殊相周期C′＝M·R·c只要(N-R)個變流單元中有變流單元可以工作，就要輪流向這些變流單元上分配脈沖。
根據(jù)本發(fā)明，構成這樣一種由多個電位獨立的H橋變流單元組合而成的三相正弦波輸出的電力變換裝置的波形發(fā)生方法一個系統(tǒng)周期的角度增量Δ＝2π·f·c實時相位角θ＝Δ·xU相各個變流單元的占空比函數(shù)Yuj＝auj·cos(θ+αu)V相各個變流單元的占空比函數(shù)Yvj=avj·cos(θ-2π3+αv)]]>W相各個變流單元的占空比函數(shù)Ywj=awj·cos(θ+2π3+αw)]]>U相幅值修正系數(shù)auj＝v·d·uujV相幅值修正系數(shù)avj＝v·d·uvjW相幅值修正系數(shù)awj＝v·d·uwj其中，c為系統(tǒng)周期，x為系統(tǒng)周期的個數(shù)，f為輸出頻率，v是當前輸出電壓的百分比，d是每相中的變流單元的標準直流母線電壓的和對額定輸出時相電壓幅值的差的修正系數(shù)，u是各個變流單元當前直流母線電壓對標準直流母線電壓的修正系數(shù)；幅值修正系數(shù)auj、avj和awj的最大值是最大占空比，且大于0，小于1；αu、αv和αw是相位修正角，其包括單元故障時用改變相位差對電壓的提升和計算延遲；U相變流單元的單元周期Cu＝3·Nu·cV相變流單元的單元周期Cv＝3·Nv·cW相變流單元的單元周期Cw＝3·Nw·cU相變流單元的半橋周期CBu＝2·CuV相變流單元的半橋周期CBv＝2·CvW相變流單元的半橋周期CBw＝2·Cw其中，Nu為U相的變流單元數(shù)，Nv為V相的變流單元數(shù)，Nw為W相的變流單元數(shù)；脈沖分配的排隊方法是先按相循環(huán)，后按單元個數(shù)循環(huán)；如果每相中有三個單元，有Yu1、Yv1、Yw1、Yu2、Yv2、Yw2、Yu3、Yv3、Yw3，周而復始；設某相中同時輸出脈沖的工作變流單元數(shù)為R，所有變流單元正常且R小于該相的變流單元總數(shù)N時，每相中(N-R)個變流單元還可以使用，脈沖還可以依次向它們上面分配，只是同時工作的變流單元有R個，如果有變流單元發(fā)生故障且故障單元數(shù)為Q，(N-R-Q)≥0時，可以滿足輸出電壓的要求，脈沖分配方式可以不變，(N-R-Q)＜0時，可以采取改變占空比函數(shù)來補償變流單元缺失所造成的輸出電壓幅值的下降。
為取得精確的輸出波形，對于某一個H橋變流單元，脈沖發(fā)生時刻計算的方法是每相鄰的兩次占空比得出一次左右半橋的脈沖，左右半橋脈沖的周期是相同和起點一致的，對于一個變流單元相鄰的兩次計算的占空比為Y1和Y2，有左半橋上升沿定時器值Ls=CB2(1-Y1)]]>右半橋上升沿定時器值Rs=CB2(1+Y1)]]>左半橋下降沿定時器值Lx=CB2(1+Y2)]]>右半橋下降沿定時器值Rx=CB2(1-Y2)]]>其中，CB為半橋周期；這樣有幾個方面的好處一個變流單元上分配一個脈沖，由于變壓器副邊繞組移相的原因，實際上產生了輪流均衡取電的效果，可以消除因為關閉變流單元所造成的進線諧波增大的情況；輪流工作，可以使各個進線變壓器次級繞組和變流單元的熱負荷平衡；使所有的變流單元都參與工作，可及早發(fā)現(xiàn)故障變流單元。
根據(jù)本發(fā)明，構成這樣一種由多個電位獨立的中點箝位變流單元組合而成的三相正弦波輸出的電力變換裝置的波形發(fā)生方法一個中點箝位變流單元的輸出效果相當于兩個串聯(lián)的H橋變流單元的輸出效果，可以看作是上述波形發(fā)生方法的、一個組中有兩個同相的H橋變流單元的特例。
中點箝位變流單元的左橋的第1個開關器件導通輸出一個正向電壓E，其右橋第4個開關器件同時導通時輸出兩倍的正向電壓2E，第一種情況可看作第一個H橋變流單元正向導通，第二中情況可以看作第二個H橋變流單元同時正向導通；中點箝位變流單元的右橋的第1個開關器件導通輸出一個反向電壓-E，其左橋第4個開關器件同時導通時輸出兩倍的反向電壓-2E，第一種情況可看作第一個H橋變流單元反向導通，第二中情況可以看作第二個H橋變流單元同時反向導通。其具體的計算過程為一個系統(tǒng)周期的角度增量Δ＝2π·f·c實時相位角θ＝Δ·xU相各個變流單元的占空比Yuj＝auj·cos(θ+αu)V相各個變流單元的占空比Yvj=avj·cos(θ-2π3+αv)]]>W相各個變流單元的占空比Ywj=awj·cos(θ+2π3+αw)]]>U相幅值修正系數(shù)auj＝v·d·uujV相幅值修正系數(shù)avj＝v·d·uvjW相幅值修正系數(shù)awj＝v·d·uwj其中，c為系統(tǒng)周期，x為系統(tǒng)周期的個數(shù)，f為輸出頻率，v是當前輸出電壓的百分比，d是每相中的變流單元的標準直流母線電壓的和對額定輸出時相電壓幅值的差的修正系數(shù)，u是各個變流單元當前直流母線電壓對標準直流母線電壓的修正系數(shù)，要對幅值修正系數(shù)進行限幅計算，使之不大于最大占空比，且0＜aij＜1，αu、αv和αw是相位修正角，其包括單元故障時用改變相位差對電壓的提升和計算延遲，U相變流單元的單元周期Cu＝3·Nu·cV相變流單元的單元周期Cv＝3·Nv·cW相變流單元的單元周期Cw＝3·Nw·c脈沖分配的排隊方法是先按變流相數(shù)循環(huán)，后按單元組數(shù)循環(huán)；如果每相中有2個單元，有Yu1、Yv1、Yw1、Yu2、Yv2、Yw2；設某相中同時輸出脈沖的工作變流單元數(shù)為R，所有變流單元正常且R小于該相的變流單元總數(shù)N時，每相中(N-R)個變流單元還可以使用，脈沖還可以依次向它們上面分配，只是同時工作的變流單元有R個，如果有變流單元發(fā)生故障且故障單元數(shù)為Q，(N-R-Q)≥0時，可以滿足輸出電壓的要求，脈沖分配方式可以不變，(N-R-Q)＜0時，可以采取改變占空比函數(shù)(如加入三次諧波和相位差)來補償變流單元缺失所造成的輸出電壓幅值的下降；對于某一個中點箝位變流單元，脈沖發(fā)生時刻計算的方法是每次占空比得出一次左右半橋中第1或第4個開關器件的開通的脈沖，其工作周期為單元周期，第1和第4個開關器件的開通的周期是相同和起點一致的，有脈沖上升沿定時器值S=C2(1-Y)]]>脈沖下降沿定時器值X=C2(1+Y)]]>在有2E或-2E輸出時，中點箝位變流單元的左橋的第1個開關器件或右橋的第1個開關器件是保持導通的。
這樣有幾個方面的好處一個變流單元上分配一個脈沖，由于變壓器副邊繞組移相的原因，實際上產生了輪流均衡取電的效果，可以消除因為關閉變流單元所造成的進線諧波增大的情況；輪流工作，可以使各個進線變壓器次級繞組和變流單元的熱負荷平衡；使所有的變流單元都參與工作，可及早發(fā)現(xiàn)故障變流單元。
根據(jù)本發(fā)明，構成一種應用于獨立電位變流單元組成的電力變換裝置的波形發(fā)生控制器該波形發(fā)生控制器包括主模塊、計算模塊、分配模塊、總線模塊、簡選模塊、實算模塊。主模塊負責系統(tǒng)周期的發(fā)生和與上位控制系統(tǒng)的通訊；分配模塊確定當前系統(tǒng)周期的計算所對應的變流單元組或變流單元；計算模塊應用所對應的占空比函數(shù)進行占空比計算和單元載頻周期計算；總線模塊將分配模塊和計算模塊的結果發(fā)給內部總線，并將各個變流單元的直流母線電壓傳給計算模塊；簡選模塊將本身所對應單元的占空比和單元載頻周期參數(shù)截獲，通過通訊方式發(fā)給所對應的實算模塊；實算模塊存在于每一個變流單元控制器中，將簡選模塊發(fā)來的占空比和單元載頻周期實化，變成驅動開關器件門極的脈沖信號。簡選模塊與實算模塊之間的通訊媒介可以是光纖，也可以采用電磁波。簡選模塊的數(shù)量與變流單元的數(shù)量相同。
應用于帶有源濾波功能的獨立電位變流單元組成的電力變換裝置的波形發(fā)生控制器還包括輸入相位模塊，輸入相位模塊將三相交流電源的相位通過總線模塊、簡選模塊、通訊媒介發(fā)給實算模塊，用于對有源濾波電路的控制。
為了達到所述發(fā)明目的，本發(fā)明的多變流單元電力變換裝置包括共有Q組三相次級繞組的1個或者S個三相進線變壓器、波形發(fā)生控制器和M個變流相，M個變流相的輸出一端連在一點，M個另一端形成本發(fā)明的多變流單元電力變換裝置的M相輸出。
所述的M個變流相由Q個三相輸入單相輸出的H橋變流單元組成，每一個變流相中有a個H橋變流單元和1個保護單元的輸出端子并聯(lián)在一起形成一族，b個這樣的族的輸出端子再依次串聯(lián)在一起，每一相的變流單元數(shù)N＝a·b，變流單元總數(shù)Q＝M·N。
