具有低漂移及本機偏移消除的改進的弛張振蕩器的制造方法
【專利摘要】在所描述的實例中，一種弛張振蕩器電路(10)具有低漂移及本機偏移消除。放大器(12、R1)放大第一電流信號(I1)以提供脈沖放大器輸出波形(VOTA1)。積分器(14、C1)對第二電流信號(I2)進行積分以提供斜坡輸出波形(VOTA2)。比較器(16)比較所述積分器輸出波形(VOTA2)與由所述放大器輸出波形(VOTA1)設定的閾值以產(chǎn)生交變振蕩器輸出(VOUT)，其用于切換所述第一電流信號(I1)及所述第二電流信號(I2)的極性。
【專利說明】
具有低漂移及本機偏移消除的改進的弛張振蕩器
【背景技術(shù)】
[0001]弛張振蕩器電路用于在指定精確的輸出信號頻率的應用中提供時鐘信號。許多弛張振蕩器通過使無功組件充電及放電且比較所充電的狀態(tài)變量與預設定的閾值進行操作以提供界定時鐘循環(huán)的雙穩(wěn)態(tài)輸出的狀態(tài)切換。然而，此類電路經(jīng)受由帶隙的漂移或提供用于比較器切換的閾值的其它參考電路所引起的輸出頻率的長期漂移。此外，此類電路通常隨著時間及溫度遭受由放大器增益衰減所引起的輸出頻率漂移以及比較器偏移漂移效應及電力供應器變化。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0002]在所描述的實例中，弛張振蕩器電路具有低漂移及本機偏移消除。放大器放大第一電流信號以提供脈沖放大器輸出波形。積分器積分第二電流信號以提供斜坡輸出波形。比較器比較所述積分器輸出波形與由所述放大器輸出波形所設定的閾值以產(chǎn)生交替振蕩器輸出，所述交替振蕩器輸出用于切換所述第一電流信號及第二電流信號的極性。所述電流信號基于用于匹配的單個輸入電流而產(chǎn)生，其中所述第一信號及第二信號具有大體上相等的幅度及交替極性，以促進本機偏移消除以減輕隨著時間及/或供應電壓變化的振蕩器輸出頻率漂移。此外，所述放大器及積分器電路連接到相同的偏置節(jié)點，其中電流信號及電流源匹配的交替極性切換在不引入額外振蕩器或其它電路情況下使用振蕩器的自身切換提供本機偏移消除。所述振蕩器電路配置在無需高準確度帶隙電路及類似物的成本情況下促進電阻分壓器或其它偏置電壓電路的使用。在某些實施例中，電流鏡電路的使用促進基于單個輸入電流信號產(chǎn)生切換電流信號，其中獨立于用于改進的電力供應器抑制比(PSRR)的電力供應器電平，由比例測量電路設計提供電流匹配。此外，在無放大器偏移電壓漂移或其它有功組件漂移效應情況下，使用無源電阻及電容性元件確定輸出頻率。因此，比率測量按比例縮放隨著時間消除偏移電壓及放大器增益衰減效應，同時維持對完整集成的精確振蕩器理想的低電力消耗及小的裸片大小。
[0003]在進一步描述的實例中，振蕩器電路包含:第一放大器，其具有用于放大第一電流信號的反饋電阻；以及積分器電路，其具有第二放大器及用于對第二電流信號進行積分的反饋電容；以及比較器，其提供基于放大器與積分器輸出的比較在第一電平及第二電平之間交替的振蕩器輸出信號。所述第一放大器及第二放大器具有耦合到單個偏置電壓的輸入，其中通過振蕩器電路的切換操作消除個別放大器電路的輸入偏移效應。可切換電流源電路提供具有大體上相等幅度或電平的第一電流信號及第二電流信號，且基于來自用于自振蕩的比較器的振蕩器輸出信號的轉(zhuǎn)變而交替電流信號的極性?？汕袚Q電流源電路可包含:第一電流源及第二電流源，其由電流鏡電路提供以將具有第一電流值的第一電流及第二電流提供到第一放大器及第二放大器；以及另一電流鏡電路，其提供使第一電流值的兩倍的第三電流及第四電流下降的第三電流源及第四電流源，其中開關電路經(jīng)配置以將第三電流源及第四電流源選擇性地連接到第一放大器及第二放大器的輸入以有效地反轉(zhuǎn)提供到放大器及積分器電路的電流的極性。此情形從放大器電路產(chǎn)生脈沖輸出波形且從積分器電路產(chǎn)生斜坡波形輸出，以用于由比較器進行比較以切換振蕩器輸出信號及使開關電路的狀態(tài)交替。
