本發(fā)明涉及射頻通信領域，尤其涉及一種差分雙極化介質諧振器天線。

背景技術：

介質諧振器天線因其高輻射效率，低損耗，小尺寸，低成本，重量輕，易于激勵和高度設計靈活性等諸多優(yōu)點受到了廣泛的關注。近年來的設計中，介質諧振器天線極常被用來替代金屬天線。眾所周知，介質諧振器作為腔體諧振器具有眾多的諧振模式，可以在不同頻率上發(fā)生諧振。在實際設計中，高于主模諧振頻率的高次模式(作為寄生響應)往往需要被抑制。另一方面，有時又需要利用高階模來實現(xiàn)某些性能，例如在雙頻或寬帶天線中。在這兩種情況下，抑制不期望出現(xiàn)的模式是很困難的。

另外，雙極化天線的關鍵指標之一是端口的隔離度，其標志著兩個極化間的影響，因而在雙極化天線的設計中一般要求盡可能地提高隔離度；天線的交叉極化是衡量天線性能的另一項指標，要求該值盡可能小。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術問題在于，針對現(xiàn)有技術的上述缺陷及需求，提供一種差分雙極化介質諧振器天線。

本發(fā)明解決其技術問題所采用的技術方案是：構造一種差分雙極化介質諧振器天線，包括接地基板、設置在所述接地基板上的一個十字形介質諧振器，所述十字形介質諧振器等效于相同的兩個矩形介質諧振器正交形成，兩個等效的矩形介質諧振器的兩端分別鏡像設置一組差分饋電結構，每組差分饋電結構與設置在接地基板另一面的一組差分饋電接口電連接。

在本發(fā)明所述的差分雙極化介質諧振器天線中，所述接地基板上與兩組差分饋電結構對應的位置開設兩組通孔，每組差分饋電接口的端部穿設一組通孔后與對應的一組差分饋電結構電連接。

在本發(fā)明所述的差分雙極化介質諧振器天線中，所述差分饋電結構為設置于等效的矩形介質諧振器的端面上的自諧振器底邊起沿諧振器高度方向延伸的條狀金屬帶，且條狀金屬帶的中心到等效的矩形介質諧振器的兩豎直側面的距離相等。

在本發(fā)明所述的差分雙極化介質諧振器天線中，所述條狀金屬帶為通過激光蝕刻于十字形介質諧振器外壁上的金屬層，或者貼附于十字形介質諧振器外壁上的金屬片或金屬線。

在本發(fā)明所述的差分雙極化介質諧振器天線中，若每個矩形介質諧振器以其自身的中心為原點、自身的長為x軸、自身的寬為y軸、自身的高為z軸建立坐標系，等效的兩個矩形介質諧振器的主模均為TE₁₁₁，高次模均為TE₁₁₃。

在本發(fā)明所述的差分雙極化介質諧振器天線中，所述接地基板為金屬材料制成的板狀結構，或者為表層涂覆有金屬層的板狀結構。

實施本發(fā)明的差分雙極化介質諧振器天線，具有以下有益效果：本發(fā)明在十字形介質諧振器的基礎上設計差分饋電方式，差分饋電能抑制電磁場呈同相分布的高次模，差分饋電形成的虛擬地能夠抑制十字形介質諧振器所等效的兩個矩形介質諧振器的正交模間的影響，在利用兩個矩形介質諧振器的正交模實現(xiàn)雙極化輻射功能時，與單端介質諧振器天線相比，抑制了部分雜散模式，顯著提高了端口隔離度，并降低了交叉極化；

進一步地，本發(fā)明還可以適用于雙頻通信，利用兩組正交模式對來實現(xiàn)雙頻特性，比如利用TE₁₁₁、TE₁₁₃模式獲取兩個諧振頻率，并據(jù)此設計相應的諧振器尺寸；更進一步地，通過設置條狀金屬帶的長度可以確保更好的阻抗匹配。