所述的1個三相進線變壓器的三相次級繞組數(shù)為Q組或者S個三相進線變壓器的三相次級繞組數(shù)為 組，其單個或S個初級繞組與工頻交流電源相接，S個初級繞組之中所采用的接法可以不同，而次級繞組可以存在相移也可以沒有相移；次級繞組之間有相移是可以逐個地或成團地進行移相，每一團中的次級繞組相移角相同，每組次級繞組之間的移相角之差或團與團之間的移相角之差的總和為60度；所述的三相輸入單相輸出的H橋變流單元在進線變壓器次級繞組之間存在相移時包括變流單元控制器、三相輸入端、普通順變橋、直流濾波器、四個門極關斷開關器件及四個分別反并聯(lián)的續(xù)流二極管組成的單相輸出H型逆變橋、單相輸出端以及連接在一個輸出端與一個逆變橋臂輸出之間的輸出開關；所述的三相輸入單相輸出的H橋變流單元在進線變壓器次級繞組之間沒有相移時包括三相輸入端、有源濾波順變橋、直流濾波器、四個門極關斷開關器件及四個分別反并聯(lián)的續(xù)流二極管組成的單相輸出H型逆變橋、單相輸出端以及連接在一個輸出端與一個逆變橋臂輸出之間的輸出開關；所述的直流濾波器包括共軛直流電抗器和濾波電容；所述的輸出開關可以選用電控機械開關或者快速熔斷器；所述的三相輸入單相輸出變流單元的普通順變橋包括串聯(lián)在三相回路上的三相過流保護裝置、連接三相交流回路和直流回路的三相半控整流橋、并聯(lián)在三相半控整流橋兩端的三相并聯(lián)式恒流充電器、掛在三相輸入線上的三個或兩個電流互感器和連接三相半控整流橋及電流互感器的順變控制器；所述的過流保護裝置可以是兩個或三個快速熔斷器或者是一個兩對或三對觸點的斷路器；所述的順變控制器根據(jù)直流濾波器兩端的直流母線電壓和變流單元控制器的指令控制半控整流橋和并聯(lián)式恒流充電器實現(xiàn)充電過程的啟停，根據(jù)電流互感器的過流信號關閉半控整流橋以快速切斷過流，或者使斷路器斷開；所述的三相并聯(lián)式恒流充電器至少包括三個分別串聯(lián)在三個相線上的鎮(zhèn)流電容和一個連在這三個鎮(zhèn)流電容后面的三相整流橋，其特征是這個三相整流橋的容量小于順變橋中半控整流橋的容量；所述的三相輸入單相輸出變流單元的有源濾波順變橋包括串聯(lián)在三相回路上的起過流保護作用的快速熔斷器、串聯(lián)在三相回路上的三相串聯(lián)式恒流充電器、連接三相交流回路和直流回路的由門極可控關斷半導體開關器件組成的三相全控順變橋和連接可控關斷半導體開關器件門極的有源濾波控制器；所述的有源濾波控制器根據(jù)直流濾波器兩端的直流母線電壓和變流單元控制器的指令控制三相串聯(lián)式恒流充電器實現(xiàn)充電過程的啟停，根據(jù)變流單元控制器的傳來的工頻交流電源的相位信號控制全控整流橋實現(xiàn)有源濾波和泵升能量的回饋；所述的三相串聯(lián)式恒流充電器至少包括三個分別串聯(lián)在三個相線上的鎮(zhèn)流電容、一個與鎮(zhèn)流電容并聯(lián)的三對觸點的短路開關和一個串聯(lián)在三相回路中的三對觸點的斷路開關，其特征是其短路開關三對觸點的容量與整流電路的容量相同。
所述的變流單元控制器作為波形發(fā)生控制器的一部分，包括下通訊模塊、實算模塊、采集控制模塊和開關器件驅動模塊；所述的下通訊模塊負責與簡選模塊的上通訊模塊之間進行數(shù)據(jù)交換，所述的實算模塊將簡選模塊發(fā)來的占空比和單元載頻周期定時器化，變成驅動開關器件門極的脈沖信號，所述的開關器件驅動模塊將此脈沖信號送給開關器件，所述的采集控制模塊負責變流單元數(shù)據(jù)采集和充電電路等的控制，還負責將工頻交流電源的相位交換給有源濾波控制器；所述的保護單元包括一個電控機械開關和并聯(lián)在這個電控機械開關上的一個電子開關，變流單元發(fā)生故障時這兩個開關同時得到閉合指令，將這個或與之同族的變流單元的輸出端短路而使整機繼續(xù)運行，利用兩種開關不同的特性解決快速閉合與低損耗長時間運行的矛盾，其特征在于這個電子開關的容量小于這個機械開關的容量，保護單元的閉合指令可以從變流單元控制器、本身的過壓檢測、本身的由變流單元的位置操作的微動開關或者波形發(fā)生控制器同時或者分別得到；或者，所述的保護單元包括一個電控機械開關、并聯(lián)在這個電控機械開關上的一個大功率過壓自導通器件、串在這個過壓自導通器件的回路上的電流傳感器和保護控制器，電流傳感器檢到一定寬度的電流信號的存在時保護控制器使這個電控機械開關閉合。
為了達到所述發(fā)明目的，本發(fā)明的多變流單元電力變換裝置包括共有Q組單相次級繞組的1個或者S個三相或單相輸入的進線變壓器、波形發(fā)生控制器和M個變流相，M個變流相的輸出一端連在一點，M個另一端形成本發(fā)明的多變流單元電力變換裝置的M相輸出。
所述的M個變流相由Q個單相輸入單相輸出的變流單元組成，每一個變流相中有a個變流單元和1個保護單元的輸出端子并聯(lián)在一起形成一族，b個這樣的族的輸出端子再依次串聯(lián)在一起，每一相的變流單元數(shù)N＝a·b，變流單元總數(shù)Q＝M·N。
所述的1個三相或單相輸入的進線變壓器的單相次級繞組數(shù)為Q組或者S個三相進線變壓器的單相次級繞組數(shù)為 組，其單個或S個初級繞組與工頻交流電源相接，三相輸入時S個初級繞組之中所采用的接法不同且所有的單相次級繞組要均勻地分布在三相上；所述的單相輸入單相輸出的變流單元包括單相輸入端、串聯(lián)在單相輸入回路中的一個或兩個快速熔斷器和單相串聯(lián)式恒流充電器、連接輸入交流回路和直流回路的四個門極關斷開關器件及四個分別反并聯(lián)的續(xù)流二極管組成的單相全控順變橋、與門極關斷開關器件的門極相連的有源濾波控制器、串并聯(lián)在直流回路中的直流濾波器、連接直流回路和輸出交流回路的四個門極關斷開關器件及四個分別反并聯(lián)的續(xù)流二極管組成的單相輸出H型逆變橋、與H型逆變橋門極和有源濾波控制器相連的變流單元控制器、單相輸出端以及連接在一個輸出端與一個逆變橋臂輸出之間的輸出開關；所述的有源濾波控制器根據(jù)直流濾波器兩端的直流母線電壓和變流單元控制器的指令控制單相串聯(lián)式恒流充電器實現(xiàn)充電過程的啟停，根據(jù)變流單元控制器的傳來的工頻交流電源的相位信號控制全控整流橋實現(xiàn)有源濾波和泵升能量的回饋；所述的單相串聯(lián)式恒流充電器至少包括一個串聯(lián)在相線上的鎮(zhèn)流電容和一個斷路開關，以及一個與鎮(zhèn)流電容并聯(lián)的短路開關，其特征是其短路開關三對觸點的容量與整流電路的容量相同；或者，所述的單相輸入單相輸出的變流單元包括串聯(lián)在單相輸入回路中的單相過流保護裝置、掛在單相輸入回路上的一個電流互感器、連接輸入交流回路和直流回路的單相半控整流橋、并聯(lián)在單相半控整流橋兩端的單相并聯(lián)式恒流充電器、串聯(lián)在直流回路中的功率因數(shù)校正電路、與單相半控整流橋的門極和功率因數(shù)校正電路相連的有源濾波控制器、串并聯(lián)在直流回路中的直流濾波器、連接直流回路和輸出交流回路的由四個門極關斷開關器件及四個分別反并聯(lián)的續(xù)流二極管組成的單相輸出H型逆變橋、與H型逆變橋門極和有源濾波控制器相連的變流單元控制器、單相輸出端以及連接在一個輸出端與一個逆變橋臂輸出之間的輸出開關；所述的過流保護裝置可以是一個快速熔斷器或者是一個一對或兩對觸點的斷路器；所述的有源濾波控制器根據(jù)直流濾波器兩端的直流母線電壓和變流單元控制器的指令控制半控整流橋和并聯(lián)式恒流充電器實現(xiàn)充電過程的啟停，根據(jù)電流互感器的過流信號關閉半控整流橋以快速切斷過流，或者使斷路器斷開，另外，根據(jù)變流單元控制器的傳來的工頻交流電源的相位信號控制功率因數(shù)校正電路實現(xiàn)有源濾波；所述的功率因數(shù)校正電路包括一個電感、一個開關器件和一個止回二極管；所述的單相并聯(lián)式恒流充電器至少包括一個串聯(lián)在相線上的鎮(zhèn)流電容和一個連在這個鎮(zhèn)流電容后面的單相整流橋，其特征是這個單相整流橋的容量小于順變橋中半控整流橋的容量。