【附圖說明】
[0004]圖1是弛張振蕩器電路實施例的示意圖，所述弛張振蕩器電路實施例具有放大器、積分器及使用操作性跨導放大器的比較器電路、匹配的電流源及用于產(chǎn)生交替的振蕩器輸出信號的開關電路。
[0005]圖2是展示跨導放大器的輸入偏移電壓的圖1的振蕩器電路的示意圖。
[0006]圖3是展示圖1及2的處于第一狀態(tài)的振蕩器電路的操作的示意圖，其中電流源及開關電路將相等的正電流信號提供到放大器及積分器以使積分器電容器充電以將減少的斜坡信號及低閾值信號作為輸入提供到比較器。
[0007]圖4是展示圖1到3的處于第二狀態(tài)的振蕩器電路的操作的示意圖，其中電流源及開關電路使來自放大器及積分器的相等的負電流信號下降以使電容器放電以提供增加的斜坡信號及高閾值信號作為比較器輸入。
[0008]圖5是圖1到4的振蕩器電路中的放大器、積分器及比較器的交替輸出波形的波形圖。
[0009]圖6是可切換電流源電路實施例的示意圖，所述可切換電流源電路實施例基于單個輸入電流信號使用電流鏡電路根據(jù)振蕩器輸出信號提供交替極性的匹配的第一電流信號及第二電流信號。
[0010]圖7是展示使用精確參考電壓的弛張振蕩器電路的示意圖。
【具體實施方式】
[0011]最初參看圖7，展示用于產(chǎn)生振蕩輸出電壓VOUT的弛張振蕩器電路100。振蕩器100包含一對操作性跨導放大器(OTA)比較器101及102，其比較對應第一電容器Cl及第二電容器C 2的充電電壓與來自精確參考源1 6 (例如，帶隙電壓參考電路)的精確參考電壓閾值(VREF)，以便將復位(RST)輸入及設定(SET)輸入提供到RS觸發(fā)器104。圖7進一步展示分別與比較器101及102相關聯(lián)的輸入偏移電壓111及112。觸發(fā)器104的Q輸出提供振蕩器輸出電壓V0UT，且主觸發(fā)器輸出Q及反相觸發(fā)器輸出Q’用于對一組開關S1、S2、S3及S4進行操作以通過電流源11、12、13及14的選擇性連接來控制電容器Cl及C2的充電及放電，以便提供閉環(huán)自振蕩電路。在此電路100中，非反相比較器輸入從精確參考電壓VREF偏移相應的電壓偏移111及112。通過交替開關SI及S3的操作將第一比較器101的反相輸入交替地連接到電流源Il或13，且經(jīng)由開關S2及S4將第二比較器102的反相輸入交替地連接到12或14。此外，由來自觸發(fā)器104的Q’輸出同時對開關SI及S4進行操作，且根據(jù)Q輸出對開關S2及S3進行操作。以此方式，自振蕩電路具備根據(jù)電流源(在此實例中為I)、C1及C2的電容以及供應電壓VCC、參考電壓VREF及偏移電壓111及112的值確定的操作頻率。特定來說，由以下方程式(I)描述振蕩器電路100的每一循環(huán)的持續(xù)時間Tosc:
[0012](l)Tosc = C/I*[2(VCC-VREF)+Voffsetl+Voffset2]
[0013]如以上方程式(I)中所展示，振蕩器電路100相對于供應電壓電平VCC以及參考電壓VREF及偏移電壓111及112兩者是敏感的。此外，振蕩器100易于受由電路的各種組件中的長期漂移所引起的振蕩器頻率變化影響。舉例來說，偏移電壓111及112以及參考電壓106兩者將傾向于隨著時間歸因于各種老化機構(gòu)而漂移，其中這些漂移效應通常為隨機的。就此而言，獨立的帶隙參考電路106可在最初六周的操作中漂移達0.5 %。因此，由帶隙電路106所提供的到比較器101及102的反相輸入的精確閾值參考將隨著時間漂移或發(fā)生變化，且因此圖7的電路100經(jīng)受隨著時間潛在顯著的振蕩器頻率變化或漂移。