專利名稱：用于壓電變壓器的脈沖頻率調制驅動電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及用于變壓器的電源電路領域，尤其涉及用于壓電變壓器的脈沖頻率調制驅動電路。
一般地說，用于電視機、光耦合器、LCD背后照明等裝置的電源中的壓電變壓器已經公知了?，F(xiàn)有技術的壓電變壓器基于熟知的Rosen設計(見美國專利2830274)?，F(xiàn)有技術中的這些高壓變壓器的設計采用壓電陶瓷板，其中包括分別具有不同極化的驅動部分和被驅動部分。用于通過提供不同的極化進行電壓變換。
壓電變壓器是一種具有高Q的諧振器，其必須用特定的諧振頻率驅動，從而使得對于給定的輸出負載能夠傳遞最大的能量。這種壓電變壓器的缺點在于，壓電變壓器的諧振頻率點依賴于包括時間、溫度、輸出負載和其它變量的外部變量。除非驅動頻率可以被連續(xù)地校正，當頻率偏移時，這些變量將引起變壓器的最佳功率輸出降低。如果驅動電路不能跟蹤諧振頻率，則壓電變壓器將不能在最大效率下工作。
在許多基于壓電變壓器的應用中，必須調節(jié)輸出的負載電壓或電流。在理想情況下，最好在所有的負載條件下都能使壓電變壓器工作在其諧振頻率或附近，同時提供有用于調節(jié)或調整輸出電壓或電流的裝置。當然，高的效率、簡單的電路結構、和高的成本效果比也是需要的。
在現(xiàn)有技術中描述了大量的驅動電路。其中的許多電路類似于用于基于磁變壓器的諧振功率變壓器中的驅動電路。這些現(xiàn)有技術的方法可以按照用于進行諧振頻率控制的方法、驅動電路的結構、或輸出電平的調整進行分類。
現(xiàn)有技術中關于頻率控制的一種公知的方法是使用獨立的固定頻率振蕩器驅動壓電變壓器。因為壓電變壓器是高Q值的裝置，所以固定的振蕩器必須被仔細地調諧，從而使得和變壓器的諧振頻率匹配。使用這種方法，由于老化、溫度、負載變化和其它因素而引起的諧振頻率的改變不容易被補償。
固定頻率方法的一種典型的變型涉及加寬高Q的壓電變壓器的固有的窄的帶寬，其中使用由一個或幾個電感與電容構成的輸入補償網絡。這種方法的一個優(yōu)點在于具有寬的操作帶寬，不過，這種方法減少了效率，并且增加了體積大的而且昂貴的電感元件。
現(xiàn)有技術中的另一種方法是通過使用自振蕩結構控制驅動頻率，其中壓電變壓器作為典型的振蕩器電路中的反饋環(huán)的一個元件。通過合適的反饋連接，自振蕩的壓電變壓器電路可以自動地跟蹤諧振頻率的改變。不過，這種方法在實際操作中具有一些缺點。
壓電變壓器是一種機械諧振裝置。變壓器的諧振方式主要由變壓器裝置的物理尺寸確定。一種典型的變壓器可以在目標頻率附近具有多種諧振方式，其中包括有預定比例的目標諧振頻率的諧波和沒有諧波的方式。這些方式中的幾個方式可以具有大于在目標諧振頻率下的諧振增益的諧振增益。通常，通過充分的濾波或抑制諧波使得保證自振蕩電路總是在目標頻率下開始工作并保持在目標頻率下操作是不實際的或者是不可能的。
現(xiàn)有技術中還有一種通常使用的方法，其利用基于低Q的磁諧振變壓器，該方法涉及用于產生驅動頻率的電壓控制的振蕩器(VCO)。利用這種技術，這種電路旨在在高Q的壓電變壓器響應曲線的感應的或高頻的肩部的諧振頻率的峰值以上操作。在這種方法中，控制環(huán)形成閉環(huán)，其中監(jiān)視壓電變壓器的輸出電壓或電流，并強制VCO在可以維持所述輸出值的諧振頻率以上操作。這種方法可以在有限的但是有用的范圍內保持輸出調節(jié)。此外，這種方法即使在由于老化、溫度、負載改變和其它因素而引起諧振頻率的小的改變時也能工作。
因為這種方法實際上不跟蹤壓電變壓器的高Q諧振頻率，這種方法利用頻率掃描找到初始的工作點，從而從瞬變狀態(tài)下恢復，并從而響應輸出調節(jié)設置點的改變。壓電變壓器的窄帶寬的高Q特性需要仔細的初始調諧和精確的操作頻率窗口。如果VCO的頻率下降到壓電變壓器的諧振頻率的峰值以下，則將發(fā)生操作的不穩(wěn)定。
用于頻率控制的一種優(yōu)選的方法在委托給Motorola的1997,5,7申請的名稱為“Single-Input Phase Locking PiezoelectricDriving Circuit(單輸入鎖相壓電驅動電路)”的申請?zhí)枮镾N08/852505的專利申請中描述了。該專利申請在此列為參考。