所述的直流濾波器包括共軛直流電抗器和濾波電容；所述的輸出開關可以選用電控機械開關或者快速熔斷器；所述的變流單元控制器作為波形發(fā)生控制器的一部分，包括下通訊模塊、實算模塊、采集控制模塊和開關器件驅動模塊；所述的下通訊模塊負責與簡選模塊的上通訊模塊之間進行數(shù)據(jù)交換，所述的實算模塊將簡選模塊發(fā)來的占空比和單元載頻周期定時器化，變成驅動開關器件門極的脈沖信號，所述的開關器件驅動模塊將脈沖信號送給開關器件，所述的采集控制模塊負責變流單元數(shù)據(jù)采集和充電電路等的控制，還負責將工頻交流電源的相位交換給有源濾波控制器；所述的保護單元包括一個電控機械開關和并聯(lián)在這個電控機械開關上的一個電子開關，變流單元發(fā)生故障時這兩個開關同時得到閉合指令，將這個或與之同族的變流單元的輸出端短路而使整機繼續(xù)運行，利用兩種開關不同的特性解決快速閉合與低損耗長時間運行的矛盾，其特征在于這個電子開關的容量小于這個機械開關的容量，保護單元的閉合指令可以從變流單元控制器、本身的過壓檢測、本身的由變流單元的位置操作的微動開關或者波形發(fā)生控制器同時或者分別得到；或者，所述的保護單元包括一個電控機械開關、并聯(lián)在這個電控機械開關上的一個大功率過壓自導通器件、串在這個過壓自導通器件的回路上的電流傳感器和保護控制器，電流傳感器檢到一定寬度的電流信號的存在時保護控制器使這個電控機械開關閉合。根據(jù)本發(fā)明，構成這樣一種三相輸入三相輸出的六開關電力變換裝置，包括控制器、三相輸入端、三相順變橋、直流濾波器、六個門極關斷開關器件及四個分別反并聯(lián)的續(xù)流二極管組成的三相輸出H型逆變橋、三相輸出端；所述的三相輸入三相輸出的六開關電力變換裝置的三相順變橋包括串聯(lián)在三相輸入回路中的三相過流保護裝置、連接三相輸入回路和直流回路的三相半控整流橋、并聯(lián)在三相半控整流橋兩端的三相并聯(lián)式恒流充電器、掛在三相輸入回路上的三個電流互感器和與三相半控整流橋的門極相連的順變控制器；所述的過流保護裝置可以是三個快速熔斷器或者是一個三對觸點的斷路器；所述的順變控制器根據(jù)直流濾波器兩端的直流母線電壓和變流單元控制器的指令控制半控整流橋和并聯(lián)式恒流充電器實現(xiàn)充電過程的啟停，根據(jù)電流互感器的過流信號關閉半控整流橋以快速切斷過流，或者使斷路器斷開；所述的三相并聯(lián)式恒流充電器至少包括三個分別串聯(lián)在三個相線上的鎮(zhèn)流電容和一個連在這三個鎮(zhèn)流電容后面的三相整流橋，其特征是這個三相整流橋的容量小于順變橋中半控整流橋的容量。
或者，所述的三相輸入三相輸出的六開關電力變換裝置的三相順變橋包括串聯(lián)在三相輸入回路中的起過流保護作用的快速熔斷器和三相串聯(lián)式恒流充電器、連接三相輸入回路和直流回路的由門極可控關斷半導體開關器件組成的三相全控整流橋和與門極可控關斷半導體開關器件的門極相連的有源濾波控制器；所述的有源濾波控制器根據(jù)直流濾波器兩端的直流母線電壓和變流單元控制器的指令控制三相串聯(lián)式恒流充電器實現(xiàn)充電過程的啟停，根據(jù)變流單元控制器的傳來的工頻交流電源的相位信號控制全控整流橋實現(xiàn)有源濾波和泵升能量的回饋；所述的三相串聯(lián)式恒流充電器至少包括三個分別串聯(lián)在三個相線上的鎮(zhèn)流電容、一個與鎮(zhèn)流電容并聯(lián)的三對觸點的短路開關和一個串聯(lián)在三相回路中的三對觸點的斷路開關，其特征是其短路開關三對觸點的容量與整流電路的容量相同。
附圖的簡要說明圖1是傳統(tǒng)上采用一個變壓器的主電路圖；圖2是傳統(tǒng)上采用三個變壓器的主電路圖；圖3是傳統(tǒng)上變流單元的電路圖；圖4是采用一種全控整流的變流單元的電路圖；圖5是采用一種全控整流的順變橋的電路圖；圖6是采用一種全控整流的順變橋的電路圖；圖7是采用GTO作為開關器件的逆變橋電路圖；圖8是采用電子開關的保護單元的電路圖；圖9是采用機械開關的保護單元的電路圖；圖10是一種帶充電電路的變流單元電路圖；圖11是一種帶副橋充電電路的變流單元電路圖；圖12是堆波波形發(fā)生示意圖；圖13是多重脈寬調制波形發(fā)生示意圖；圖14是多重脈寬調制波形發(fā)生控制器結構圖；圖15是雙向開關式電位獨立變流單元型電力變換器主電路圖；圖16是雙向開關式電位獨立變流單元的電路圖；圖17是雙向開關式電位獨立變流單元之開關器件的電路圖；圖18是變壓器分布式電位獨立變流單元型電力變換器主電路圖；圖19是變壓器分布式電位獨立變流單元電路圖；圖20是中點箝位式電位獨立變流單元型電力變換器主電路圖；圖21是中點箝位式變流單元電路圖；圖22是有移相無并聯(lián)的H橋變流單元電力變換裝置的主電路圖；圖23是無移相無并聯(lián)的H橋變流單元電力變換裝置的波形發(fā)生示意圖；圖24是有移相有并聯(lián)的H橋變流單元電力變換裝置的主電路圖；圖25是無移相有并聯(lián)的H橋變流單元電力變換裝置的主電路圖；圖26是無移相無并聯(lián)的單相H橋變流單元電力變換裝置的主電路圖；圖27是無移相有并聯(lián)的單相H橋變流單元電力變換裝置的主電路圖28是三相輸入H橋變流單元的電路圖；圖29是三相輸入熔斷器無濾波順變橋的電路圖；圖30是三相輸入斷路器無濾波順變橋的電路圖；圖31是三相輸入有源濾波順變橋的電路圖；圖32是單相輸入有源濾波的H橋變流單元的電路圖；圖33是單相輸入二極管整流有源濾波的H橋變流單元的電路圖；圖34是三相和單相并聯(lián)式充電電路的電路圖；圖35是三相和單相串聯(lián)式充電電路的電路圖；圖36是一種保護單元的電路37是另一種保護單元的電路38是保護單元機械開關可選方案的示意圖；圖39是保護單元電子開關可選方案的電路圖；圖40是本發(fā)明波形發(fā)生方法的一個三相正弦波輸出的示意圖；圖41是本發(fā)明H橋變流單元左右半橋波形關系示意圖；圖42是本發(fā)明波形發(fā)生控制器的功能結構圖；圖43是二極管箝位電力變換裝置主電路圖；圖44是二極管箝位變流單元的電路圖；圖45是六開關變頻器主電路圖；以下參照各個附圖，其中相同的標號表示相同的元件或部件，詳細描述本發(fā)明的實施例。
圖22是本發(fā)明第1實施例的主電路圖，其示出的由獨立電位H橋變流單元組成的電力變換裝置包括工頻交流電源121、S個三相進線變壓器122、Q個三相輸入普通H橋變流單元123、各個變流單元123所對應的保護單元124和此電力變換裝置的M相輸出125。圖中示出的是進線變壓器數(shù)S＝1、并聯(lián)單元數(shù)a＝1、串聯(lián)單元級數(shù)b＝3、變流相數(shù)M＝3和變流單元總數(shù)Q＝9的一種特例。
在圖22中，三相輸入普通H橋變流單元123與其所對應的保護單元124相連接后其共同的輸出端134和135順次相連而形成一個變流相，如圖22中的131、132和133，M個變流相在中點連接后形成M相輸出125。
在圖22中，三相進線變壓器122的初級繞組126可以采用星形或角形接法，其Q個三相次級繞組127按移相角的不同分成若干組，在圖22中分成3組，即128、129和130；組與組之間的移相角的差相同，移相角度差的和為60度；次級繞組127也可以逐個三相繞組移相，但移相角度差的和依然為60度；所有三相次級繞組127分別接入對應的三相輸入普通H橋變流單元123的輸入端191，一般同一組的次級繞組接不同變流相上的變流單元，如組128中的次級繞組分別接相131、相132和相133中的變流單元123。
三相輸入普通H橋變流單元123和保護單元124的結構在本發(fā)明的第7和第15實施例中詳述。
采用本專利第1實施例的電力變換裝置的優(yōu)點是輸入采用相移形成被動的多波頭取電，進線諧波較小；在某個變流單元發(fā)生故障時，保護單元快速動作，將該變流單元的輸出端短路而將其切除，實現(xiàn)最大可能的連續(xù)運行和故障安全性；充電過程是可控與低損耗的，可以反復進行。
在圖23中，三相輸入有源濾波H橋變流單元139與其所對應的保護單元124相連接后其共同的輸出端143和144順次相連而形成一個變流相，如圖23中的140、141和142，此M個變流相一端相聯(lián)形成中點，另一端形成M相輸出125。
圖23是本發(fā)明第2實施例的主電路圖，其示出的由獨立電位H橋變流單元組成的電力變換裝置包括工頻交流電源121、S個三相進線變壓器136、Q個三相輸入有源濾波H橋變流單元139、各個三相輸入有源濾波H橋變流單元139所對應的保護單元124和此電力變換裝置的M相輸出125。圖中示出的是進線變壓器數(shù)S＝1、并聯(lián)單元數(shù)a＝1、串聯(lián)單元級數(shù)b＝3、變流相數(shù)M＝3和變流單元總數(shù)Q＝9的一種特例。
在圖23中，三相進線變壓器136的初級繞組137可以采用星形或角形接法；其次級繞組138可以采用角形或星形接法，分別接入對應的三相輸入有源濾波H橋變流單元139的輸入端。
三相輸入有源濾波H橋變流單元139和保護單元124的結構在本發(fā)明的第7和第15實施例中詳述。