此外，比較器偏移電壓111及112中的漂移效應還將影響電容器Cl及C2的充電及放電，從而潛在地弓I起輸出波形的不對稱。雖然在某一測量中可通過使用精確參考106來解決圖7的振蕩器100的精確度及穩(wěn)定性的漂移效應，但此情形增加生產(chǎn)成本且不能使電路對長期漂移效應免疫。此長期頻率漂移提出在(例如)用于植入的電子裝置的電感耦合的電力及信號傳輸電路的應用中使用此類型的弛張振蕩器設計的挑戰(zhàn)，這是歸因于其預期的長的服務時間及服務中的一次高風險取代。
[0014]現(xiàn)參看圖1及2，圖1展示使用操作性跨導放大器12、14及16(0TA)的弛張振蕩器電路實施例10，且圖2進一步示意性展示振蕩器10的OTA組件的內(nèi)部偏移電壓44、46及48。盡管在某些實施例中展示為使用0ΤΑ，但其它形式的放大器可用于組件12、14及16中的一者、一些或全部，例如電壓放大器，電壓比較器等等。實例振蕩器電路實施例10包含由第一放大器12(0TA1)形成的第一放大器電路及連接于放大器12的反饋路徑中以形成反相放大器配置的電阻器R1。此第一放大器電路12、R1接收及放大經(jīng)由第一電路節(jié)點22在第一放大器12的反相輸入(_)處接收到的第一電流信號Il以在放大器輸出節(jié)點24處提供第一放大器輸出信號V0TA1。電阻Rl可為單個電阻器組件(例如，形成于實施振蕩器10的集成電路中)，或者兩個或兩個以上電阻器可以任何適合的串聯(lián)及/或并聯(lián)配置連接以提供直接或間接耦合于放大器輸出節(jié)點24與第一節(jié)點22之間的電阻R1。此外，電阻Rl可為可微調(diào)的，或在某些實施例中為可以其他方式調(diào)整的。第一放大器12的非反相(+ )輸入與偏置節(jié)點20耦合(例如，連接至偏置節(jié)點20)，偏置節(jié)點20的電壓由耦合于偏置節(jié)點20與接地或其它恒定電壓節(jié)點32之間的偏置電壓源30 (VCM)建立。
[0015]振蕩器電路10進一步包含:積分器電路，其由第二放大器14(例如，OTA 2)形成，第二放大器14具有與偏置節(jié)點20耦合的非反相輸入及與第二電路節(jié)點26耦合的反相輸入；以及反饋電容Cl，其耦合于第二節(jié)點26與第二放大器輸出節(jié)點28之間以形成反相積分器電路。電容Cl可為一或多個電容器的任何適合配置，所述一或多個電容器呈適合的串聯(lián)及/或并聯(lián)互連形式以提供電容Cl。此外，在某些實施例中，電容Cl可為可微調(diào)或可調(diào)整的。在操作中，積分器電路14、C1接收在第二節(jié)點26處所接收到的第二電流信號12并對其進行積分以在輸出節(jié)點28處作為斜坡波形提供積分器輸出信號V0TA2。
[0016]將第三放大器16(0TA3)用作比較器，其具有在節(jié)點24處接收第一放大器輸出信號VOTAl的第一 (+ )輸入以及耦合到節(jié)點28以接收第二放大器輸出信號V0TA2的第二 (-)輸入。比較器16包含與輸出節(jié)點18耦合以提供振蕩器輸出信號VOUT的輸出。特定來說，當節(jié)點24處的第一放大器輸出小于節(jié)點28處的第二放大器輸出時，節(jié)點18處的振蕩器輸出信號處于第一電平(例如，在此實例中為低)，且當節(jié)點24處的第一放大器的輸出大于節(jié)點28處的第二放大器輸出時，輸出信號VOUT處于不同的第二電平(例如，為高)。
