專利名稱：帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器控制方法
技術領域：
本專利屬于電力諧波治理技術，涉及帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器的控制。
背景技術：
由于可以克服傳統(tǒng)的無源濾波器的許多缺點，有源電力濾波器(APF)自70年代提出以來，得到了人們的廣泛研究。但是，有源濾波器也有一個致命的弱點成本太高。這已成為有源電力濾波器推廣應用的瓶頸。所以，研制性能穩(wěn)定可靠、補償效果好而又低成本的有源電力濾波器是目前有源電力濾波器的主要研究方向之一。
1991年，日本學者Toshihiko Tanaka和Hirofumi Akagi提出了一種帶有基波電流旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器(Toshihiko Tanaka，Hirofumi Akagi，A new combined system ofseries active and shunt passive filters aiming at harmonic compensation for large capacity thyristorconverters，IECON’91，Page(s)723-728，vol.1)。其特點是在耦合變壓器的高壓側(即逆變器側)增加了一個諧振于電網頻率的LC通道(以下簡稱PPF1通道)。電網電流中的基波成分可以由該通道流過，而不經過逆變器。逆變器只需提供諧波電壓和流過電網諧波電流，因此，可以大大降低逆變器的容量，繼而可以降低APF整機的成本，提高整機的效率，而且它具有良好的濾波性能。另外，PPF1通道使得系統(tǒng)的保護變得容易，因為即使逆變器發(fā)生故障，PPF1通道仍可給負載提供能量流通的通道，不至于使負載斷電。
文中的控制方法是讓逆變器對電網的諧波電流呈一個較大的阻抗，使得負載諧波電流盡量流進無源濾波器組，減少流進電網的諧波電流；同時，對流過逆變器本身的基波電流呈一個較大的阻抗，使得電網的基波電流盡可能的從PPF1通道流過，而不會流經逆變器。文中電網諧波電流和逆變器基波電流的檢測是基于瞬時無功功率理論的方法。這種方法在電網電壓對稱且沒有畸變以及負載電流對稱時，可以使得電網基波電流均從PPF1通道流過，而不會流過逆變器，從而降低逆變器的容量。但是，在實際應用中，電網電壓一般均有一定程度的畸變和不對稱性，負載電流更是難以保證在任何時刻都是對稱的，此時，若采用文中的控制方法，由于其檢測出來的“基波電流”實際上只是基波正序電流，而其檢測出來的“諧波電流”中實際上包含了基波負序電流，結果電網負序電流將在PPF1通道和逆變器之間諧振放大，造成逆變器中流過很大的電網基波電流。這樣，帶基波電流旁路通道的有源電力濾波器的主要優(yōu)點降低逆變器的容量，也就無法實現(xiàn)。這就是這種有源電力濾波器沒有在實際中得到應用的主要原因。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是提出一種新的控制方法，不管電網及負載平衡與否，均控制帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器中的逆變器不流過基波電流，在抑制諧波的同時避免基波旁路通道和逆變器發(fā)生諧振，從而降低逆變器的容量，提高逆變器的效率。