采用本專利第2實施例的電力變換裝置的優(yōu)點是取消了進線變壓器136次級繞組的相移，簡化了變壓器結構，降低了變壓器制造成本；利用三相輸入有源濾波H橋變流單元139的功能，實現(xiàn)能量回饋和對直流母線電壓的控制，并使進線諧波符合要求，適于小功率機型減小體積和減少重量的要求；在某個變流單元發(fā)生故障時，保護單元快速動作，將該變流單元的輸出端短路而將其切除，實現(xiàn)最大可能的連續(xù)運行和故障安全性；充電過程是可控與低損耗的，可以反復進行。
圖24是本發(fā)明第3實施例的主電路圖，其示出的由獨立電位H橋變流單元組成的電力變換裝置包括工頻交流電源121、S個過流保護裝置145、146和147、S個三相進線變壓器148、149和150、Q個普通H橋變流單元123、b個保護單元和此電力變換裝置的M相輸出125。圖中示出的是進線變壓器數(shù)S＝3、并聯(lián)單元數(shù)a＝2、串聯(lián)單元級數(shù)b＝3、變流相數(shù)M＝3和變流單元總數(shù)Q＝18的一種特例。
在圖24中，一個三相輸入普通H橋變流單元123與其相鄰的三相輸入普通H橋變流單元123的輸出端并聯(lián)后再與保護單元124并聯(lián)再順次相連而形成一相，各相在中點連接后形成三相輸出，至M相輸出125。
在圖24中，3臺三相進線變壓器148、149和150的初級繞組151、152和153可以采用星形或角形接法，受各自的過流保護裝置145、146和147的保護，其次級繞組154、155和156按移相角的不同分成若干組，在圖24中各分成3組，組與組之間的移相角的差相同，移相角度差的和為60度；次級繞組154、155和156也可以逐個三相繞組移相，但移相角度差的和依然為60度；所有三相次級繞組154、155和156分別接入對應的三相輸入普通H橋變流單元123的輸入端。
三相輸入有源濾波H橋變流單元123和保護單元124的結構在本發(fā)明的第7和第15實施例中詳述。
采用本專利第3實施例的電力變換裝置的優(yōu)點是輸入采用相移形成被動多波頭取電，進線諧波較?。欢鄠€變流單元輸出端并聯(lián)，有助于取得良好的輸出電流能力和波形；在某個變流單元發(fā)生故障時，保護單元快速動作，將該變流單元的輸出端短路而將其切除，實現(xiàn)最大可能的連續(xù)運行和故障安全性；充電過程是可控與低損耗的，可以反復進行。
圖25是本發(fā)明第4實施例的主電路圖，其示出的由獨立電位H橋變流單元組成的電力變換裝置包括工頻交流電源121、S個過流保護裝置145、146和147、S個三相進線變壓器157、158和159、Q個三相輸入有源濾波H橋變流單元139、b個保護單元和此電力變換裝置的M相輸出125。圖中示出的是進線變壓器數(shù)S＝3、并聯(lián)單元數(shù)a＝2、串聯(lián)單元級數(shù)b＝3、變流相數(shù)M＝3和變流單元總數(shù)Q＝18的一種特例。
在圖25中，一個三相輸入有源濾波H橋變流單元139與其相鄰的三相輸入有源濾波H橋變流單元139的輸出端并聯(lián)后再與保護單元124并聯(lián)再順次相連而形成一相，各相在中點連接后形成M相輸出125。
在圖25中，3臺三相進線變壓器157、158和159的初級繞組160、161和162可以采用星形或角形接法，受各自的過流保護裝置145、146和147的保護，其次級繞組163、164和165可以采用星形或角形接法；所有三相次級繞組154、155和156分別接入對應的三相輸入有源濾波H橋變流單元139的輸入端。
三相輸入有源濾波H橋變流單元139和保護單元124的結構在本發(fā)明的第7和第15實施例中詳述。
采用本專利第4實施例的電力變換裝置的優(yōu)點是取消了進線變壓器次級繞組的相移，簡化了變壓器結構，降低了變壓器制造成本；利用三相輸入有源濾波H橋變流單元139的功能，實現(xiàn)能量回饋和對直流母線電壓的控制，并使進線諧波符合要求；多個變流單元輸出端并聯(lián)，有助于取得良好的輸出電流波形；在某個變流單元發(fā)生故障時，保護單元快速動作，將該變流單元的輸出端短路而將其切除，實現(xiàn)最大可能的連續(xù)運行和故障安全性；充電過程是可控與低損耗的，可以反復進行。
圖26是本發(fā)明第5實施例的主電路圖，其示出的由獨立電位H橋變流單元組成的電力變換裝置包括工頻交流電源121、S個三相進線變壓器166、Q個單相輸入有源濾波H橋變流單元167、保護單元124和此電力變換裝置的M相輸出125。圖中示出的是進線變壓器數(shù)S＝1、并聯(lián)單元數(shù)a＝1、串聯(lián)單元級數(shù)b＝3、變流相數(shù)M＝3和變流單元總數(shù)Q＝9的一種特例。
在圖26中，三相進線變壓器166的初級繞組126可以采用星形或角形接法，圖中示出的是星形接法，其次級繞組全部單相輸出，分別接入對應的單相輸入有源濾波H橋變流單元167的輸入端；單相輸入有源濾波H橋變流單元167與其所對應的保護單元124相連接后其共同的輸出端171和172順次相連而形成一相，如圖中的168、169和170，各相在中點連接后形成M相輸出125。
三相進線變壓器166的同相的次級繞組分別接入不同相的單相輸入有源濾波H橋變流單元167的輸入端，在圖26中示出了屬于A相的單相次級繞組接入分別屬于U相、V相和W相的有源濾波H橋變流單元167；屬于B相的單相次級繞組接入分別屬于U相、V相和W相的有源濾波H橋變流單元167；屬于C相的單相次級繞組接入分別屬于U相、V相和W相的有源濾波H橋變流單元167。
單相輸入有源濾波H橋變流單元167和保護單元124的結構在本發(fā)明的第11、第12和第15實施例中詳述。
采用本專利第5實施例的電力變換裝置的優(yōu)點是取消了進線變壓器次級繞組的相移，次級繞組采用單相輸出，大大簡化了變壓器結構，降低了變壓器制造成本；利用單相輸入有源濾波H橋變流單元167的功能，實現(xiàn)能量回饋和對直流母線電壓的控制，并使進線諧波符合要求；適于小功率機型減小體積和減少重量的要求；在某個變流單元發(fā)生故障時，保護單元快速動作，將該變流單元的輸出端短路而將其切除，實現(xiàn)最大可能的連續(xù)運行和故障安全性；充電過程是可控與低損耗的，可以反復進行。
圖27是本發(fā)明第6實施例的主電路圖，其示出的由獨立電位H橋變流單元組成的電力變換裝置包括工頻交流電源121、S個三相進線變壓器173、Q個單相輸入有源濾波H橋變流單元167、b個保護單元124和此電力變換裝置的M相輸出125。圖中示出的是進線變壓器數(shù)S＝1、并聯(lián)單元數(shù)a＝2、串聯(lián)單元級數(shù)b＝3、變流相數(shù)M＝3和變流單元總數(shù)Q＝18的一種特例。
在圖27中，三相進線變壓器173的初級繞組可以采用星形或角形接法，其次級繞組全部單相輸出，分別接入對應的單相輸入有源濾波H橋變流單元167的輸入端；a個單相輸入有源濾波H橋變流單元167與1個保護單元的輸出端并聯(lián)后再順次相連而形成一相，各相在中點連接后形成M相輸出125。
單相輸入有源濾波H橋變流單元167和保護單元124的結構在本發(fā)明的第11、第12和第15實施例中詳述。
采用本專利第6實施例的電力變換裝置的優(yōu)點是取消了進線變壓器次級繞組的相移，使用單相輸出，大大簡化了變壓器結構，降低了變壓器制造成本；利用單相輸入有源濾波H橋變流單元167的功能，實現(xiàn)能量回饋和對直流母線電壓的控制，并使進線諧波符合要求；多個變流單元輸出端并聯(lián)，有助于取得良好的輸出電流能力和波形；在某個變流單元發(fā)生故障時，保護單元快速動作，將該變流單元的輸出端短路而將其切除，實現(xiàn)最大可能的連續(xù)運行和故障安全性；充電過程是可控與低損耗的，可以反復進行。
圖28是本發(fā)明第7實施例的電路圖，其示出的三相輸入H橋變流單元包括三相輸入端191、三相順變橋192、濾波電路193、單相H型逆變橋194、變流單元控制器195、輸出開關196和單相輸出端197、198。
在圖28中，三相順變橋192的輸出端為211和212，其可以有多種形式，在第8、第9和第10實施例中詳述；直流濾波電路193由共軛直流電抗器200和濾波電容器209組成，濾波電容器209一般由多個電容通過串聯(lián)和并聯(lián)組成；單相H型逆變橋194包括由四個半導體開關器件串聯(lián)然后并聯(lián)組成橋式逆變電路，即201和202、203和204，及其反向并聯(lián)在各個開關器件上的續(xù)流二極管205、206、207、208；輸出開關196可以選用電控機械開關或者快速熔斷器；變流單元控制器195依據(jù)通訊媒介199傳送來的、波形發(fā)生控制器120的命令，包括占空比和單元載頻周期信息，控制半導體開關器件201至204的工作狀態(tài)，將通過210采集的濾波電容器209兩端的直流母線電壓通過通訊媒介傳回波形發(fā)生控制器120代入計算。