[0017]將振蕩器輸出信號VOUT作為切換控制信號提供到包含晶體管MN1、MN2、MN3及MN4的開關電路31，所述開關電路31在節(jié)點18處的振蕩器輸出信號VOUT處于第一電平(例如，為低)時以第一狀態(tài)進行操作，且在VOUT處于第二電平(例如，為高)時以第二狀態(tài)進行操作。盡管展示為使用N溝道MOSFET開關MNl、麗2、麗3及麗4，但在不同的實施例中，可使用其它類型及配置的開關。開關電路31與四個匹配的電流源CS1、CS2、CS3及CS4—起提供可切換電流源電路，所述電流源電路可以第一狀態(tài)進行操作以將具有在圖式中指示為“I”的第一電流值的正的第一電流信號Il提供到第一電路節(jié)點22，且還將具有相同值I的正的第二電流信號12提供到第二節(jié)點26。當開關電路31根據(jù)輸出信號VOUT(例如，在此實例中當VOUT為高時)代替地處第二狀態(tài)時，可切換電流源電路使具有值I的來自節(jié)點22的負的第一電流信號Il下降，且還使具有值I的來自第二節(jié)點26的負的第二電流信號12下降。
[0018]如下文進一步論述，第一電流源CSl與第二電流源CS2彼此匹配以將具有值I的基本上相等的電流分別提供到第一節(jié)點22及第二節(jié)點26，且同樣地，第三電流源CS3與第四電流源CS4彼此匹配以在由處于第二狀態(tài)的開關電路31連接時使來自相應第一節(jié)點22及第二節(jié)點26的大體上相等的具有值21的電流下降。此外，開關電路31根據(jù)輸出信號VOUT的狀態(tài)的操作使得振蕩器電路10為自振蕩的。因此，第一放大器12放大來自第一節(jié)點22的替代地提供及下降的電流信號II，以提供第一放大器輸出信號VOTAl作為具有交替的第一及第二電平的脈沖波形，這是因為跨越電阻Rl的電壓在偏置節(jié)點20處在偏置電壓電平VCM以上及以下轉(zhuǎn)變。此外，積分器放大器14對第二電流信號12進行積分以提供第二放大器輸出信號V0TA2作為具有交替的負及正斜率的斜坡波形。這又使得比較器放大器16在來自積分器放大器14的斜坡波形大于來自第一放大器12的脈沖波形時提供具有低電平的交替輸出，且反之亦然。
[0019]因為積分器信號波形V0TA2具有在很大程度上由電流信號12及電容Cl的幅度所指示的上升時間及下降時間，且因為脈沖波形VOTAl具有主要由電流信號Il及電阻Rl所指示的幅度，所以電路10的振蕩頻率主要由無源組件Rl及Cl確定。此外，因為電流源CSl到CS4相對于彼此匹配，所以振蕩器電路10的操作頻率在很大程度上獨立于供電電壓VCC。此外，不同于圖7的振蕩器100，圖1及2中的振蕩器10具有獨立于放大器12、14及16的偏移電壓44、46及48的操作振蕩器頻率，且其在很大程度上對于隨著時間對基于偏移的漂移及OTA增益漂移效應免疫。特定來說，如圖2中所展示，與OTA 12、14及16相關聯(lián)的偏移電壓44(￥0??1)、46(V0FF2)及48 (V0FF3)不會影響輸出節(jié)點18處的振蕩頻率。此外，引入從Cl的充電及放電電流的副本所產(chǎn)生的本地參考電壓，電流信號Il及12的幾何匹配產(chǎn)生主要由無源組件Rl及Cl的物理尺寸所確定的操作頻率，借此減輕或避免歸因于性能(例如，增益“gm”)衰減或放大器12、14及16的漂移的任何頻率漂移。
[0020]此外，此漂移免疫有利地允許使用低成本的偏置電壓源30，在某些實施例中，可將偏置電壓源30實施為簡單的電阻分壓器電路，其基于供電電壓VCC將電壓VCM提供到偏置節(jié)點20，如以下圖6中所展示。因此，可在不犧牲穩(wěn)定且精確的振蕩器電路性能情況下避免帶隙或其它精確參考電壓的成本及復雜度。此外，振蕩器電路10可在任何適合的CMOS工藝中制造，且在具有極小成本及復雜度的IC中可易于與其它電路集成，且為了長期頻率穩(wěn)定性而提供優(yōu)于供電電壓變化(良好的電力供應器抑制比PSRR)的增強的頻率穩(wěn)定性。在一個非限制性實例中，例如，可使用低溫系數(shù)制造處理步驟制造無源組件Rl及Cl，其中針對21.8kΩ的設計值形成電阻器Rl，且針對比率1/4R1C1，將電容Cl提供為具有92pF的未經(jīng)微調(diào)的值的可微調(diào)電容器組以產(chǎn)生大約1.25MHz的振蕩頻率，所述振蕩頻率可被微調(diào)到IMHz。此外，在一個實施例中，作為設計值，電流“I”的值為ΙΟμΑ。然而，通過電流源CSl到CS4與偏移消除電路配置的匹配，振蕩器頻率將獨立于電流“I”的絕對值。