壓電變壓器輸入部分的特征在于一個大于數(shù)十納法拉的并聯(lián)輸入電容。試圖減少壓電變壓器驅動波形中的諧波含量是重要的。輸入的驅動諧波可以利用高Q的變壓器被排除，這樣減少驅動效率。另一種不希望的情況是輸入的驅動諧波在變壓器中激起難于抑制的寄生方式。
現(xiàn)有技術中的許多驅動電路結構借助于功率放大器提供直接的驅動。功率放大器驅動器一般產生連續(xù)的正弦波驅動信號，對于低的諧波電流，其犧牲效率。功率放大器驅動器的另一個缺點在于它們具有難于驅動的大的電容值。
還有一種方法是使用交換的圖騰柱半橋驅動器，但是這種方法也具有限制。半橋驅動器一般產生含有大量的諧波電流的方波驅動信號。由于壓電變壓器的輸入端具有電容性質，半橋驅動器還可能在壓電變壓器的輸入部分產生大的電流瞬變。
現(xiàn)有技術中披露了許多用于調節(jié)基于壓電變壓器的變壓器的輸出電壓或電流的方法。使用“在諧振頻率以上的VCO頻率”的閉環(huán)技術在上面被詳細討論了。在現(xiàn)有技術中披露的另一種技術是脈寬調制(PWM)。PWM驅動諧波和交換圖騰柱橋式驅動方法一樣，因為具有大量的諧波而犧牲驅動效率。PWM驅動方法也在壓電變壓器中激起寄生振蕩。
在現(xiàn)有技術的另一種輸出調節(jié)方法中，供給驅動電路的直流電壓被線性調節(jié)器或開關調節(jié)器控制，所述調節(jié)器又被來自壓電變壓器輸出電壓或電流監(jiān)視器的反饋控制。在這種應用中，線性調節(jié)器的效率非常低，因而一般使用開關調節(jié)器。不幸的是，開關調節(jié)器使得壓電變壓器和相關的驅動電路具有低的效率。開關調節(jié)器的另一個缺點在于，除去開關調節(jié)控制器和相關的功率開關之外，其中也需要至少一個低損耗的電力電抗器和至少一個低ESR的輸出濾波電容。
在現(xiàn)有技術中使用了許多不同的諧振驅動電路結構。這些諧振驅動電路包括這樣一些電路，其中一些電路使用和壓電變壓器的輸入電容形成諧振的電感，一些電路使用和壓電變壓器的輸入電容形成諧振的升壓變壓器。一種滿足零電壓開關(ZVS)的公認的標準的諧振驅動電路是一種所需的壓電變壓器驅動電路。現(xiàn)有技術中諧振ZVS驅動電路的例子如

圖1到5所示。
圖1表示用于現(xiàn)有技術中的磁變壓器或壓電變壓器的功率變壓器中的單端的不被調節(jié)的諧振驅動電路。參見圖1，壓電變壓器102以虛線表示。和壓電變壓器102的輸入端并聯(lián)的電容CIN表示壓電變壓器102的等效輸入電容。
輸入驅動頻率104被施加于開關S1，電路中還包括電源電壓V+，參考電壓V1以及輸出電壓V0。圖1中還示出了負載電阻RL和電感L1。
圖2表示說明由按照現(xiàn)有技術的圖1的電路產生的電路波形的定時圖。參見圖2，圖2上面的波形表示S1以大約50％的占空因數(shù)交替地在導通與截止位置之間轉換時的波形。當L1和CIN被選擇在輸入驅動頻率下諧振時，則在V1出現(xiàn)偽半正弦波驅動波形。這也示于圖2。
圖3示出了用于按照現(xiàn)有技術的磁變壓器和壓電變壓器功率變壓器的不被調節(jié)的推挽諧振驅動電路。參見圖3，虛線表示壓電變壓器302。CIN表示壓電變壓器302的等效輸入電容。在圖3中，具有兩個開關S1和S2，其中每個和各自的電感L1、L2相連。RL是輸出負載。在壓電變壓器302的每側上提供電壓參考點V1和V2。
圖4表示由圖3的現(xiàn)有技術的電路產生的電路波形的定時圖。參見圖4，頭兩個波形分別表示開關S1和S2被驅動時的波形。注意開關S1和S2以大約50％的占空因數(shù)被相差180度地驅動。第3和第4波形分別表示在V1和V2出現(xiàn)的信號。當L1和L2被選擇和CIN在驅動頻率下發(fā)生諧振時，V1和V2呈周期交變的正的偽半正弦波。第5個波形表示電壓(V2-V1)。顯然，(V2-V1)在壓電變壓器302的輸入端產生全偽正弦波。
使用所述諧振驅動方法的電路通常通過利用開關調節(jié)器實現(xiàn)輸出調節(jié)，從而控制電源電壓V+。這具有上述的由于使用開關調節(jié)器而帶來的缺點。