圖28所示的三相輸入H橋變流單元可以演化出不同的形式，其中的三相順變橋192采用第8實施例和第9實施例的電路時，即為三相輸入普通H橋變流單元123；其中的三相順變橋192采用第10實施例的電路時，即為三相輸入有源濾波H橋變流單元139。
圖29是本發(fā)明第8實施例的電路圖，其示出了順變橋192的一種電路，包括三相輸入端191、進線熔斷器213、半控整流橋214、并聯(lián)式充電電路215、順變控制器216及輸出端211和212。
在圖29中，半控整流橋214由三個整流二極管和三個晶體閘流管組成；順變控制器216控制半控整流橋214中三個晶體閘流管的門極，通過220傳送的直流母線電壓和217傳送的變流單元控制器195的信號決定這三個晶體閘流管的工作狀態(tài)；并聯(lián)式充電電路215的三相交流輸入端為218，直流輸出端為219，采用可控充電方式時通過221獲得順變控制器216發(fā)出的充電啟停信號。
圖30是本發(fā)明第9實施例的電路圖，其示出了順變橋192的另一種電路，包括三相輸入端191、過流保護器222、三個電流互感器223、半控整流橋214、并聯(lián)式充電電路215、順變控制器224及輸出端211和212。
在圖30中，過流保護器222可以是三個熔斷器，也可以是三對觸點或兩對觸點的斷路器；半控整流橋214由三個整流二極管和三個晶體閘流管組成；順變控制器224控制半控整流橋214中三個晶體閘流管的門極，通過211和212之間的直流母線電壓和225傳送的變流單元控制器195的信號，順變控制器224決定這三個晶體閘流管的啟閉，另外，通過三個電流互感器223傳來的信號，順變控制器224在過流發(fā)生時關斷三個晶體閘流管，必要時還可以通過227斷開使用斷路器時的過流保護器222。并聯(lián)式充電電路215的三相交流輸入端為218，直流輸出端為219，采用可控充電方式時，通過221獲得順變控制器216發(fā)出的充電啟停信號。
圖31是本發(fā)明第10實施例的電路圖，其示出了順變橋192的另一種電路，包括三相輸入端191、快速熔斷器213、串聯(lián)充電電路228、全控整流橋229、順變控制器230及輸出端211和212。
在圖31中，全控整流橋229由六個半導體開關器件和六個與之反向并聯(lián)的續(xù)流二極管及串在交流輸入端上的三個交流電抗器組成，半導體開關器件一般選用絕緣柵雙極晶體管，三個交流電抗器可用進線變壓器的漏感取代；順變控制器230控制全控整流橋229中六個半導體開關器件，根據(jù)通過231從變流單元控制器送來的相位信號實現(xiàn)整流狀態(tài)的有源濾波，根據(jù)輸出端211和212之間的直流母線電壓來控制回饋，另外，順變控制器230直接控制串聯(lián)充電電路的工作狀態(tài)；串聯(lián)充電電路228的詳述見本發(fā)明的第14實施例。
圖32是本發(fā)明第11實施例的電路圖，其示出了單相輸入有源濾波H橋變流單元的另一種電路，包括單相輸入端232、快速熔斷器233、單相串聯(lián)充電電路234、全控整流橋235、順變控制器236、直流濾波電路193、單相H型逆變橋194、變流單元控制器195、輸出開關196及單相輸出端197和198。
在圖32中，全控整流橋235由四個半導體開關器件和四個與之反向并聯(lián)的續(xù)流二極管及串在交流輸入端上的一個交流電抗器組成，半導體開關器件一般選用絕緣柵雙極晶體管，交流電抗器可用進線變壓器的漏感取代；輸出開關196可以選用電控機械開關或者快速熔斷器；順變控制器236控制全控整流橋235中四個半導體開關器件，根據(jù)通過237從變流單元控制器195送來的相位信號實現(xiàn)整流狀態(tài)的有源濾波，根據(jù)直流母線電壓來實現(xiàn)回饋狀態(tài)的逆變，另外，順變控制器236直接控制單相串聯(lián)充電電路的工作狀態(tài)；濾波電路193由共軛直流電抗器200和濾波電容器209組成，濾波電容器209一般由多個電容通過串聯(lián)和并聯(lián)組成；單相H型逆變橋194包括四個半導體開關器件及其反向并聯(lián)在各個開關器件上的續(xù)流二極管；變流單元控制器195依據(jù)通訊媒介199傳送來的波形發(fā)生控制器120的指令，包括占空比和單元載頻周期信息，控制半導體開關器件的開關狀態(tài)，并將濾波電容器209兩端的直流母線電壓通過通訊媒介199傳回波形發(fā)生控制器120代入波形發(fā)生計算；單相串聯(lián)充電電路234的詳述見本發(fā)明的第14實施例。
圖33是本發(fā)明第12實施例的電路圖，其示出了單相輸入有源濾波H橋變流單元的另一種電路，包括單相輸入端232、過流保護器247、電流互感器258、半控整流橋248、單相并聯(lián)式充電電路250、順變控制器249、有源濾波電路251、直流濾波電容252、單相H型逆變橋194、變流單元控制器195、輸出開關196及單相輸出端197和198。
在圖33中，過流保護器247可以是一個或兩個熔斷器，也可以是一個有一對觸點的或兩對觸點的斷路器；半控整流橋248由兩個晶體閘流管和兩個整流二極管組成；輸出開關196可以選用電控機械開關或者快速熔斷器；順變控制器249控制半控整流橋248中兩個晶體閘流管的門極，通過直流母線電壓和257傳送的變流單元控制器195的指令信號，順變控制器249決定這兩個晶體閘流管的啟閉，另外，通過電流互感器258傳來的信號，順變控制器249在輸入端232發(fā)生過流時關斷兩個晶體閘流管，必要時還可以直接斷開使用斷路器時的過流保護器247，另外，根據(jù)通過257從變流單元控制器195送來的相位信號控制有源濾波電路251，另外，順變控制器249還直接控制單相串聯(lián)充電電路的工作狀態(tài)；有源濾波電路251由直流電感253、止回二極管254、開關器件255及其反向并聯(lián)的續(xù)流二極管256組成；直流濾波電路只有直流濾波電容252即可，濾波電容252一般由多個電容通過串聯(lián)和并聯(lián)組成；單相逆變橋237包括由四個半導體開關器件組成的橋式逆變電路及其反向并聯(lián)在各個開關器件上的續(xù)流二極管；變流單元控制器195通過通訊媒介199獲得波形發(fā)生控制器120的所有指令，包括占空比和單元載頻周期信息，控制單相逆變橋194中的半導體開關器件的開關狀態(tài)，并將濾波電容器252兩端的直流母線電壓通過通訊媒介199傳回波形發(fā)生控制器120且代入波形發(fā)生計算；單相并聯(lián)式充電電路250的詳述見本發(fā)明的第13實施例。
圖34是本發(fā)明第13實施例的電路圖，其示出了三相并聯(lián)式充電電路215和單相并聯(lián)式充電電路250的幾種例子。下述三相并聯(lián)式充電電路215和單相并聯(lián)式充電電路234的幾種例子可以應用于交直交型低壓變頻器或電源中。
圖34(a)示出的是三相并聯(lián)式充電電路215的原理性電路，圖34(a)中三相并聯(lián)式充電電路215包括進線端218、進線熔斷器261、充電電容262、三相充電副橋263、出線熔斷器264和出線端219。這種利用電容作為恒流源給濾波電容充電的方法的優(yōu)點是無發(fā)熱器件、充電電流容易控制、器件容量較小，成本較低。
圖34(b)示出的是三相并聯(lián)式充電電路215的一種改進型電路，圖34(b)中三相并聯(lián)式充電電路215包括進線端218、進線熔斷器261、充電電容262、放電電阻265、遲滯電阻266、三相充電副橋263、充電控制開關267和出線端219。充電電容262起恒流源的作用；放電電阻265的作用是在該充電電路停止工作時把充電電容262中的電荷放掉；遲滯電阻266是為了控制充電電流的上升特性；三相充電副橋263的作用是整流；充電控制開關267在其電磁線圈的作用下開始或關閉充電過程，如果不控制充電過程，充電控制開關267可以換成熔斷器或者使充電副橋直接輸出。圖34(b)的電路除具有圖34(a)的電路的優(yōu)點外，其充電電流的瞬時特性較好，停止工作時充電電容262中無殘余電荷。
圖34(c)示出的是單相并聯(lián)式充電電路250的一種例子，圖34(c)中單相并聯(lián)式充電電路250包括進線端259、進線熔斷器261、充電電容262、放電電阻265、遲滯電阻266、單相充電副橋269、充電控制開關267和出線端260。充電電容262起恒流源的作用；放電電阻265的作用是在該充電電路停止工作時把充電電容262中的電荷放掉；遲滯電阻266是為了控制充電電流的上升特性；單相充電副橋269的作用是整流；充電控制開關267在其電磁線圈的作用下開始或關閉充電過程，如果不控制充電過程，充電控制開關267可以換成熔斷器或者使充電副橋直接輸出。