[0021]還參看圖3到6，可使用任何適合形式的切換裝置制造開關電路31，其中實例電路晶體管麗I到ΜΝ4是N溝道MOSFET晶體管。如圖3及4中所展示，使用晶體管麗I及麗3選擇性地將電流源CS3與第一電路節(jié)點22或與供電電壓節(jié)點34(VCC)耦合，且晶體管麗2及ΜΝ4操作以選擇性地將電流源CS4與第二電路節(jié)點26或與電源節(jié)點34耦合。在此實例中，根據(jù)來自節(jié)點18的信號VOUT對開關晶體管MNl及MN2進行操作，而根據(jù)來自反相器40(圖1及2)的輸出的在電路節(jié)點42上所提供的VOUT的反相信號對晶體管MN3及MN4進行操作。以此方式，開關MNl及MN3有效地提供單刀雙擲開關，如圖3及4中示意性地展示的晶體管MN2及MN4—般。
[0022]圖3及4說明振蕩器電路10在兩個輸出狀態(tài)下的操作，其中圖3展示針對節(jié)點18處低輸出電壓VOUT的處于第一狀態(tài)的開關電路31。在此條件下，將正的第一電流信號Il = I從源CSl提供到第一節(jié)點22(在圖式中左到右)，且下游的電流源CS3將其具有值21的電流從VCC通過第三電路節(jié)點36引導到恒定電壓節(jié)點32 (例如，接地)。反相放大器12放大第一電流信號Il以在節(jié)點24處提供低輸出電壓作為到比較器16的第一輸入。在此狀態(tài)下，開關電路31還連接CS2以將正的第二電流信號12 = 1(在圖式中，左到右)提供到第二節(jié)點26以使電容Cl充電，同時連接第四電流源CS4以將其電流(21)從VCC通過第四電路節(jié)點38引導到接地32。在此第一狀態(tài)下，積分器電路14、C1(反相積分器配置)對來自CS2的電流信號12進行積分以便將下斜的斜坡信號在節(jié)點28處提供到比較器16的第二輸入。在實例第一狀態(tài)下，比較器16在輸出節(jié)點18處提供低電壓VOUT直到向下的斜坡信號V0TA2減少到VOTAl的低輸出電平以下。
[0023]如圖4中所展示，當所述轉(zhuǎn)變發(fā)生時，節(jié)點18處的輸出電壓升高，從而使得開關電路31進入第二狀態(tài)。在此條件下，開關電路31連接第三節(jié)點36與第一節(jié)點22，其中CS3將21從節(jié)點22引導到接地節(jié)點32，而CSl將I從電源節(jié)點34引導到第一節(jié)點22，從而產(chǎn)生下降的第一電流信號Il = -K在圖式中，右到左)。此外，將第四節(jié)點38連接到第二節(jié)點26以連接CS4，使得CS2與CS4總體地相互作用以使來自第二節(jié)點26的電流下降，使得第二電流信號12等于-K在圖式中，右到左)。在此第二切換狀態(tài)下，第一放大器12歸因于其反相放大器配置將高輸出信號提供到節(jié)點24，而積分器電路14、C1對下降的電流信號進行積分，此情形使Cl放電以在節(jié)點28處提供向上的斜坡信號輸出波形。在此情況下，比較器16在節(jié)點18處提供高振蕩器輸出電壓VOUT直到上升斜坡信號V0TA2超過節(jié)點24上的高脈沖信號輸出。因此，放大器12、R1、積分器14、C1及比較器16的電路配置在節(jié)點24處提供交替脈沖信號作為閾值以供由比較器16與節(jié)點28處的三角積分器輸出信號進行比較。