附圖說明

下面將結合附圖及實施例對本發(fā)明作進一步說明，附圖中：

圖1是本發(fā)明差分雙極化介質諧振器天線的結構示意圖；

圖2是本發(fā)明差分雙極化介質諧振器天線的側視圖；

圖3是本發(fā)明差分雙極化介質諧振器天線的等效結構示意圖；

圖4是圖3中的矩形介質諧振器I在差分饋電結構的電磁場分布圖；

圖5是圖3中的矩形介質諧振器I的TE^y₁₁₁,TE^y₁₁₃和TE^y₃₁₁三種模式對應的電磁場分布示意圖；

圖6A是十字形介質諧振器在單端激勵時TE₁₁₁模的電場分布圖；

圖6B是十字形介質諧振器在差分激勵時TE₁₁₁模的電場分布圖；

圖6C是十字形介質諧振器在單端激勵時TE₁₁₃模的電場分布圖；

圖6D是十字形介質諧振器在差分激勵時TE₁₁₃模的電場分布圖；

圖7A是本發(fā)明的差分雙極化介質諧振器天線的反射系數(shù)與條狀金屬帶的長度之間的仿真關系圖；

圖7B是條狀金屬帶的長度l_s取6.3mm時的史密斯圓圖；

圖8是本發(fā)明差分雙極化介質諧振器天線和與之對應的單端天線的反射系數(shù)和隔離度對比圖；

圖9是差分饋電與單端饋電的雙通帶雙極化介質諧振器天線方向圖對比圖。

具體實施方式

為了對本發(fā)明的技術特征、目的和效果有更加清楚的理解，現(xiàn)對照附圖詳細說明本發(fā)明的具體實施方式。

參考圖1，是本發(fā)明差分雙極化介質諧振器天線的結構示意圖，圖2是本發(fā)明差分雙極化介質諧振器天線的側視圖；圖3是本發(fā)明差分雙極化介質諧振器天線的等效結構示意圖。

本發(fā)明的差分雙極化介質諧振器天線，包括接地基板10、設置在所述接地基板10上的一個十字形介質諧振器20，所述十字形介質諧振器20等效于相同的兩個矩形介質諧振器正交形成，等效的兩個矩形介質諧振器的兩端分別鏡像設置一組差分饋電結構30，每組差分饋電結構30與設置在接地基板10底部的一組差分饋電接口電連接。如圖中，1、1’為一組差分饋電接口，2、2’為另一組差分饋電接口。

其中，所述接地基板10為金屬材料制成的板狀結構，或者為表層涂覆有金屬層的板狀結構。

具體的，所述接地基板10上與兩組差分饋電結構30對應的位置開設兩組鏡像設置的通孔40，每組差分饋電接口的端部穿設一組通孔40后與對應的一組差分饋電結構30電連接。具體實施例中，差分饋電接口為SMA接口。

其中，所述差分饋電結構30為設置于等效的矩形介質諧振器的端面上的自諧振器底邊起沿諧振器高度方向延伸的條狀金屬帶，饋電時可以通過調整條狀金屬帶的長度來獲得阻抗匹配。

條狀金屬帶的中心到等效的矩形介質諧振器的兩豎直側面的距離相等，即以矩形介質諧振器的中心為原點、長為x軸、寬為y軸、高為z軸建立坐標系，則條狀金屬帶位于x＝±a/2，y＝0處。

較佳實施例中，所述條狀金屬帶為通過激光蝕刻于十字形介質諧振器20外壁上的金屬層，可以理解的是，條狀金屬帶還可以為貼附于十字形介質諧振器20外壁上的金屬片或金屬線，只要是能起到饋電作用的結構都在本發(fā)明的保護范圍之內。

十字形介質諧振器20內兩個等效的矩形介質諧振器的模式間的正交性和一定的隔離度確保了天線的雙極化特性。與單端饋電的介質諧振器天線相比，差分饋電的介質諧振器天線還能夠抑制更多的高階模式，能夠在兩個極化之間獲得更高的隔離度并且交叉極化較小。

下面對本發(fā)明的工作原理進行說明。

參考圖3，等效的兩個矩形介質諧振器記為I和II，其尺寸相同，均為：a*b*l。其中，a、b、l分別表示矩形介質諧振器I和II的長、寬、高。但是，當矩形介質諧振器I安裝在接地基板10上時，根據(jù)鏡像理論就會形成一個鏡像的矩形介質諧振器。矩形介質諧振器I內的模式會保留成像的矩形介質諧振器內的一半場分布。因此，矩形介質諧振器I沿z方向的長度等效于增加了一倍，即等效尺寸為a*b*2l。