圖35是本發(fā)明第14實施例的電路圖，其示出了三相串聯(lián)充電電路228和單相串聯(lián)充電電路234的幾種例子。下述三相串聯(lián)充電電路228和單相串聯(lián)充電電路234的幾種例子可以應用于交直交型低壓變頻器或電源中。
圖35(a)示出的是三相串聯(lián)充電電路228的原理性電路。圖35(a)中三相串聯(lián)充電電路228包括進線端270、充電電容271、三對觸點的隔離繼電器272、三對主觸點的切除接觸器273和出線端274。三對觸點的隔離繼電器272閉合而三對主觸點的切除接觸器273打開為充電狀態(tài)，三對觸點的隔離繼電器272打開而三對主觸點的切除接觸器273閉合為工作狀態(tài)。這種利用電容作為恒流源給濾波電容充電的方法的優(yōu)點是無發(fā)熱器件、充電電流容易控制。
圖35(b)示出的是三相串聯(lián)充電電路228的一個實用性例子。圖35(b)中三相串聯(lián)充電電路228包括進線端270、充電電容271、三對常開常閉觸點的隔離繼電器277、三對主觸點的切除接觸器273、阻滯電阻275、濾波電阻276和出線端274。三對常開常閉觸點的隔離繼電器277閉合而三對主觸點的切除接觸器273打開為充電狀態(tài)，三對常開常閉觸點的隔離繼電器277打開而三對主觸點的切除接觸器273閉合為工作狀態(tài)，由于三對常開常閉觸點的隔離繼電器277常閉觸點的作用，工作狀態(tài)時充電電容271與濾波電阻276串聯(lián)形成星形接法并在變流單元的輸入電路中，起濾波的作用。圖35(b)示出的電路不但有圖35(a)示出的電路的優(yōu)點，而且充電電容271得到復用，改善了變流單元輸入的濾波條件。
圖35(c)示出的是單相串聯(lián)充電電路234的一個實用性例子。圖35(c)中三相串聯(lián)充電電路234包括進線端277、充電電容271、有常開常閉觸點的隔離繼電器277、切除接觸器273、阻滯電阻275、濾波電阻276和出線端278。隔離繼電器277閉合而切除接觸器273打開為充電狀態(tài)，隔離繼電器277打開而切除接觸器273閉合為工作狀態(tài)，由于隔離繼電器277常閉觸點的作用，工作狀態(tài)時充電電容271與濾波電阻276串聯(lián)后并在變流單元的輸入電路中，起濾波的作用。
圖36、圖37、圖38和圖39是本發(fā)明第15實施例的電路圖，其示出了保護單元124的電路的幾種例子。
圖36示出的是保護單元124的一種電路。圖36中，保護單元124包括進線端197和198、電控機械開關281、電子開關282和保護控制板283。進線端197和198與變流單元的輸出端標號相同，表示其并聯(lián)連接；保護控制板283可以通過媒介284接受波形發(fā)生控制器120的指令，可以通過285接受變流單元控制器的控制，另外，保護控制板283根據(jù)線端197和198之間的電壓決定機械開關281和電子開關282動作與否，保護單元124動作時，機械開關281和電子開關282同時受保護控制板283的驅動，由于電子開關282的動作速度快而內阻大，只在與機械開關281的時間差內工作，所需容量遠遠小于機械開關281的容量和其相應的變流單元的容量，另外，保護控制板283通過微動開關226感知變流單元是否在其位置上，如變流單元抽出，機械開關281總保持閉合導通狀態(tài)；機械開關281的可選范圍由圖38示出，電子開關282的可選范圍由圖39示出。
圖37示出的是保護單元124的另一種電路。圖37中，保護單元124包括進線端197和198、電控機械開關281、過壓自導通器件286、電流傳感器287和保護控制板288。進線端197和198與變流單元的輸出端標號相同，表示其并聯(lián)連接；過壓自導通器件286是一種特殊的電子開關，其上的電壓達到一定值時兩端導通，過壓自導通器件286可以選用BOD二極管(Breakover Diode)或者SPD吸能型過壓保護器；保護控制板288通過媒介284接受波形發(fā)生控制器120的指令，同時通過285接受變流單元控制器的控制，另外，如果電流傳感器287檢出電流信號達到一定寬度時，表示過壓自導通器件286進入過壓保護狀態(tài)，保護控制板288自動閉合機械開關281，另外，保護控制板283通過微動開關226感知變流單元是否在其位置上，如變流單元抽出，機械開關281總保持閉合導通狀態(tài)。
圖38示出的是圖36和圖37中機械開關281的可選范圍。
圖38(a)示出的是機械開關281采用接觸器式自動開關的方案，其中，觸點289由電磁線圈290驅動，電磁線圈290受保護控制板288的控制。圖38(b)示出的是機械開關281采用接觸器式自動開關而保護單元工作時電磁線圈不連續(xù)通電的方案，其中，觸點291由吸合電磁線圈292驅動而吸合，止退桿295將擋鐵293卡住，吸合電磁線圈292斷電而觸點291并不斷開；需要觸點291斷開時，釋放電磁線圈294通電，止退桿295將擋鐵293放開，觸點291在回位彈簧的作用下斷開；吸合電磁線圈292和釋放電磁線圈294均受保護控制板的控制。
圖39示出的是圖36和圖37中電子開關282的可選范圍。其中，各種電路中的開關器件280，不論其數(shù)量如何，都是與機械開關281一起開通，其容量遠小于機械開關281的容量。
圖40和圖41是本發(fā)明的第16實施例，示出的是按照“脈沖分配”波形發(fā)生方法一個有9個無并聯(lián)H橋變流單元和三相輸出的電力變換裝置輸出波形的關系。
圖40中，296是U相第1個變流單元的輸出波形，297是U相第2個變流單元的輸出波形，298是U相第3個變流單元的輸出波形，299是V相第1個變流單元的輸出波形，300是V相第2個變流單元的輸出波形，301是V相第3個變流單元的輸出波形，302是W相第1個變流單元的輸出波形，303是W相第2個變流單元的輸出波形，304是W相第3個變流單元的輸出波形，305是一個系統(tǒng)載頻周期的長度，306是U相輸出基波函數(shù)曲線，307是V相輸出基波函數(shù)曲線，308是W相輸出基波函數(shù)曲線，309是U相實際輸出波形，310是V相實際輸出波形，311是W相實際輸出波形。
圖40中，因為一共由9個變流單元，9個系統(tǒng)載頻周期為1個單元載頻周期；每一個豎向虛線為一個計算時刻，豎向虛線之間的距離為系統(tǒng)周期305，每個計算時刻涉及的變流單元用三角形表示，對于某個變流單元來說兩個三角形之間的距離為單元載頻周期。以U相第1個變流單元的輸出波形296為例，在每一個計算時刻計算U相輸出基波函數(shù)的值，即U相輸出基波函數(shù)曲線306在縱軸的截距，由于最大占空比的作用，U相輸出基波函數(shù)曲線306小于1，在其隨后的單元載頻周期中做出一個脈沖，此脈沖的寬度與這次計算的U相輸出基波函數(shù)的值相同，位置居中；如此一次一次地反復進行，得到輸出波形296。其他變流單元輸出波形同理可以得到。將U相第1個變流單元的輸出波形296、U相第2個變流單元的輸出波形297和U相第3個變流單元的輸出波形298疊加在一起得到U相實際輸出波形309；將V相第1個變流單元的輸出波形299、V相第2個變流單元的輸出波形300和V相第3個變流單元的輸出波形301疊加在一起得到V相實際輸出波形310；將W相第1個變流單元的輸出波形302、W相第2個變流單元的輸出波形303和W相第3個變流單元的輸出波形304疊加在一起得到W相實際輸出波形311。由圖39可知，U相實際輸出波形309與U相輸出基波函數(shù)曲線306、V相實際輸出波形310與V相輸出基波函數(shù)曲線307、W相實際輸出波形311與W相輸出基波函數(shù)曲線308之間有半個單元載頻周期的相移，在具體實施的時候要在占空比計算公式中代入修正系數(shù)予以消除。
圖41示出的是H橋變流單元輸出脈沖及其左右半橋輸出脈沖計算關系示意圖。圖41中，312是變流單元的輸出波形，313是該變流單元左半橋的輸出波形，314是該變流單元右半橋的輸出波形，315是單元載頻周期，316是半橋載頻周期，317是左半橋脈沖上升沿時間，318是右半橋脈沖上升沿時間，319是左半橋脈沖下降沿時間，320是右半橋脈沖下降沿時間。當左半橋脈沖寬于右半橋脈沖時，變流單元輸出正向脈沖；右半橋脈沖寬于左半橋脈沖時，變流單元輸出反向脈沖。
圖42是本發(fā)明的第17實施例的示意圖，示出了具有電位獨立變流單元的電力變換裝置波形發(fā)生控制器120的結構。