[0024]圖5展示曲線圖50及60，其中曲線圖50將第一放大器輸出信號VOTAl展示為具有大體上方脈沖波形形狀的波形52，以及將積分器輸出波形V0TA2展示為三角波形54。此外，曲線圖60展示振蕩器輸出電壓波形62(V0UT)，其具有提供振蕩器電路10的輸出的交替脈沖波形形狀。圖5還展示由偏置電壓源30所提供的一個實例偏置電壓電平VCM，在此情況下，所述實例偏置電壓電平VCM大約處于第一放大器輸出脈沖波形52(V0TA1)的高狀態(tài)與低狀態(tài)之間的中間。
[0025]圖6展示可切換電流源電路的一個實施例，所述可切換電流源電路基于具有值I的單個輸入電流信號(在此實例中，來自電流源CS5)使用電流鏡電路根據(jù)振蕩器輸出信號VOUT提供具有交替極性的經(jīng)匹配的第一電流信號11及第二電流信號12。來自CS5的電流引導通過形成電流鏡電路的匪OS晶體管麗5，電流鏡電路具有NMOS晶體管麗6、麗7、麗8及麗9。在此情況下，晶體管MN8及MN9尺寸是麗5的尺寸的兩倍以提供電流源CS3及CS4，電流源CS3及CS4分別將大體上相等的具有值21的電流引導于對應第三節(jié)點36及第四節(jié)點38與恒定電壓接地節(jié)點32之間。在此情況下，通過MN6及MN7的電流以及MPI歸因于具有MN5的這些晶體管的匹配尺寸設定而具有值“I”。通過MN7將電流I鏡像到低電壓級聯(lián)電流源MP2及MP3，隨后將電流I鏡像到由MP4及MP5、MP6及MP7所形成的電流源。如圖6中所展示，第一電流源CSl由PMOS晶體管MP4及MP5形成，且第二電流源CS2由PMOS晶體管MP6及MP7形成。此外，還展示開關電路31的晶體管麗I到麗4，其中反相器40提供用于經(jīng)由節(jié)點42對MN3及MN4進行操作的控制信號。
[0026]通過此配置，將電流信號Il及12分別提供到第一電路節(jié)點22及第二電路節(jié)點26，電流信號Il及12具有具交替極性的大體上相等的值，其中這些電流“I”的實際絕對值可在不改變振蕩器輸出頻率的情況下而發(fā)生變化。因此，由電流鏡電路中的組成晶體管的相對尺寸設定電流源CSl與CS2之間的匹配，且相同情形適合于形成CS3及CS4的晶體管的匹配。此外，通過控制各種電路組件的尺寸及面積經(jīng)由制造處理易于達成此匹配，且匹配將不會隨著時間或溫度或電力供應器電平而顯著改變或漂移。因此，不考慮由輸入源CS5所提供的電流“I”的絕對值，第一電流信號Il與第二電流信號12的匹配將不會隨著時間漂移，且因此，將不會引起任何振蕩器電路輸出頻率漂移。此外，電流信號Il與12的匹配在很大程度上獨立于電源電壓，借此振蕩器輸出頻率具有良好的電力供應器抑制且將不會隨著時間或在不同電源電平下漂移或改變。因此，振蕩器電路10是優(yōu)于圖7的設計100的顯著進步，振蕩器電路10具有顯著改進的隨著時間的振蕩器頻率穩(wěn)定性。
[0027]如圖6中進一步展示，偏置電壓供應器30使用由電阻器R2及R3所形成的電阻分壓器在偏置節(jié)點20上提供共同模式輸出信號VCM，電阻器R2及R3連接于VCC與接地之間以從供電電壓VCC導出共同模式偏置電壓VCM。偏置電壓源30到第一放大器12及積分器放大器14的非反相輸入兩者的連接提供OTA 12及14的單一偏置，其中設計的本機或內(nèi)置偏移電壓消除方面使振蕩器輸出頻率在很大程度上獨立于偏置電壓電平VCM且獨立于OTAl到0TA3的OTA偏置電壓44、46及48的任何變化。因此，并非由偏置節(jié)點20處所提供的準確電平VCM或與有源電路12、14及16相關聯(lián)的偏移漂移效應指示電路頻率穩(wěn)定性，且可使用低成本(例如，電阻分壓器)電路30，這是因為電路穩(wěn)定性并不一定如在圖7的情況下一般必須使用較高成本的精確電壓源(例如，帶隙電路)。