圖5表示在現(xiàn)有技術的壓電變壓器功率變壓器中使用的推挽調節(jié)的諧振驅動電路。圖5中的大部分元件在上面的圖1-4中說明了，上面的討論在此作為參考。圖5中的虛線表示壓電變壓器502。圖5還表示開關S1和S2是如何和連接有VCO控制器506的電壓控制的振蕩器連接的。圖5中還示出了一個中間控制508，其具有和其相連的占空因數(shù)控制510。圖5的現(xiàn)有技術的電路使用閉環(huán)的“在諧振頻率以上的VCO頻率”的方法調節(jié)輸出電壓。
圖5還表示脈沖頻率調制調節(jié)方法，其中利用數(shù)字PWM禁止信號選通諧振驅動開關。通過在可變的時間間隔內控制開關使其截止，可以改變輸入到壓電變壓器中的平均驅動功率，因而改變平均輸出電壓或電流。這種方法實際上具有若干缺點，如下所述。
由圖1可見，當開關S1被禁止幾個周期時，電容器CIN將通過L1被充電到V+。當S1被選通并且下一個諧振ZVS周期開始時，CIN上的電壓被S1短路，使得在CIN和S1中產生大的浪涌電流，并產生雜散損耗，降低效率。如果在S1閉合并且在L1內有電流流過的情況下產生禁止信號，則S1的斷開將使大的dI/dT通過L1，在S1兩端產生大的破壞性的峰值電壓。在圖3和圖5所示的雙或差動諧振驅動電路中也具有類似的效果。
由現(xiàn)有技術的脈沖頻率調制調節(jié)方法引起的另一個不希望的效果涉及壓電變壓器的高Q的機械諧振特性。當壓電變壓器在諧振狀態(tài)下被驅動并且輸入的驅動信號被突然禁止時，變壓器將繼續(xù)諧振一個由機械Q和變壓器的輸入與輸出負載確定的時間間隔。在這個時間間隔內，壓電變壓器的輸入的作用類似于一個交流發(fā)電機，電源電壓和電流被返回驅動電路。通常用于實現(xiàn)圖1、圖3和圖5的S1、S2的固態(tài)晶體管和MOSFET開關包括集電極對發(fā)射極或漏極對源極的二極管，其選擇地把壓電發(fā)電機的信號箝位到地，并因而調制由壓電發(fā)電機看的驅動阻抗。
這種操作方式可以分散被存儲在壓電變壓器中的諧振能量，并引起變壓器的諧振頻率的不希望的偏移。這些不希望的偏移每當由PWM禁止信號使諧振電路循環(huán)時被重復。
需要一種改進的基于壓電變壓器的功率變壓器的驅動電路，所述驅動電路應當能夠使壓電變壓器在其諧振頻率或附近工作；所述驅動電路應當能夠跟蹤由于老化、溫度、負載改變和其它因素而引起的諧振頻率的變化；所述驅動電路應當是高效率的并且產生最小的驅動信號諧波；所述驅動電路還應當能夠高效率地調節(jié)變壓器的輸出電壓或電流；所述驅動電路還應當有效的減少附加元件的數(shù)量和成本。
一種能夠通過選擇地選通在壓電變壓器的諧振頻率下工作的偽正弦波驅動的整數(shù)個半周期來控制壓電輸出電壓或電流的用于壓電變壓器的脈沖頻率調制驅動電路將是對現(xiàn)有技術的重大貢獻。
圖1表示現(xiàn)有技術的用于磁變壓器和壓電變壓器的單端不被調節(jié)的諧振驅動電路；圖2表示現(xiàn)有技術的圖1的電路產生的波形的定時圖；圖3表示現(xiàn)有技術的磁變壓器和壓電變壓器使用的推挽式不被調節(jié)的諧振驅動電路；圖4表示現(xiàn)有技術的圖3的電路產生的波形的定時圖；圖5表示現(xiàn)有技術的磁變壓器和壓電變壓器使用的推挽式被調節(jié)的諧振驅動電路；圖6表示按照本發(fā)明的用于壓電變壓器的單端諧振驅動電路；圖7表示按照本發(fā)明由圖6的電路產生的電路波形的定時圖；圖8表示按照本發(fā)明的用于壓電變壓器的單端諧振驅動電路的另一個實施例；圖9表示按照本發(fā)明的差動諧振驅動電路；圖10表示按照本發(fā)明由圖9的電路產生的電路波形的定時圖；圖11表示按照本發(fā)明的用于壓電變壓器的使用脈沖頻率調制驅動電路的被調節(jié)的功率變壓器的方塊圖；圖12表示按照本發(fā)明的圖11的方塊1108的一個實施例的示意圖；圖13表示按照本發(fā)明的圖11的方塊1108的另一個實施例的示意圖；圖14表示按照本發(fā)明的圖11的方塊1110的一個實施例的示意圖；圖15表示按照本發(fā)明的圖11的方塊1110的另一個實施例的示意圖；圖16表示按照本發(fā)明的用于在高壓功率變壓器中使用的壓電變壓器的脈沖頻率調制驅動電路的另一個實施例的示意圖；圖17表示按照本發(fā)明的用于在熒光燈功率逆變器中使用的壓電變壓器的脈沖頻率調制驅動電路的另一個實施例的示意圖。