圖42中，波形發(fā)生控制器120包括主模塊321、計算模塊322、分配模塊323、總線模塊324、專用總線325、Q個簡選模塊326、Q個通訊媒介327、Q個實算模塊328，當變流單元有有源濾波功能時還包括輸入相位模塊329。通訊媒介327可以是光纖，也可以采用電磁波。
主模塊321通過總線330與上位控制系統(tǒng)進行通訊；Q個簡選模塊326從M1至MQ全部掛在專用總線325上，簡選模塊326中的上通訊模塊369通過通訊媒介327與實算模塊328中的下通訊模塊370進行通訊并傳遞波形發(fā)生信息，所有Q個實算模塊328從C1至CQ與Q個簡選模塊326從M1至MQ相對應。
圖43是本發(fā)明第18實施例的主電路圖，其示出的由獨立電位中點箝位變流單元組成的電力變換裝置包括工頻交流電源121、S個過流保護裝置331、S個三相進線變壓器332、Q個中點箝位變流單元335、Q個與中點箝位變流單元335并聯(lián)的保護單元124和此電力變換裝置的M相輸出125。
在圖43中，S臺三相進線變壓器332的初級繞組333可以采用星形或角形接法，受各自的過流保護裝置331的保護，其次級繞組334可以移相也可以不移相，移相時可以按移相角的不同分成若干組，在圖43中各分成3組，組與組之間的移相角的差相同，移相角度差的和為60度；次級繞組也可以逐個移相，但移相角度差的和依然為60度；所有三相次級繞組334分別接入對應的三相輸入中點箝位變流單元123的輸入端，原則是要使變壓器次級繞組的負荷盡量一致。
三相輸入中點箝位變流單元335和保護單元124的結構在本發(fā)明的第19和第15實施例中詳述。
采用本專利第18實施例的電力變換裝置的優(yōu)點是一個中點箝位變流單元的輸出相當兩個H橋輸出的輸出，且在同樣電壓條件下所需的開關器件耐壓值較低，有助于取得良好的輸出波形的同時降低成本；在某個變流單元發(fā)生故障時，保護單元快速動作，將該變流單元的輸出端短路而將其切除，實現(xiàn)最大可能的連續(xù)運行和故障安全性；充電過程是可控與低損耗的，可以反復進行。
圖44是本發(fā)明第19實施例的電路圖，其示出的三相輸入中點箝位變流單元包括三相輸入端345和346、兩個三相順變橋192、兩個濾波電路347、兩個中點箝位半橋349和350和單相輸出端113和114。
在圖44中，三相順變橋192的輸入端為191，其輸出端為211和212，其可以采用在第8、第9和第10實施例中詳述過的各種形式；濾波電路347由共軛直流電抗器和濾波電容器組成，濾波電容器一般由多個電容通過串聯(lián)和并聯(lián)組成，該圖中示出的是可以沒有共軛直流電抗器的情況；中點箝位半橋349包括四個半導體開關器件351、352、353和354及其反向并聯(lián)在各個開關器件上的續(xù)流二極管和兩個箝位二極管355、356，中點箝位半橋350包括四個半導體開關器件361、362、363和364及其反向并聯(lián)在各個開關器件上的續(xù)流二極管和兩個箝位二極管357、358；變流單元控制器359依據(jù)通訊媒介199傳送來的波形發(fā)生控制器的命令，包括占空比和單元載頻周期信息，控制半導體開關器件201至204的工作狀態(tài)，將濾波電路347兩端的兩個直流母線電壓通過通訊媒介199傳回波形發(fā)生控制器120代入計算。
圖45是本發(fā)明第20實施例的電路圖，其示出的六開關式變流裝置包括三相工頻電源381、三相順變橋192、濾波電路382、三相逆變橋383、控制器384和三相負載385。
在圖45中，三相順變橋192可以采用在本發(fā)明第8、第9和第10實施例中詳述過的各種形式；濾波電路382由共軛直流電抗器和濾波電容器組成，濾波電容器一般由多個電容通過串聯(lián)和并聯(lián)組成；三相逆變橋383包括六個半導體開關器件及反向并聯(lián)在各個開關器件上的續(xù)流二極管；控制器384驅動三相逆變橋383輸出三相負載385所需要的電壓波形。
本發(fā)明的第21實施例構成這樣一種由多個電位獨立的H橋變流單元組合而成的三相正弦波輸出的電力變換裝置的波形發(fā)生方法一個系統(tǒng)周期的角度增量Δ＝2π·f·c實時相位角θ＝Δ·xU相各個變流單元的占空比函數(shù)Yuj＝auj·cos(θ+αu)V相各個變流單元的占空比函數(shù)Yvj=avj·cos(θ-2π3+αv)]]>W相各個變流單元的占空比函數(shù)Ywj=awj·cos(θ+2π3+αw)]]>U相幅值修正系數(shù)auj＝v·d·uujV相幅值修正系數(shù)avj＝v·d·uvjW相幅值修正系數(shù)awj＝v·d·uwj其中，c為系統(tǒng)周期，x為系統(tǒng)周期的個數(shù)，f為輸出頻率，v是當前輸出電壓的百分比，d是每相中的變流單元的標準直流母線電壓的和對額定輸出時相電壓幅值的差的修正系數(shù)，u是各個變流單元當前直流母線電壓對標準直流母線電壓的修正系數(shù)；幅值修正系數(shù)auj、avj和awj的最大值是最大占空比，且大于0，小于1；αu、αv和αw是相位修正角，其包括單元故障時用改變相位差對電壓的提升和計算延遲；U相變流單元的單元周期Cu＝3·Nu·cV相變流單元的單元周期Cv＝3·Nv·cW相變流單元的單元周期Cw＝3·Nw·cU相變流單元的半橋周期CBu＝2·CuV相變流單元的半橋周期CBv＝2·CvW相變流單元的半橋周期CBw＝2·Cw其中，Nu為U相的變流單元數(shù)，Nv為V相的變流單元數(shù)，Nw為W相的變流單元數(shù)；脈沖分配的排隊方法是先按相循環(huán)，后按單元個數(shù)循環(huán)；如果每相中有三個單元，有Yu1、Yv1、Yw1、Yu2、Yv2、Yw2、Yu3、Yv3、Yw3，周而復始；設某相中同時輸出脈沖的工作變流單元數(shù)為R，所有變流單元正常且R小于該相的變流單元總數(shù)N時，每相中(N-R)個變流單元還可以使用，脈沖還可以依次向它們上面分配，只是同時工作的變流單元有R個，如果有變流單元發(fā)生故障且故障單元數(shù)為Q，(N-R-Q)≥0時，可以滿足輸出電壓的要求，脈沖分配方式可以不變，(N-R-Q)＜0時，可以采取改變占空比函數(shù)(如加入三次諧波和相位差)來補償變流單元缺失所造成的輸出電壓幅值的下降；對于某一個H橋變流單元，脈沖發(fā)生時刻計算的方法是每相鄰的兩次占空比得出一次左右半橋的脈沖，左右半橋脈沖的周期是相同和起點一致的，對于一個變流單元相鄰的兩次計算的占空比為Y1和Y2，有左半橋上升沿定時器值Ls=CB2(1-Y1)]]>右半橋上升沿定時器值Rs=CB2(1+Y1)]]>左半橋下降沿定時器值Lx=CB2(1+Y2)]]>右半橋下降沿定時器值Rx=CB2(1-Y2)]]>其中，CB為半橋周期；Ls即附圖41中的317，Rs即附圖41中的318，Lx即附圖41中的319，Rx即附圖41中的320。
這樣有幾個方面的好處一個變流單元上分配一個脈沖，由于變壓器副邊繞組移相的原因，實際上產生了輪流均衡取電的效果，可以消除因為關閉變流單元所造成的進線諧波增大的情況；輪流工作，可以使各個進線變壓器次級繞組和變流單元的熱負荷平衡；使所有的變流單元都參與工作，可及早發(fā)現(xiàn)故障變流單元。
本發(fā)明的第22實施例構成這樣一種由多個電位獨立的中點箝位變流單元組合而成的三相正弦波輸出的電力變換裝置的波形發(fā)生方法一個中點箝位變流單元的輸出效果相當于兩個串聯(lián)的H橋變流單元的輸出效果，可以看作是上述波形發(fā)生方法的、一個組中有兩個同相的H橋變流單元的特例。
中點箝位變流單元的左橋的第1個開關器件導通輸出一個正向電壓E，其右橋第4個開關器件同時導通時輸出兩倍的正向電壓2E，第一種情況可看作第一個H橋變流單元正向導通，第二中情況可以看作第二個H橋變流單元同時正向導通；中點箝位變流單元的右橋的第1個開關器件導通輸出一個反向電壓-E，其左橋第4個開關器件同時導通時輸出兩倍的反向電壓-2E，第一種情況可看作第一個H橋變流單元反向導通，第二中情況可以看作第二個H橋變流單元同時反向導通。其具體的計算過程為一個系統(tǒng)周期的角度增量Δ＝2π·f·c實時相位角θ＝Δ·xU相各個變流單元的占空比Yuj＝auj·cos(θ+αu)V相各個變流單元的占空比Yvj=avj·cos(θ-2π3+αv)]]>W相各個變流單元的占空比Ywj=awj·cos(θ+2π3+αw)]]>U相幅值修正系數(shù)auj＝v·d·uujV相幅值修正系數(shù)avj＝v·d·uvj