顯然，兩個矩形介質諧振器I和II對應的諧振模式具有正交性。因此，可以在矩形介質諧振器的電磁場分布的基礎上來分析十字形介質諧振器20的電磁場分布。下面以TE^y_mns、TE^x_mns分別表示矩形介質諧振器記為I和II中的模式，以圖3中的矩形介質諧振器I為例進行分析。

由于所有模式的分析都是類似的，在此以y方向上的模式分析為例。當矩形介質諧振器I的尺寸滿足a>l和2b>l時，TE^y_mns模式的諧振頻率會低于其它方向上相應的TE_mns模式，其中m、n、s分別表示諧振器在x、y、z軸上的半波數(shù)。矩形介質諧振器I內的關系可由下述等式描述：

ak_x＝mπ (2)

2bk_z＝sπ (3)

其中，k_x,k_y和k_z分別表示沿x,y和z方向上的波數(shù)，k₀表示自由空間內對應于諧振頻率的波數(shù)，f_mns表示對應模式的諧振頻率，c代表真空中的光速。

可見諧振頻率取決于諧振器的尺寸，本發(fā)明即是設定工作頻率后，選擇模式，再根據(jù)頻率和模式確定諧振器的尺寸。

下面結合差分饋電說明本發(fā)明的效果。參考圖4，圖3中的矩形介質諧振器I在差分饋電結構的電磁場分布圖。

圖4中，矩形介質諧振器I由互為鏡像的條狀金屬帶差分饋電，電流和差分饋電引入的磁場滿足安培右手螺旋準則。對于差分饋電來說，一組等幅反向的射頻信號分別沿著條狀金屬帶傳播。只有在平面x＝±a/2上具有180°相位差的場才可以被激勵。矩形介質諧振器I的前幾個模式中，TE^y₁₁₁,TE^y₁₁₃和TE^y₃₁₁模式的場分布都符合上述條件，但對于TE^y₂₁₁和TE^y₂₁₃模式，在平面x＝±a/2上的場分量是同相的，因此這類模式不能夠被激勵。此外，條狀金屬帶處于TE^x₁₁₁和TE^x₁₁₃模式電場最弱的位置，并且它們的場分量具有同相特性，所以，當差分饋電時這兩種模式也不能被激勵。更廣泛地，TE^y_(2j)ns和TE^x_(2j+1)ns(j＝1,2…)模式的場分量也具有同相特性。另外，TE^z_mns模式不具有和饋電金屬條激勵起的場分量相同的分量。理論上，這些模式都可以通過差分饋電被有效抑制。

較佳實施例中，諧振器的損耗角正切為2.5×10^-4，相對介電常數(shù)為38。一般天線工作頻率對應的模式為TE^y₁₁₁，為了確保TE^y₁₁₁是主模，確定比值p＝l/(a+2b)<＝0.4。例如，a＝31mm,b＝24.5mm,l＝11mm，通過對該尺寸下的矩形介質諧振器I的前幾個模式進行分類得到表1。由表1可見矩形介質諧振器I能被差分激勵的前三個模式為TE^y₁₁₁,TE^y₁₁₃和TE^y₃₁₁，其電磁場分布如圖5所示。

表1

下面回歸本申請的十字形介質諧振器20。

根據(jù)上面的分析可知十字形介質諧振器20具有雙模特性，即每個諧振頻率都存在兩組正交的模式，每組模式中的一個模式對應于矩形介質諧振器I中的模式，另一個模式對應于介質諧振器II中的模式。

下面以單端和差分激勵前兩組模式為例進行分析比較以說明本發(fā)明的優(yōu)點。如圖6A所示，單端激勵矩形介質諧振器I時，矩形介質諧振器I的TE^y₁₁₁模和介質諧振器II的TE^x₁₁₁模式都能被激勵。而差分饋電矩形介質諧振器1時，如圖6B所示，會在中心形成虛擬地，它與平面x＝0重合，并且垂直于介質諧振器1內TE^y₁₁₁模式的電場。因此，差分饋電形成的虛擬地對介質諧振器1內的TE^y₁₁₁模式?jīng)]有影響。但是對于介質諧振器II來說，虛擬地與其TE^x₁₁₁模式的電場平行，阻止了TE^x₁₁₁模式。所以，介質諧振器I的差分饋電僅能激勵介質諧振器I內的TE^y₁₁₁模式，并且能抑制介質諧振器II中相應的TE^x₁₁₁模式。類似地，圖6C所示的單端饋電矩形介質諧振器I可同時激勵介質諧振器I內的TE^y₁₁₃模式和介質諧振器II中的TE^x₁₁₃模式。但是圖6D中，由于虛擬地的存在，差分饋電矩形介質諧振器1時僅能激勵介質諧振器I內的TE^y₁₁₃模式，并會對介質諧振器II內相應的TE^x₁₁₃模式產(chǎn)生抑制作用。