本發(fā)明是一種適合用于壓電變壓器的脈沖頻率調制驅動電路。這種電路和現(xiàn)有技術(圖1-5)相比的優(yōu)點在于，在所有的負載條件下，壓電變壓器都可以工作在其諧振頻率或附近，而同時提供一種用于調整或調節(jié)輸出電壓或電流的簡單而有效的機構。
本發(fā)明成功地解決了壓電變壓器應用中的共同的基本問題，即，利用這些具有固有可變的諧振頻率的高Q的、窄帶寬的裝置難于同時實現(xiàn)諧振頻率控制和輸出電平的調節(jié)。
這個問題由本發(fā)明解決了。本發(fā)明提供了一種電路，所述電路通過選擇地選通被輸入到工作在壓電變壓器的諧振頻率或附近的壓電變壓器的偽正弦波的整數(shù)個半周期調節(jié)壓電變壓器的輸出電流或電壓。
本發(fā)明在所述電路中使用一種新穎的開關結構，這將在下面詳細討論，這種結構使得能夠調節(jié)壓電變壓器的平均輸出。通過利用整數(shù)個半周正弦波對壓電變壓器的輸入進行脈沖頻率調制，來實現(xiàn)輸出的調節(jié)。雖然高Q的壓電變壓器僅僅利用這種正弦波脈沖序列被斷續(xù)地驅動，但是變壓器的輸出基本上保持連續(xù)，從而使得能夠利用來自壓電變壓器的反饋來把驅動信號的頻率保持在壓電變壓器的諧振頻率或附近。
通過使用飛輪進行模擬，可以理解這種方法的一個優(yōu)點。正如飛輪需要大的能量啟動而保持其速度只需要小的能量一樣，高Q的壓電變壓器也是如此，其在諧振狀態(tài)下需要相當大的能量達到其滿輸出，而需要相當小的能量使其保持在其諧振工作點。本發(fā)明使用高Q的壓電變壓器的類似于飛輪的特性，實現(xiàn)了較高的效率。
本發(fā)明的另一個優(yōu)點在于，其禁止“方式跳動”或在寄生振蕩方式下工作。使用整數(shù)個半周正弦波驅動波形還能夠把驅動諧波減到最小。此外，使用同步順序開關消除了電感產生的峰值電壓和電容器的沖擊電流。本發(fā)明的電路的另一個優(yōu)點在于，使用諧振的零電壓開關(ZVS)能夠把開關損耗減到最小，并增加壓電變壓器的有效升壓比。
為了理解本發(fā)明，參看圖6-11的開關電路。首先參看圖6。圖中示出了一個包括第一開關S1，第二開關S2以及電感L1和電容C1的電路。電容C1表示壓電變壓器的有效輸入電容。選擇電感L1的值使得和電容C1在開關S1的驅動開關頻率下諧振。圖中示出了相對于電壓參考點V1的電源電壓V+。
這個電路是新穎的和獨特的，因為其中增加了一個重要的開關S2。當開關S2閉合時(處于導通位置)圖6的電路在電壓參考點V1產生一種ZVS波形。如圖7的定時波形的前半個所示。不過，當開關S2和S1的驅動頻率同步地被選通時(如圖7的定時圖波形所示)，在V1的波形將由被開關S2的控制信號的占空比確定的整數(shù)個半周正弦波構成。此外，當開關S2被轉換到截止位置時，基本上沒有感性峰值，并且當開關S2被轉換到導通位置時，基本上沒有容性能量的峰值。
圖8示出了可以在電壓參考點V1產生等效的選通波形的另一種開關結構。圖8表示本發(fā)明的用于壓電變壓器的單端諧振驅動電路的另一個實施例。參看圖8，其中所示的電路包括電感L1，電容C1和開關S1、S2。在電路中還示出了輸入電壓V+和電壓參考點V1。除去增加了第三開關S3之外，該電路類似于圖6的電路。在圖8中，開關S2和S3形成一個標準的圖騰柱驅動器或半橋驅動器。開關S3和開關S2的驅動相位大約相差180度，并假定在操作之前是斷開的。
圖7所示的定時圖波形也適用于圖8的電路。圖8的電路由于增加了第三開關S3而略微復雜，不過，這個特征對于某些應用是有用的。利用這種結構，由壓電變壓器的輸入端C1看的驅動阻抗基本上保持恒定而和S2是否處于導通位置無關。
利用圖9所示的不同的驅動電路可以構成更加復雜的電路。圖9表示按照本發(fā)明的一種差動諧振驅動電路。由圖9可見，所述電路具有4個開關，分別是S1,S2,S3和S4。還具有電感L1,L1’，輸入電壓V+，和電壓參考點V1,V2。還示出了在V1和V2之間的電容器C1。電容器C1代表壓電變壓器的有效輸入電容。