W相幅值修正系數(shù)awj＝v·d·uwj其中，c為系統(tǒng)周期，x為系統(tǒng)周期的個數(shù)，f為輸出頻率，v是當前輸出電壓的百分比，d是每相中的變流單元的標準直流母線電壓的和對額定輸出時相電壓幅值的差的修正系數(shù)，u是各個變流單元當前直流母線電壓對標準直流母線電壓的修正系數(shù)，要對幅值修正系數(shù)進行限幅計算，使之不大于最大占空比，且大于0，小于1，αu、αv和αw是相位修正角，其包括單元故障時用改變相位差對電壓的提升和計算延遲，U相變流單元的單元周期Cu＝3·Nu·cV相變流單元的單元周期Cv＝3·Nv·cW相變流單元的單元周期Cw＝3·Nw·c脈沖分配的排隊方法是先按變流相數(shù)循環(huán)，后按單元組數(shù)循環(huán)；如果每相中有2個單元，有Yu1、Yv1、Yw1、Yu2、Yv2、Yw2；設某相中同時輸出脈沖的工作變流單元數(shù)為R，所有變流單元正常且R小于該相的變流單元總數(shù)N時，每相中(N-R)個變流單元還可以使用，脈沖還可以依次向它們上面分配，只是同時工作的變流單元有R個，如果有變流單元發(fā)生故障且故障單元數(shù)為Q，(N-R-Q)≥0時，可以滿足輸出電壓的要求，脈沖分配方式可以不變，(N-R-Q)＜0時，可以采取改變占空比函數(shù)(如加入三次諧波和相位差)來補償變流單元缺失所造成的輸出電壓幅值的下降；對于某一個中點箝位變流單元，脈沖發(fā)生時刻計算的方法是每次占空比得出一次左右半橋中第1或第4個開關器件的開通的脈沖，其工作周期為單元周期，第1和第4個開關器件的開通的周期是相同和起點一致的，有脈沖上升沿定時器值S=C2(1-Y)]]>脈沖下降沿定時器值X=C2(1+Y)]]>在有2E或-2E輸出時，中點箝位變流單元的左橋的第1個開關器件或右橋的第1個開關器件是保持導通的。
這樣有幾個方面的好處一個變流單元上分配一個脈沖，由于變壓器副邊繞組移相的原因，實際上產生了輪流均衡取電的效果，可以消除因為關閉變流單元所造成的進線諧波增大的情況；輪流工作，可以使各個進線變壓器次級繞組和變流單元的熱負荷平衡；使所有的變流單元都參與工作，可及早發(fā)現(xiàn)故障變流單元。
按照所述的本發(fā)明，可以提供一種經濟性好的電力變換裝置及其控制方法，在獲得良好輸出的同時減少電源側的諧波電流，均衡各個變流單元的負載，可以在更大的頻率和電壓范圍內穩(wěn)定地工作。
權利要求
1.一種由多個電位獨立的H橋變流單元組合而成的三相正弦波輸出的電力變換裝置的波形發(fā)生方法，其特征在于一個系統(tǒng)周期的角度增量Δ＝2π·f·c實時相位角θ＝Δ·xU相各個變流單元的占空比函數(shù)Yuj＝auj·cos(θ+αu)V相各個變流單元的占空比函數(shù)Yvj=avj·cos(θ-2π3+αv)]]>W相各個變流單元的占空比函數(shù)Ywj=awj·cos(θ+2π3+αw)]]>U相幅值修正系數(shù)auj＝v·d·uujV相幅值修正系數(shù)avj＝v·d·uvjW相幅值修正系數(shù)awj＝v·d·uwj其中，c為系統(tǒng)周期，x為系統(tǒng)周期的個數(shù)，f為輸出頻率，v是當前輸出電壓的百分比，d是每相中的變流單元的標準直流母線電壓的和對額定輸出時相電壓幅值的差的修正系數(shù)，u是各個變流單元當前直流母線電壓對標準直流母線電壓的修正系數(shù)；幅值修正系數(shù)auj、avj和awj的最大值是最大占空比，且大于0，小于1；αu、αv和αw是相位修正角，其包括單元故障時用改變相位差對電壓的提升和計算延遲；U相變流單元的單元周期Cu＝3·Nu·cV相變流單元的單元周期Cv＝3·Nv·cW相變流單元的單元周期Cw＝3·Nw·cU相變流單元的半橋周期CBu＝2·Cuv相變流單元的半橋周期CBv＝2·CvW相變流單元的半橋周期CBw＝2·Cw其中，Nu為U相的變流單元數(shù)，Nv為v相的變流單元數(shù)，Nw為W相的變流單元數(shù)；脈沖分配的排隊方法是先按相循環(huán)，后按單元個數(shù)循環(huán)；如果每相中有三個單元，有Yu1、Yv1、Yw1、Yu2、Yv2、Yw2、Yu3、Yv3、Yw3，周而復始；設某相中同時輸出脈沖的工作變流單元數(shù)為R，所有變流單元正常且R小于該相的變流單元總數(shù)N時，每相中(N-R)個變流單元還可以使用，脈沖就依次向它們上面分配，只是同時工作的變流單元有R個；如果有變流單元發(fā)生故障且故障單元數(shù)為Q，(N-R-Q)≥0時，可以滿足輸出電壓的要求，脈沖分配方式不變；(N-R-Q)＜0時，采取改變占空比函數(shù)來補償變流單元缺失所造成的輸出電壓幅值的下降。對于某一個H橋變流單元，脈沖發(fā)生時刻計算的方法是每相鄰的兩次占空比得出一次左右半橋的脈沖，左右半橋脈沖的周期是相同和起點一致的，對于一個變流單元相鄰的兩次計算的占空比為Y1和Y2，有左半橋上升沿定時器值Ls=CB2(1-Y1)]]>右半橋上升沿定時器值Rs=CB2(1+Y1)]]>左半橋下降沿定時器值Lx=CB2(1+Y2)]]>右半橋下降沿定時器值Rx=CB2(1-Y2)]]>其中，CB為半橋周期；
2.根據(jù)權利要求1的三相正弦波輸出的電力變換裝置的波形發(fā)生方法，其特征在于一個中點箝位變流單元的輸出效果相當于兩個串聯(lián)的H橋變流單元的輸出效果，可以看作是權利要求2所述波形發(fā)生方法的、一個組中有兩個同相的H橋變流單元的變種；中點箝位變流單元的左橋的第1個開關器件導通輸出一個正向電壓E，可看作第一個H橋變流單元正向導通，其右橋第4個開關器件同時導通時輸出兩倍的正向電壓2E，可以看作第二個H橋變流單元同時正向導通；中點箝位變流單元的右橋的第1個開關器件導通輸出一個反向電壓-E，看作第一個H橋變流單元反向導通，其左橋第4個開關器件同時導通時輸出兩倍的反向電壓-2E，可以看作第二個H橋變流單元同時反向導通，其具體的計算過程為一個系統(tǒng)周期的角度增量Δ＝2π·f·c實時相位角θ＝Δ·xU相各個變流單元的占空比Yuj＝auj·cos(θ+αu)V相各個變流單元的占空比Yvj=avj·cos(θ-2π3+αv)]]>W相各個變流單元的占空比Ywj=awj·cos(θ+2π3+αw)]]>U相幅值修正系數(shù)auj＝v·d·uujV相幅值修正系數(shù)avj＝v·d·uvjW相幅值修正系數(shù)awj＝v·d·uwj其中，c為系統(tǒng)周期，x為系統(tǒng)周期的個數(shù)，f為輸出頻率，v是當前輸出電壓的百分比，d是每相中的變流單元的標準直流母線電壓的和對額定輸出時相電壓幅值的差的修正系數(shù)，u是各個變流單元當前直流母線電壓對標準直流母線電壓的修正系數(shù)，要對幅值修正系數(shù)進行限幅計算，使之不大于最大占空比，且大于0，小于1；αu、αv和αw是相位修正角，其包括單元故障時用改變相位差對電壓的提升和計算延遲；U相變流單元的單元周期Cu＝3·Nu·cV相變流單元的單元周期Cv＝3·Nv·cW相變流單元的單元周期Cw＝3·Nw·c脈沖分配的排隊方法是先按變流相數(shù)循環(huán)，后按單元組數(shù)循環(huán)；如果每相中有2個單元，有Yu1、Yv1、Yw1、Yu2、Yv2、Yw2；設某相中同時輸出脈沖的工作變流單元數(shù)為R，所有變流單元正常且R小于該相的變流單元總數(shù)N時，每相中(N-R)個變流單元還可以使用，脈沖依次向它們上面分配，只是同時工作的變流單元有R個，如果有變流單元發(fā)生故障且故障單元數(shù)為Q，(N-R-Q)≥0時，可以滿足輸出電壓的要求，脈沖分配方式不變，(N-R-Q)＜0時，采取改變占空比函數(shù)來補償變流單元缺失所造成的輸出電壓幅值的下降；對于某一個中點箝位變流單元，脈沖發(fā)生時刻計算的方法是每次占空比得出一次左右半橋中第1或第4個開關器件的開通的脈沖，其工作周期為單元周期，第1和第4個開關器件的開通的周期是相同和起點一致的，有脈沖上升沿定時器值S=C2(1-Y)]]>脈沖下降沿定時器值X=C2(1+Y)]]>在有2E或-2E輸出時，中點箝位變流單元的左橋的第1個開關器件或右橋的第1個開關器件是保持導通的。
全文摘要
本發(fā)明涉及電壓型電力變換裝置的電壓波形發(fā)生方法，尤其涉及多變流單元脈寬調制三相電力變換的電壓波形發(fā)生方法。本發(fā)明的波形發(fā)生方法是某個變流單元的載頻周期與系統(tǒng)周期的倍數(shù)與變流單元的總數(shù)相等；按系統(tǒng)周期逐個或逐組計算所有變流單元的脈沖寬度并分配給相應的變流單元，按周期使之發(fā)出脈沖，從而實現(xiàn)精確的電壓波形。
文檔編號H02M7/5387GK1722596SQ20041007475
公開日2006年1月18日 申請日期2001年8月7日 優(yōu)先權日2001年8月7日
發(fā)明者任少康, 石愛民 申請人:任少康, 石愛民, 宋學良