可見，對于十字形介質諧振器20中具有差分場分布的模式，差分饋電可以抑制與其正交的模式。因此，與單端饋電十字形介質諧振器20相比，差分饋電能獲得更高的端口隔離度。

優(yōu)選的，本發(fā)明還可以適用于雙頻通信，利用兩組正交模式對來實現(xiàn)雙頻特性，比如利用TE₁₁₁、TE₁₁₃模式獲取兩個諧振頻率作為工作頻率f₁＝1.399GHz，f₂＝2.025GHz。同時還可以抑制TE₃₁₁模式對應的頻率如f₃＝2.682GHz。

根據(jù)上述分析，較佳實施例中，十字形介質諧振器20中兩個諧振頻率對應的兩組正交模式TE^y₁₁₁(介質諧振器1內)/TE^x₁₁₁(介質諧振器II內)和TE^y₁₁₃(介質諧振器1內)/TE^x₁₁₃(介質諧振器II內)被用來設計雙頻雙極化介質諧振器天線。為了確定介質諧振器天線的尺寸，必須要滿足以下兩個條件：一是要確保TE^y₁₁₁(介質諧振器1內)/TE^x₁₁₁(介質諧振器II內)模式為主模；二是要TE^y₃₁₁(介質諧振器1內)/TE^x₁₃₁(介質諧振器II內)的諧振頻率f₃要遠離f₁和f₂，其中f₁和f₂分別代表TE^y₁₁₁/TE^x₁₁₁和TE^y₁₁₃/TE^x₁₁₃的諧振頻率。最終，介質諧振器天線的尺寸確定如下：a＝31mm，b＝24.5mm，l＝11mm。

在確定諧振器尺寸之前，首先要確定條狀金屬帶的寬度和長度，本實施例中，條狀金屬帶的寬度w_s選為1mm。圖7A為本發(fā)明的差分雙極化介質諧振器天線的反射系數(shù)與條狀金屬帶的長度之間的仿真關系圖。可見，長度l_s對較低頻帶的阻抗影響較大，它對諧振頻率也有影響，造成了諧振頻率的輕微偏移。為確保阻抗匹配，確定l_s＝6.3mm，圖7B給出了此時的史密斯圓圖，可見在兩個工作頻率上阻抗匹配良好。

本發(fā)明中仿真采用Ansoft HFSS全波仿真軟件，實測反射系數(shù)則使用了Agilent N5230C四端口矢量網(wǎng)絡分析儀，測量天線方向圖是在具有遠場天線測量系統(tǒng)的暗室內進行的，并且使用寬帶巴倫(1.2-4.1GHz)作為差分介質諧振器天線的饋電網(wǎng)絡。