選擇電感L1、L2的值使得在開關S1、S2的驅動開關頻率下和電容C1發(fā)生諧振。當S2、S4閉合(處于導通位置)時，圖9的電路在V1、V2產生典型的ZVS波形，如圖10的定時圖波形的前半個所示。在這種情況下，加于壓電變壓器的輸入端C1上的差動驅動信號將非常接近正弦波。不過，當開關S2、S4和S1的驅動頻率同步地被控制時，如圖10的定時圖所示，在電壓參考點V1、V2處的波形將基本上由S2、S4的控制信號的占空比確定的整數(shù)個半周正弦波組成。重要的是，當S2或S4被置于截止位置時，基本上沒有感性峰值電壓。此外，當S2或S4被置于導通位置時，基本上沒有峰值容性電流，并且，基本上沒有部分的或者不完整的驅動周期。
圖9和圖10所示的電路的另一個重要優(yōu)點可以利用一種新的4開關設計來實現(xiàn)。因為開關S1和S3在S2、S4處于截止位置的時間間隔期間能夠以驅動頻率被連續(xù)地轉換，所以壓電變壓器可以作為一個發(fā)電機，在固態(tài)開關裝置S1和S2的兩端存在不經反向二極管阻尼的返回開關電路的驅動電壓。
還可以理解，圖9所示的開關結構可以通過增加另外兩個開關進行修改，其中一個開關和S2形成半橋，而另一個和S4形成半橋，和單端驅動實施例的圖8所示(如上所述)的類似。這在某些應用中是有利的，因為從壓電變壓器的輸入端看的輸入阻抗將基本上是恒定的，而和開關S2和S4是處于截止位置還是處于導通位置無關。
圖11以方塊圖的形式表示本發(fā)明的壓電變壓器的脈沖頻率調制驅動電路的一個實施例。圖11中示出了一種基于壓電變壓器的功率變壓器電路1100，其中包括和接地的負載電路1104相連的壓電變壓器1102。壓電變壓器1102還驅動相位觸發(fā)的振蕩器1108，振蕩器1108和同步周期選通控制1110相連。在負載電路1104的輸出電平被輸出電平檢測1112監(jiān)視，輸出電平檢測1112的輸出也被輸入給同步周期選通控制1110相連。
圖11的驅動電路以標號為1114的虛線部分表示。驅動電路1114含有第一開關S1，第二開關S2，第三開關S3，和第四開關S4。驅動電路1114還包括一對電感1216和1216’以及表示壓電變壓器1202的等效輸入電容的電容器1118。電壓參考點V1和V2也是驅動電路1214的一部分，并且用于測量相關的波形，并在開關S2和S4之間提供輸入電壓V+。
同步周期選通控制1110以大約為50％的占空比大約180度的相位差和由相位觸發(fā)振蕩器1108確定的頻率轉換S1和S3。電感1116和1116’的值被這樣選擇，使得在驅動頻率下和電容器1118形成諧振，并滿足為諧振的ZVS驅動建立的標準。
通過閉合的控制環(huán)實現(xiàn)諧振頻率控制，所述的閉環(huán)包括開關S1和S3，壓電變壓器1118，相位觸發(fā)的振蕩器1108和同步周期選通控制1110。來自壓電變壓器1102的被緩沖的反饋信號實際上可以向非穩(wěn)態(tài)計時器或SchmiH觸發(fā)電路“拉入”或注入電流，從而把計時器的相位鎖定在壓電變壓器1102的諧振頻率上。振蕩器的開環(huán)頻率被設置在壓電變壓器1102的目標操作頻率附近，使得在啟動時只能激起壓電變壓器的目標諧振方式。
在一個實施例中，最好通過壓電變壓器上的獨立的抽頭提供反饋信號，所述獨立的抽頭被專門設計用于監(jiān)視壓電變壓器的運動電流。作為用于一個合適的動態(tài)負載范圍的另一個實施例，可以使用壓電變壓器的輸出電壓波形的一部分作為反饋信號。
利用這種方法實現(xiàn)的頻率控制是單調的，換句話說，只在一個工作點穩(wěn)定。這可以引起壓電變壓器的工作點的穩(wěn)定環(huán)相位/頻率控制。在這種頻率控制環(huán)中，振蕩器不作為用于改變頻率以便實現(xiàn)輸出調節(jié)的VCO。在優(yōu)選實施例中，頻率控制環(huán)的唯一功能將是保持工作頻率使其處于壓電變壓器的目標諧振頻率或略高于所述頻率。
利用合適的反饋，電路將跟蹤由于溫度、安裝應力、動態(tài)負載的改變和其它改變而引起的諧振頻率的改變。
輸出調節(jié)由脈沖頻率調制開關S2和S4實現(xiàn)。開關S2和S4響應由輸出電平檢測1112產生的異步通斷控制信號按照順序利用驅動頻率同步地被轉換。在操作中，當負載1104輸出電平降低到電平檢測設置點以下時，輸出電平檢測1112的輸出為“on”。同步周期選通控制1110通過按照順序選通開關S2和S4響應“on”信號，并選通整數(shù)個半個正弦波驅動波形輸入到壓電變壓器1102的輸入端。當在負載1104的輸出電平超過電平檢測設置點時，輸出電平檢測1112將轉換到“off”位置。此時，同步周期選通控制1110通過按照順序禁止開關S2和S4響應“off”信號，并除去壓電變壓器1102的輸入驅動。