為達到上述目的，本發(fā)明的技術方案是將全基波電流檢測方法應用于帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器的控制(參見附圖3)。其中的全基波電流檢測方法包括以下四種基于正反旋雙dq變換的基波電流檢測法，基于級連型雙dq變換的基波電流檢測法，基于逐相dq變換的基波電流檢測法，基于逐相帶通濾波器的基波電流檢測法。
全基波電流檢測方法是指不管電網和負載平衡與否，均能將基波電流(包含正序基波電流和負序基波電流，在三相四線制系統(tǒng)中還包括零序基波電流)完整地檢測出來的方法。采用基于全基波電流檢測的控制方法，徹底避免了在不平衡條件下，電網基波電流或部分電網基波電流在PPF1通道和逆變器之間發(fā)生諧振的現(xiàn)象，使得逆變器只需提供諧波電壓和流過電網諧波電流，大大降低了有源部分所占的容量。本發(fā)明使得帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器可以在實際的三相三線制負載或三相四線制負載中實現(xiàn)其有源部分所占容量小、成本低的優(yōu)點。


圖1是應用于三相三線制負載的帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器線路原理圖；圖2是應用于三相四線制負載的帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器線路原理圖；圖3是本發(fā)明控制方法原理圖；圖4是基于正反旋雙dq變換的三相三線制系統(tǒng)基波電流檢測方法原理圖；圖5是基于級連型雙dq變換的三相三線制系統(tǒng)基波電流檢測方法原理圖；圖6是基于逐相dq變換的三相三線制系統(tǒng)基波電流檢測方法原理圖；圖7是基于逐相帶通濾波器的三相三線制系統(tǒng)基波電流檢測方法原理圖；圖8是基于正反旋雙dq變換的三相四線制系統(tǒng)基波電流檢測方法原理圖；圖9是基于級連型雙dq變換的三相四線制系統(tǒng)基波電流檢測方法原理圖；圖10是基于逐相dq變換的三相四線制系統(tǒng)基波電流檢測方法原理圖；
圖11是基于逐相帶通濾波器的三相四線制系統(tǒng)基波電流檢測方法原理圖；圖12是負載電流及其頻譜分析；圖13是電網電流電流及其頻譜分析；圖14是PPF1通道電流及其頻譜分析；圖15是變壓器電流及其頻譜分析。
具體實施例方式
參照附圖詳細說明技術方案如圖1、圖2所示，本發(fā)明涉及的帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器是由無源主電路、逆變器、控制電路等組成。無源主電路包括耦合變壓器MT，基波旁路通道即PPF1通道，無源濾波器組PPFs。PPF1通道由電感器與電容器的諧振回路組成，為電網基波電流提供低阻通路，由電感器L1與電容器C1組成的二階諧振電路比較簡單，一般已經能夠滿足要求，L1、C1調諧于電網基波頻率。PPF1通道通常并聯(lián)在耦合變壓器上與逆變器相連的一側比較方便(如圖1、圖2所示)。根據容量的大小，PPF1可以并聯(lián)在耦合變壓器的原邊(與逆變器相連的一側)，也是可以并聯(lián)在耦合變壓器的副邊(與電網相連的一側)，各有利弊。
耦合變壓器是一個三相變壓器，或由三個單相變壓器組成。
無源濾波器組(PPFs)，由低次單調諧濾波器組和高通濾波器組成。其中低次單調諧濾波器組可以由5次，7次，11次，13次組成，也可以只由5次，7次組成。前者抑制11次，13次比較有效。后者則比較簡單，對于非線性負載高次諧波不多的場合能夠簡化線路、降低成本。