參考圖8是差分天線和與之對應的單端天線的反射系數(shù)和隔離度對比圖。圖8中Sim.表示仿真，Meas.表示實測。在兩種介質諧振器天線的響應中，仿真的三個諧振頻率f₁＝1.399GHz，f₂＝2.025GHz和f₃＝2.682GHz分別對應介質諧振器1中的TE^y₁₁₁，TE^y₁₁₃和TE^y₃₁₁模式(介質諧振器II中的TE^x₁₁₁，TE^x₁₁₃和TE^x₁₃₁模式)。顯然，在單端天線中還存在另外兩個諧振頻率f₄＝1.981GHz和f₅＝2.543GHz，它們分別對應于在單端介質諧振器天線中介質諧振器I的TE^y₂₁₁和TE^y₂₁₃模式(介質諧振器II中的TE^x₂₁₁和TE^x₂₁₃模式)。這是因為后兩個模式在饋電表面上的場分布是同相的，所以它們只出現(xiàn)在單端介質諧振器天線中，而在差分介質諧振器天線中受到抑制。單端介質諧振器天線在f₄和f₅頻率上具有較高的|S₂₁|，這意味著兩組模式的電磁能量不能有效地輻射出去。在差分介質諧振器天線中，選擇介質諧振器I中的TE^y₁₁₁和TE^y₁₁₃模式(介質諧振器II中的TE^x₁₁₁和TE^x₁₁₃)來實現(xiàn)雙頻特性，即f₁和f₂是所提出的雙頻天線的兩個工作頻率。由圖8可以看出，差分介質諧振器天線仿真的隔離度從單端介質諧振器天線較低頻的34dB增加到了68dB。在較高頻段，它從單端介質諧振器天線的8.5dB提高到了57dB。在兩個饋電接口處實際測得的反射系數(shù)表明，天線工作于f₁＝1.395GHz和f₂＝2.040GHz兩個頻率，與仿真結果基本吻合。與單端介質諧振器天線相比，差分介質諧振器天線在兩個頻率上的實測隔離度至少提高了25dB，與仿真結果相比，實測隔離度的提高值略低主要是因為測試使用的巴倫輸出信號的不平衡性和天線加工誤差所造成的。差分介質諧振器天線實測-10dB帶寬在頻率f₁處為60MHz(饋電接口1、1’)/61MHz(饋電接口2、2’)，在頻率f₂處為25MHz(饋電接口1、1’)/30MHz(饋電接口2、2’)。單端介質諧振器天線的帶寬在頻率f₁處為50MHz(饋電接口1)/49MHz(饋電接口2)，在頻率f₂處受弱隔離和f₄的影響，輻射性能差不能作為雙極化使用。參考圖9是差分饋電與單端饋電的雙通帶雙極化介質諧振器天線方向圖對比圖，圖9中四排圖片依次為f₁的仿真方向圖、f₁的實測方向圖、f₂的仿真方向圖、f₂的實測方向圖。

參考下表2，是差分雙頻雙極化天線與單端天線的實測性能對比表。

表2

對比表明，相對于單端介質諧振器天線，差分介質諧振器天線具有較低的交叉極化。單端介質諧振器天線在頻率f₁處具有良好的輻射性能，測得的交叉極化小于-20dB，增益為6.3dB。但在頻率f₂處，其輻射性能發(fā)生惡化，甚至最大輻射方向也發(fā)生了變化。這是由于兩個端口之間的隔離差以及同時出現(xiàn)在單端介質諧振器天線中的TE^y₂₁₁模式造成的，此時在高工作頻率處，單端介質諧振器天線的輻射性能無法實現(xiàn)。對于差分介質諧振器天線，其仿真的E面和H面交叉極化都低于-40dB，實測的E面和H面交叉極化都低于-35dB。在較低工作頻率下，仿真和實測的增益分別為7.5dBi和6.9dBi；在較高工作頻率下，仿真和實測的增益分別為3dBi和2.8dBi?？梢姴罘逐侂娗闆r下，所設計的天線能夠實現(xiàn)優(yōu)秀的雙頻雙極化輻射。另外，無論在單端或差分介質諧振器天線中，由于饋電結構的完全對稱性，仿真和實測的反射系數(shù)以及兩個極化方向圖都吻合很好，微小的偏差依然來自加工誤差以及測試巴倫輸出信號的不平衡。

綜上所述，實施本發(fā)明的差分雙極化介質諧振器天線，具有以下有益效果：本發(fā)明在十字形介質諧振器的基礎上設計差分饋電方式，差分饋電能抑制電磁場呈同相分布的高次模，差分饋電形成的虛擬地能夠抑制十字形介質諧振器所等效的兩個矩形介質諧振器的正交模間的影響，在利用兩個矩形介質諧振器的正交模實現(xiàn)雙極化輻射功能時，與單端介質諧振器天線相比，抑制了部分雜散模式，顯著提高了端口隔離度，并降低了交叉極化；進一步地，本發(fā)明還可以適用于雙頻通信，利用兩組正交模式對來實現(xiàn)雙頻特性，比如利用TE₁₁₁、TE₁₁₃模式獲取兩個諧振頻率，并據(jù)此設計相應的諧振器尺寸；更進一步地，通過設置條狀金屬帶的長度可以確保更好的阻抗匹配。

上面結合附圖對本發(fā)明的實施例進行了描述，但是本發(fā)明并不局限于上述的具體實施方式，上述的具體實施方式僅僅是示意性的，而不是限制性的，本領域的普通技術人員在本發(fā)明的啟示下，在不脫離本發(fā)明宗旨和權利要求所保護的范圍情況下，還可做出很多形式，這些均屬于本發(fā)明的保護之內。