在兩個開關S2和S4都處于“off”位置的間隔期間，壓電變壓器1102將繼續(xù)諧振一段由變壓器的機械Q和變壓器的輸入輸出負載確定的時間間隔。相位觸發(fā)振蕩器1108將繼續(xù)跟蹤壓電變壓器1102的諧振頻率，開關S1和S3繼續(xù)在驅動頻率下操作，因而減少能量損失和變壓器輸入端的阻抗變化。
一種以長度延伸方式操作的Rosen型的壓電變壓器被用于本發(fā)明的優(yōu)選實施例中。不過，應當注意，本發(fā)明的電路可以用于驅動具有各種不同的操作方式的多個不同類型的壓電變壓器。
根據(jù)特殊應用，可以使用幾種已知的輸出電路中的一種構成負載1104。在一種類型的負載中，壓電變壓器的輸出可以用于直接地驅動一種交流裝置。在壓電變壓器的輸出和負載阻抗之間可以設置一個阻抗匹配網絡。對于直流應用，可以使用二極管電壓倍壓器和濾波電容形式的整流器。可以通過電壓或電流調節(jié)輸出參數(shù)。本領域的技術人員可以選擇現(xiàn)有技術中的許多輸出電路用于本發(fā)明中。
圖12和圖13是相位觸發(fā)振蕩器的另一種實施例。首先參看圖12，其中示出了圖11的按照本發(fā)明的相位觸發(fā)振蕩器的方塊1108的一個示意的實施例。參看圖12，利用在標準的非穩(wěn)態(tài)結構中連接的CMOS555計時器U1實現(xiàn)50％占空比的方波時鐘。電阻R1和電容C1把時鐘的標稱頻率基本上設置為壓電變壓器的目標諧振頻率。圖12中還示出了輸入電壓V+以及反饋信號(FB)。來自壓電變壓器的合適的反饋在高輸入阻抗邏輯門或比較器U2的輸入端被施加于作為電流限制器的電阻R3。比較器U2的輸出通過電阻R2被施加在電阻R1和電容C1的節(jié)點。
當反饋環(huán)閉合時，來自壓電變壓器的反饋信號可以強制時鐘頻率以接近90度的相移跟蹤反饋頻率。反饋信號和時鐘之間的相位關系可以通過增加比較器U2的輸入端的電容被在有限的范圍內調整。
圖13表示按照本發(fā)明的相位觸發(fā)振蕩器圖11所示的方塊1108的另一個實施例。圖13的電路中的許多元件和圖12類似。因而可以參看圖12的說明。參看圖13，利用在標準的非穩(wěn)態(tài)結構中連接的CMOS施密特觸發(fā)反相器U1實現(xiàn)50％占空比的方波時鐘。電阻R1和電容C1把時鐘的標稱頻率基本上設置為壓電變壓器的目標諧振頻率。來自壓電變壓器的合適的反饋在高輸入阻抗邏輯門或比較器U2的輸入端被施加于作為電流限制器的電阻R3。
比較器U2的輸出通過電阻R2被施加在電阻R1和電容C1的節(jié)點。當反饋環(huán)閉合時，來自壓電變壓器的反饋信號可以強制時鐘頻率以接近90度的相移跟蹤反饋頻率。反饋信號和時鐘之間的相位關系可以通過增加比較器U2的輸入端的電容被在有限的范圍內調整。
圖14和15是圖11的方塊1110所示的同步周期選通控制的另一種實施例。圖14是圖11所示的同步選通周期控制1110的一個優(yōu)選的實施例的原理圖。在圖14中，使用相位觸發(fā)振蕩器時鐘作為用于分別確定4個驅動開關S1,S2,S3，和S4的開關順序的主定時信號。開關S1和S3通過反相的緩沖器U3-C和非反相的緩沖器U3-D被時鐘信號驅動。開關S2和S4通過來自觸發(fā)器U1-A和U1-B的相應的反相輸出的非反相的緩沖器U3-A和U3-B被驅動。U1是標準的7474D型觸發(fā)器。U1-A的時鐘輸入由時鐘信號驅動，U1-B的時鐘輸入被門U2反相。U1的數(shù)據(jù)輸入和輸出電平檢測電路的異步“on/off”輸出相連(圖11的方塊1112)。
圖14所示的電路結構實現(xiàn)用于產生圖7和圖10的定時圖所需的同步驅動控制序列。圖14的電路驅動開關S1和S4，使得它們同步地選通整數(shù)個偽半個正弦波信號輸入到壓電變壓器的輸入端。這使得電路可以實現(xiàn)閉環(huán)的PFM輸出電平調節(jié)。