逆變器電路包括逆變器主電路、低通濾波器LPF(由電感器Lr、電容器Cr組成，用于濾除逆變器產生的開關諧波)和驅動電路。逆變器可以由一個三相逆變器或三個單相逆變器構成。
控制電路包括電流傳感器CT、電壓傳感器VT、鎖相環(huán)PLL、電網諧波電流檢測、逆變器基波電流檢測、逆變器參考信號計算及PWM信號生成電路等組成。鎖相環(huán)PLL電路輸出電網AB線電壓vab的過零信號及其倍頻信號，這些信號用作基波/諧波計算時正弦表sin(wt)和余弦表cos(wt)的指針。
本發(fā)明的控制方法如圖3所示，首先分別從電網電流iS(包括iSa、iSb、iSc)和逆變器電流iC(包括iCa、iCb、iCc)中檢測出電網電流基波分量iSf(包括iSaf、iSbf、iScf)和逆變器電流基波分量iCf(包括iCaf、iCbf、iCcf)，然后從電網電流iS減去電網電流基波分量iSf，得到電網電流諧波分量iSh(包括iSah、iSbh、iSch)，iSh乘于系數(shù)KSh(逆變器對電網諧波電流的阻抗)得到逆變器參考信號1vc1；iCf乘于系數(shù)KCf(逆變器對逆變器基波電流的阻抗)得到逆變器參考信號2vc2，兩者對應分量相加，得到逆變器完整的參考信號v*(即調制信號)，經一定的方法(比如三角波調制、空間矢量調制、滯環(huán)控制等)得到PWM信號PWM1～PWM6，這些信號經隔離放大后驅動逆變器。
由于PPF1通道諧振于電網基波頻率，它對基波電壓很敏感，檢測方法不當會造成PPF1通道和逆變器之間發(fā)生基波電流諧振，使得逆變器的容量增大。因此，基波電流的檢測方法是圖3所示控制方法的核心，它應保證在各種情況下，即在電網電壓有畸變、不平衡，負載電流有畸變、不平衡時，均能檢測出所有的基波電流(即正序基波電流、負序基波電流、零序基波電流之和)，即“全基波電流檢測法”，它是本發(fā)明最關鍵技術。采用“全基波電流檢測法”可以保證在上述各種復雜的應用條件下，逆變器和PPF1通道不會發(fā)生諧振現(xiàn)象。本發(fā)明采用的全基波電流檢測法有基于正反旋雙dq變換的基波檢測方法、基于級連型雙dq變換的基波檢測方法、基于逐相dq變換的基波電流檢測法、基于逐相帶通濾波器基波電流檢測法等，分別詳細說明如下。
以下所示電流“ia”、“ib”、“ic”指的是電網電流iSa、iSb、iSc或逆變器電流iCa、iCb、iCc。
1.基于正反旋雙dq變換的基波電流檢測方法圖4是三相三線制系統(tǒng)中，基于正反旋雙dq變換的基波電流檢測方法的原理圖。電流傳感器CT檢測A相和B相兩相電流ia、ib，兩者相加取反得到C相電流ic.對電流ia、ib、ic依次進行3/2變換C32和正序基波旋轉變換Cdq+(wt)，得到正序基波dq坐標系上的兩個分量id+、iq+，對id+、iq+進行低通濾波LPF，得到對應的直流分量id+、iq+，繼而對id+、iq+進行正序基波旋轉反變換 和2/3變換C23，得到正序基波電流iaf+、ibf+、icf+；同時，對電流ia、ib、ic依次進行3/2變換C32和負序基波旋轉變換Cdq-(wt)，得到負序基波dq坐標系的兩個分量id-、iq-，對id-、iq-進行低通濾波LPF，得到對應的直流分量id-、iq-，繼而對id-、iq-進行負序基波旋轉反變換 和2/3變換C23，得到負序基波電流iaf-、ibf-、icf-；將正序基波電流和負序基波電流相加，即得到三相三線制系統(tǒng)中的完整的基波電流iaf、ibf、icf。其中所用變換矩陣為C32=231-1/2-1/203/2-3/2]]>