[0028]通過使用振蕩器10的本征時鐘循環(huán)，弛張振蕩器10因此提供本機或內(nèi)置偏移電壓消除，且減輕或避免對內(nèi)部電壓參考的需要以增強其隨著時間相對于有源放大器組件12、14及16的衰減的免疫，且還提供相對于電力供應器電壓變化的免疫。通過使用Cl的本征充電及放電循環(huán)，OTA的偏移電壓在無如下文進一步詳細描述的外部偏移消除時鐘或電路的情況下使用振蕩器電路的自切換操作在無外部偏移消除的情況下在振蕩器的切換操作期間被自然地消除。
[0029]在實踐中，通過組件的繪制尺寸確定振蕩頻率與精確偏移消除兩者，以促進可控制性以及漂移免疫?？蓪⒄袷幤?0實施于商業(yè)CMOS過程上，且期望此電路的PSRR為0.25%/V。此外，期望弛張振蕩器10在主芯溫度下在100年的操作時間內(nèi)具有小于0.5%的頻率漂移。
[0030]再次參看圖2到5，弛張振蕩器10運用OTA12、14及16，盡管在其它實施例中，可使用電壓放大器及比較器(例如，運算放大器)。在實例實施例中，OTAl 12通過使電流Il或13-1l乘以為Rl的電阻而用于產(chǎn)生方波形，且所得的方脈沖波形52(圖5)用作輸出比較器0TA316的閾值電壓。0TA2 14通過將來自電流源12的固定電流或14-12積分到電容CI上而用于產(chǎn)生三角波形54(以與脈沖閾值作比較)。將OTAl與0TA2兩者的非反相輸入一起連接到節(jié)點20處的共同模式偏置電壓產(chǎn)生器30，以確保OTA 12及14各自具有用于其輸出擺幅的充足余量。電流源CSl及CS2以及CS3及CS4分別與彼此匹配，其中CS3及CS4個別地提供為Il及12兩倍的電流。
[0031]在開關電路31的第一切換狀態(tài)(圖3中的VOUT為低)下，Il及12流入到OTAl及0TA2中，其中12使電容Cl充電，其中由以下方程式(2)及(3)給出每一循環(huán)的充電時間Ton:
[0032](2)(12Ton)/Cl+V0FF2 = 211Rl+VOFFI+V0FF3，及
[0033](3)Ton = Cl(211Rl+VOFFI+V0FF3-V0FF2)/12。
[0034]在第二開關電路狀態(tài)(例如，圖4)下，Il =-1且12 = -1，且這些電流流出OTAl及0TA2，且12使Cl放電，其中由以下方程式(4)及(5)給出每一循環(huán)的放電時間TofT:
[0035](4)(((21-1)Toff)/Cl)-VOFF2 = 2(21-1)R1-VOFF1-VOFF3，及
[0036](5)Toff=[2(21-1)Rl-VOFF1-V0FF3+V0FF2]C1)/(2I_I)。
[0037]0TA3 16作為比較器操作，其比較三角波形54與方波52且相應地改變開關電路31的狀態(tài)。由以下方程式(6)給定每一循環(huán)的振蕩器周期:
[0038](6)Ton+Toff = 4RlCl,
[0039]且由以下方程式(7)給定振蕩器頻率“f”:
[0040](7)f = l/(4RlCl)0
[0041]如先前所提及，由Rl及Cl的繪制尺寸主要確定振蕩器頻率f，且所述振蕩器頻率f獨立于供電電壓VCC以及有源組件12、14及16的型號參數(shù)。以上方程式(3)及(5)到(7)展示通過在電流鏡電路(例如，圖6)中按比率測量的尺寸設定基于電流源CSl到CS4的匹配的OTA偏移電壓44、46及48的本機消除。因為組件的繪制尺寸并不隨著時間而改變，因此此匹配自然抗漂移。如圖6的實例中所展示，在某些實施例中，可運用低電壓級聯(lián)電流鏡架構(gòu)以在大約100年的操作壽命內(nèi)達成小于0.5%的頻率漂移?？