圖15是同步周期選通控制(圖11的方塊1110)的另一個優(yōu)選實施例的示意圖。圖15的電路和圖14類似，因而可以參考圖14的說明。圖15的一個主要差別是，U1-A的數(shù)據(jù)輸入和U1-B的非反相輸出相連。圖15的電路結構也實現(xiàn)用于產生圖7和圖10的定時圖所需的同步驅動控制序列。圖15的電路驅動開關S1和S4，使得它們同步地選通整數(shù)個偽完整正弦波信號輸入到壓電變壓器的輸入端。這使得電路可以實現(xiàn)閉環(huán)的PFM輸出電平調節(jié)。
例如在使用二極管倍壓器實現(xiàn)直流輸出的這些應用中最好使用整數(shù)個全正弦波PFM。二極管倍壓器可以利用第一半周對串聯(lián)的倍壓電容器充電，利用第二半周把電荷轉移到輸出電容器。本領域的技術人員應當理解，也可以構成其它的和圖14、15的電路在邏輯上等效的電路。例如，通過使用NAND門或NOR門的邏輯等效結構，可以實現(xiàn)類似的結果。
圖16是本發(fā)明用于直流高壓功率變換器的一個實施例的示意圖。該電路的許多元件已經參照圖6-15討論過，因而可以參考上面的討論。
參看圖16，壓電變壓器1602驅動由高壓二極管D1和D2以及高壓濾波電容器C1構成的二極管倍壓器。輸出負載RL被并聯(lián)在濾波電容C1上。由電阻R1和R2構成的電阻分壓器和比較器U1的反相輸入端相連，比較器U1例如可以是由Texas儀器公司制造的LMC-339型的。
用于設置調節(jié)電平的電壓基準和U1的同相輸入端相連。來自U1的“on/off”輸出信號被輸入到同步周期選通控制電路1610。用于這種應用的控制器電路的優(yōu)選實施例是圖15所示的全正弦波控制器。來自壓電變壓器1602的電壓反饋信號和相位觸發(fā)振蕩器電路1608相連。這一應用的振蕩器電路的優(yōu)選實施例示于圖12。
開關S1和S3是N溝道MOSFET晶體管，例如由InternationalRectifier制造的IRF7103。開關S2和S4是P溝道MOSFET晶體管，例如由Fairchild制造的NDS9933。功率電抗器L1和L2例如可以是由Coilcraft制造的型號為DO-5022的電抗器。當然，其它的制造者也可以供應這些元件，因為它們在工業(yè)上是標準的。
功率電抗器L1和L2的值被這樣選擇，使得在壓電變壓器的目標諧振頻率下和壓電變壓器的有效輸入電容產生諧振。壓電變壓器1602基本上在所有的操作條件下都工作在其目標諧振頻率或略高于目標諧振頻率。此外，開關S1和S3的諧振ZVS轉換將使開關損耗維持最小。直流高壓輸出電平將利用整數(shù)個偽全周期正弦波驅動波形通過壓電變壓器的輸入的閉環(huán)脈沖頻率調制被調節(jié)。
在本發(fā)明中，在恒定的電源電壓下吸取的平均電源電流基本上正比于平均直流負載電流。平均直流負載電流正比于驅動信號的占空因數(shù)。因而在低的平均直流負載電流下，具有低的汲取的平均電源電流，因為壓電變壓器只在一部分時間內被驅動。
圖17表示本發(fā)明的另一種特定的應用。參見圖17，其中示出了按照本發(fā)明的CCFL(熒光燈)逆變器的一個實施例的示意圖。在本實施例中，壓電變壓器1702驅動CCFL燈。圖17中的許多元件在上面圖6-16的說明中討論過，因而可以參考這些說明。在所示的電路中，燈電流以標準的方式被二極管D1和D2、電阻R1以及電容C1構成的電路整流。
和燈電流成正比的電壓被施加于比較器U1的反相輸入端。一個用于設置調節(jié)電平的電壓基準和比較器U1的同相輸入端相連。來自比較器U1的“on/off”信號被輸入到同步周期選通控制1710。
同步周期選通控制1710的一個優(yōu)選實施例是圖14所示的實施例。來自壓電變壓器1702的電壓反饋信號和相位觸發(fā)振蕩器1708相連。對于這種應用的相位觸發(fā)振蕩器電路1708的優(yōu)選實施例如圖12所示。
在圖17中，開關S1和S3是N溝道MOSFET晶體管，例如由International Rectifier制造的IRF7103。開關S2和S4是P溝道MOSFET晶體管，例如由Fairchild制造的NDS9933。功率電抗器L1和L2例如可以是由Coilcraft制造的型號為DO-5022的電抗器。功率電抗器L1和L2的值被這樣選擇，使得在壓電變壓器的目標諧振頻率下和壓電變壓器1702的有效輸入電容產生諧振。