C23=2310-1/23/2-1/2-3/2]]>Cdq+(wt)=Cdq+-1(wt)=sin(ωt)-cos(ωt)-cos(ωt)-sin(ωt)]]>Cdq-(wt)=Cdq--1(wt)=sin(ωt)cos(ωt)-cos(ωt)sin(ωt)]]>其中，sin(wt)和cos(wt)是經鎖相環(huán)(PLL)和電網基波頻率(w)同步的單位正弦信號和單位余弦信號。
基于正反旋雙dq變換的基波電流檢測法的優(yōu)點是概念清晰，當負載中不含2、3、4次諧波時，圖4中的低通濾波器(LPF)容易設計，其轉折頻率可以選得高些，系統(tǒng)的動態(tài)響應比較快。
2.基于級連型雙dq變換的基波電流檢測方法圖5是三相三線制系統(tǒng)中，基于級連型雙dq變換的基波電流檢測方法的原理圖。其中，正序基波電流分量(iaf+、ibf+、icf+)的檢測方法和上述“基于正反旋雙dq變換的基波電流檢測方法”中的正序基波電流分量的檢測方法相同；負序基波電流分量的檢測方法是參照圖5，正序基波旋轉變換(Cdq+(wt))得到的兩個分量id+、iq+，減去對應的直流分量id+、iq+，得到對應的交流分量 繼而對 進行二倍頻的dq變換Cdq(2wt)，得到id-、iq-，對id-、iq-進行低通濾波LPF，可得到對應的直流分量id-、iq-，然后對id-、iq-進行反變換(Cdq-1(2wt))和2/3變換C23，得到負序基波電流分量iaf-、ibf-、icf-。其中所用變換矩陣為C32=231-1/2-1/203/2-3/2]]>C23=2310-1/23/2-1/2-3/2]]>Cdq+(wt)=Cdq+-1(wt)=sin(ωt)-cos(ωt)-cos(ωt)-sin(ωt)]]>Cdq(2wt)=Cdq-1(2wt)=sin(2ωt)-cos(2ωt)-cos(2ωt)-sin(2ωt)]]>
其中，sin(wt)和cos(wt)是經鎖相環(huán)(PLL)和電網基波頻率(w)同步的單位正弦信號和單位余弦信號。
和基于正反旋雙dq變換的基波電流檢測方法相比，基于級連型雙dq變換的基波電流檢測方法的優(yōu)點是在負序基波電流含量較小時，負序基波電流的計算誤差較小。
3.基于逐相dq變換的基波電流檢測方法圖6是三相三線制系統(tǒng)中，基于逐相dq變換的基波電流檢測法原理圖。圖中M代表乘法器，LPF代表低通濾波器。該方法是對每相電流ia、ib單獨進行dq變換，得到各相基波電流。以A相基波電流檢測為例說明如下電流傳感器檢測A相電流ia，ia分別乘于sin(wt)、cos(wt)，所得乘積iad、iaq分別經過低通濾波器LPF后得到對應的直流分量iad、iaq，再對此直流分量分別乘于sin(wt)、cos(wt)，所得乘積iaf1、iaf2相加后乘于2即得到A相基波電流iaf。同理，可得到B相電流ibf。iaf、ibf相加取反得到C相基波電流icf。其中，sin(wt)和cos(wt)是經鎖相環(huán)PLL和電網基波頻率w同步的單位正弦信號和單位余弦信號。
該方法的優(yōu)點是計算簡單。缺點是低通濾波器的截止頻率必須選得比較低，導致系統(tǒng)的動態(tài)響應比較慢。
4.基于帶通濾波器的基波電流檢測法圖7是三相三線制系統(tǒng)中，基于帶通濾波器的基波電流檢測法原理圖。A、B相電流ia、ib分別經過以電網基波頻率為中心頻率的窄帶帶通濾波器，即得到A、B相基波電流iaf、ibf，iaf、ibf相加取反得到C相基波電流icf.
該方法的優(yōu)點是概念清晰，計算最為簡單，不用鎖相環(huán)電路。缺點是濾波器的設計困難，且其中心頻率不能跟隨電網頻率的變化，導致計算誤差(特別是相移)大。
帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器也可以應用于三相四線制系統(tǒng)，如圖2所示。主電路的不同點在于逆變器直流側電容需有中點，并將其連接到耦合變壓器的公共點?？刂品椒ê腿嗳€制系統(tǒng)的控制方法相同，如圖3所示。檢測電網電流時，三相電網電流(iSa、iSb、iSc)均需檢測，而不是三相三線制系統(tǒng)時的兩相電網電流(iSa、iSb)；檢測逆變器電流時，三相逆變器電流(iCa、iCb、iCc)均需檢測，而不是三相三線制系統(tǒng)時的兩相逆變器電流(iCa、iCb)。基波電流的計算方法和三相三線制系統(tǒng)的計算方法類似，見圖8、圖9、圖10、圖11，它們的計算過程分別和圖4、圖5、圖6、圖7類似，主要區(qū)別在于和圖4、圖5相比，圖8、圖9中，正序基波分量(iaf+、ibf+、icf+)和負序基波分量(iaf-、ibf-、icf-)的計算和三相三線制的計算方法相同；同時，圖8、圖9中增加了“零序dq變換”通道，用于檢測零序電流的基波分量三相電流ia、ib、ic相加得到三倍的零序電流(3i0)，3i0乘于系數(shù)2/3，再分別乘于sin(wt)、cos(wt)，得到i0d、i0q，i0d、i0q經過低通濾波器(LPF)后，得到對應的直流分量i0d、i0q，i0d、i0q分別乘于sin(wt)、cos(wt)，得到乘積i0f1、i0f2，i0f1、i0f2相加即得到零序電流的基波分量if0.圖8中所用的變換矩陣和圖4中所用的變換矩陣相同；圖9中所用的變換矩陣和圖5中所用的變換矩陣相同。
上述電流“ia”、“ib”、“ic”指的是電網電流iSa、iSb、iSc或逆變器電流iCa、iCb、iCc。
本發(fā)明對不平衡負載的實驗結果見圖12～15。
比較圖12和圖13負載電流的總畸變率(THD)約為40％，濾波后電網電流的THD約為8％，濾波效果是不錯的。
比較圖14和圖15，可以看到，PPF1通道基本上只流通基波電流，逆變器只流通諧波電流，而諧波電流遠遠小于基波電流，它只占電網電流中很小一部分，有效地降低了逆變器的容量，提高了效率。
權利要求
1.帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器控制方法，其特征在于應用全基波電流檢測方法即采用基于正反旋雙dq變換的基波電流檢測方法或采用基于級連型雙dq變換的基波電流檢測方法或采用基于逐相dq變換的基波電流檢測方法或采用基于逐相帶通濾波器的基波電流檢測方法。
2.按權利要求1所述帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器控制方法，其特征是基于正反旋雙dq變換的基波電流檢測方法由電流傳感器(CT)檢測A相和B相兩相電流ia、ib，兩者相加取反得到C相電流ic，對電流ia、ib、ic依次進行3/2變換(C32)和正序基波旋轉變換(Cdq+(wt))，得到正序基波dq坐標系上的兩個分量id+、iq+，對id+、iq+進行低通濾波(LPF)，得到對應的直流分量id+、iq+，繼而對id+、iq+進行正序基波旋轉反變換(Cdq+-1(wt))和2/3變換(C23)，得到正序基波電流iaf+、ibf+、icf+；同時，對電流ia、ib、ic依次進行3/2變換(C32)和負序基波旋轉變換(Cdq-(wt))，得到負序基波dq坐標系的兩個分量di-、iq-，對id-、iq-進行低通濾波(LPF)，得到對應的直流分量id-、iq-，繼而對id-、iq-進行負序基波旋轉反變換(Cdq--1(wt))和2/3變換(C23)，得到負序基波電流iaf-、ibf-、icf-；將正序基波電流和負序基波電流相加，即得到三相三線制系統(tǒng)中的完整的基波電流iaf、ibf、icf；其中所用變換矩陣為C32=231-1/2-1/203/2-3/2]]>C23=2310-1/23/2-1/2-3/2]]>Cdq+(wt)=Cdq+-1(wt)=sin(ωt)-cos(ωt)-cos(ωt)-sin(ωt)]]>Cdq-(wt)=Cdq--1(wt)sin(ωt)cos(ωt)-cos(ωt)sin(ωt)]]>