壓電變壓器1702在所有的操作條件下都工作在其目標諧振頻率或略高于目標諧振頻率。開關S1和S3的諧振ZVS轉換將使開關損耗維持最小。利用整數(shù)個偽半周期正弦波驅動波形偽電變壓器的輸入的閉環(huán)脈沖頻率調制來調節(jié)燈電流，可以建立所需的CCFL燈的亮度。
此外，在本發(fā)明中，在恒定的電源電壓下汲取的平均電源電流基本上正比于平均燈電流，平均燈電流又正比于驅動占空因數(shù)。因而，在低的亮度的設置下，則汲取低的平均電源電流，因為壓電變壓器在一部分時間內被驅動。
雖然已經說明了本發(fā)明的各種實施例，但是應當理解，本領域技術人員不脫離本發(fā)明的范圍和構思可以作出各種改變和改型，并且可以重新構造和組合前述的實施例。
權利要求
1．一種用于壓電變壓器的脈沖頻率調制驅動電路，包括壓電變壓器，其具有一個諧振頻率，并包括和地相連的第一輸入端與第二輸入端，以及在第一輸入端和第二輸入端之間的有效電容，以及和負載相連的輸出部分；具有第一端和第二端的第一電抗器，第一電抗器在壓電變壓器的諧振頻率下和壓電變壓器的有效電容產生諧振，第一電抗器的第一端和壓電變壓器的第一輸入端相連；被連接在地和壓電變壓器的第一輸入端之間的第一開關；被連接在第一電抗器的第二端和直流電源之間的第二開關；以及基本上以壓電變壓器的諧振頻率工作的振蕩器，其和第一開關、第二開關相連，并以這樣的方式驅動第一開關和第二開關第一開關在壓電變壓器的諧振頻率下基本上以50％的占空因數(shù)操作，借以使得當?shù)诙_關保持閉合時，在壓電變壓器的第一輸入端產生基本上零電壓轉換諧振波形；并借以使第二開關和第一開關同步地操作，借以通過以給定的占空因數(shù)使第二開關閉合來選通加于壓電變壓器的輸入端兩端的整數(shù)個基本上半正弦波諧振波形。
2．如權利要求1所述的電路，其中加于壓電變壓器的輸入端的基本上半正弦波諧振波形的整數(shù)可以被2整除。
3．如權利要求1所述的電路，還包括基本上以和第二開關180度的相位差被驅動的第三開關，所述第三開關被連接在電抗器的第二端和地之間。
4．如權利要求1所述的電路，其中振蕩器是具有反饋輸入的相位觸發(fā)振蕩器。
5．如權利要求1所述的電路，其中給定的占空因數(shù)由單個異步的方波on/off信號確定。
6．如權利要求1所述的電路，還包括在負載的連接處的包括在壓電變壓器上的反饋抽頭的輸出電平檢測裝置。
7．如權利要求1所述的電路，其中壓電變壓器的輸出部分還包括用于和負載相連的第二輸出部分。
8．如權利要求1所述的電路，其中第二輸入部分和地相連。
9．如權利要求1所述的電路，還包括具有第一端和第二端的第二電抗器，所述第二電抗器在壓電變壓器的諧振頻率下和壓電變壓器的有效電容諧振，第二電抗器的第一端和壓電裝置的第二輸入端相連；被連接在壓電裝置和地之間的第三開關；被連接在第二電抗器的第二端和直流電源之間的第四開關；以及振蕩器，其基本上以壓電裝置的諧振頻率操作，并和第一到第四開關相連并驅動這些開關，從而定義一個差動脈沖頻率調制驅動電路，使得第一開關和第三開關基本上彼此以180度的相位差以50％的占空因數(shù)在壓電裝置的諧振頻率下操作，借以使得當?shù)诙_關和第四開關保持閉合時，在壓電裝置的第一輸入端和第二輸入端產生基本上零電壓交換諧振波形；并且借以使得第二開關和第四開關基本上和第一開關、第三開關同步地操作，使得通過使第二開關和第四開關以給定的占空因數(shù)閉合在壓電裝置的輸入端選通整數(shù)個基本上半正弦諧振波形。
10．如權利要求9所述的電路，還包括第5開關，以及第6開關。第5開關基本上以和第2開關180度的相位差被驅動，其被連接在第一電抗器的第一端和地之間；第6開關基本上以和第4開關180度的相位差被驅動，其被連接在第二電抗器的第二端和地之間。
全文摘要
本發(fā)明披露了一種用于壓電變壓器(1102)的脈沖頻率調制驅動電路(114)。所述電路包括具有一個諧振頻率和輸入、輸出部分分壓電變壓器(1102)。還包括一個頻率反饋網絡,其和壓電變壓器(1102)相連。還具有和壓電變壓器(1102)相連的輸出電平檢測(1112)。驅動電路(1114)具有第一開關(S
文檔編號H01L41/107GK1304554SQ99806989
公開日2001年7月18日 申請日期1999年3月4日 優(yōu)先權日1998年4月3日
發(fā)明者G·沃恩 申請人:Cts公司