3.按權利要求1所述帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器控制方法，其特征是基于級連型雙dq變換的基波電流檢測方法由電流傳感器(CT)檢測A相和B相兩相電流ia、ib，兩者相加取反得到C相電流ic.對電流ia、ib、ic依次進行3/2變換(C32)和正序基波旋轉變換(Cdq+(wt))，得到正序基波dq坐標系上的兩個分量id+、iq，對id+、iq+進行低通濾波(LPF)，得到對應的直流分量id+、iq+，繼而對id+、iq+進行正序基波旋轉反變換(Cdq+-1(wt))和2/3變換(C23)，得到正序基波電流iaf+、ibf+、icf+；id+、iq+減去對應的直流分量id+、iq+，得到對應的交流分量 對 進行二倍頻的dq變換Cdq(2wt)，得到id-、iq-，對id-、iq-進行低通濾波(LPF)，可得到對應的直流分量id-、iq-，然后對id-、iq-進行反變換(Cdq-1(2wt))和2/3變換(C23)，得到負序基波電流分量iaf-、ibf-、icf-；其中所用變換矩陣為C32=231-1/2-1/203/2-3/2]]>C23=2310-1/23/2-1/2-3/2]]>Cdq+(wt)=Cdq+-1(wt)=sin(ωt)-cos(ωt)-cos(ωt)-sin(ωt)]]>Cdq(2wt)=Cdq-1(2wt)=sin(2ωt)-cos(2ωt)-cos(2ωt)-sin(2ωt)]]>
4.按權利要求1所述帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器控制方法，其特征是基于逐相dq變換的基波電流檢測方法由電流傳感器(CT)檢測A相和B相電流ia、ib；ia分別乘于sin(wt)、cos(wt)，所得乘積(iad、iaq)分別經過低通濾波器(LPF)后得到對應的直流分量(iad、iaq)，再對此直流分量分別乘于sin(wt)、cos(wt)，所得乘積(iaf1、iaf2)相加后乘于2即得到A相基波電流iaf；ib分別乘于sin(wt)、cos(wt)，所得乘積(ibd、ibq)分別經過低通濾波器(LPF)后得到對應的直流分量(ibd、ibq)，再對此直流分量分別乘于sin(wt)、cos(wt)，所得乘積(ibf1、ibf2)相加后乘于2即得到B相基波電流ibf；iaf、ibf相加取反得到C相基波電流icf。
5.按權利要求1所述帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器控制方法，其特征是基于逐相帶通濾波器的基波電流檢測方法由電流傳感器(CT)檢測A、B相電流ia、ib，ia、ib分別經過以電網基波頻率為中心頻率的窄帶帶通濾波器，即得到A、B相基波電流iaf、ibf，iaf、ibf相加取反得到C相基波電流icf。
6.按權利要求1或2或3或4或5所述帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器控制方法，其特征在于該控制方法既適用于三相三線制系統(tǒng)，也適用于三相四線制系統(tǒng)。
全文摘要
帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器控制方法，是要解決不管電網及負載平衡與否，均控制帶基波旁路通道的串聯(lián)混合有源電力濾波器中的逆變器不流過基波電流，在抑制諧波的同時避免基波旁路通道和逆變器發(fā)生諧振，從而降低逆變器容量和整機的成本，提高逆變器效率。本發(fā)明控制方法的技術特點在于應用全基波電流檢測方法即采用基于正反旋雙dq變換的基波電流檢測方法或采用基于級連型雙dq變換的基波電流檢測方法或采用基于逐相dq變換的基波電流檢測方法或采用基于逐相帶通濾波器的基波電流檢測方法。本發(fā)明技術既適用于三相三線制系統(tǒng)也適用于三相四線制系統(tǒng)。
文檔編號H02J3/01GK1556572SQ20041001575
公開日2004年12月22日 申請日期2004年1月7日 優(yōu)先權日2004年1月7日
發(fā)明者呂征宇, 鐘洪浩, 錢照明 申請人:浙江大學