赏ㄟ^在最后測試階段調(diào)整電阻器Rl及/或電容器Cl的尺寸來進一步改進振蕩頻率的初始精確度以補償任何過程變化，例如，通過將Rl及/或Cl中的一者或兩者制造成在所制造的集成電路中可微調(diào)或調(diào)整的組件或組件群組來進一步改進振蕩頻率的初始精確度以補償任何過程變化。此外，提供具有比時鐘循環(huán)時間Ton+Toff小出大約5個數(shù)量級以上的總延遲時間的OTA可有效地確保OTA總延遲時間的變化不能顯著地影響弛張振蕩器10的精確度。此外，可主要通過低熱系數(shù)無源組件Rl及Cl的制造控制任何溫度漂移。
[0042]在權(quán)利要求書的范圍內(nèi)，修改在所描述的實施例中為可能的，且其它實施例為可能的。
【主權(quán)項】
1.一種振蕩器電路，其包括: 放大器電路，其包含:第一放大器，其包含與偏置節(jié)點耦合的第一輸入、與第一節(jié)點耦合的第二輸入及提供第一放大器輸出信號的第一放大器輸出；及電阻，其耦合于所述第一節(jié)點與所述第一放大器輸出之間； 積分器電路，其包含:第二放大器，其包含與所述偏置節(jié)點耦合的第一輸入、與第二節(jié)點耦合的第二輸入及提供第二放大器輸出信號的第二放大器輸出；及電容，其耦合于所述第二節(jié)點與所述第二放大器輸出之間； 比較器，其包含:第一比較器輸入，其與所述第一放大器輸出耦合以接收所述第一放大器輸出信號;第二比較器輸入，其與所述第二放大器輸出耦合以接收所述第二放大器輸出信號;及比較器輸出，其提供在第一電平與不同的第二電平之間交替的振蕩器輸出信號； 第一電流源，其將具有第一電流值的第一電流信號提供到所述第一節(jié)點； 第二電流源，其將具有所述第一電流值的第二電流信號提供到所述第二節(jié)點； 第三電流源，其將具有所述第一電流值的兩倍的第三電流信號從第三節(jié)點提供到恒定電壓節(jié)點； 第四電流源，其將具有所述第一電流值的兩倍的第四電流信號從第四節(jié)點提供到所述恒定電壓節(jié)點;及 開關電路，其可根據(jù)所述振蕩器輸出信號進行操作，以在所述振蕩器輸出信號處于所述第一電平時從所述第一節(jié)點斷開所述第三節(jié)點及從所述第二節(jié)點斷開所述第四節(jié)點，且在所述振蕩器輸出信號處于所述第二電平時將所述第三節(jié)點與所述第一節(jié)點耦合及將所述第四節(jié)點與所述第二節(jié)點耦合。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器電路，其中所述第一放大器及所述第二放大器為跨導放大器。3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的振蕩器電路，其中所述比較器為跨導放大器。4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的振蕩器電路，其中所述第一電流源與所述第二電流源彼此匹配，且其中所述第三電流源與所述第四電流源彼此匹配。5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的振蕩器電路，其包括: 第五電流源，其提供第五電流信號;及 電流鏡電路，其包含基于所述第五電流信號提供所述第一電流信號、所述第二電流信號、所述第三電流信號及所述第四電流信號的所述第一電流源、所述第二電流源、所述第三電流源及所述第四電流源。6.根據(jù)權(quán)利要求2所述的振蕩器電路，其包括將恒定非零電壓信號提供到所述偏置節(jié)點的偏置電壓源。7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器，其中在所述振蕩器的切換操作期間在無外部偏移消除的情況下自然地消除掉所述第一放大器及所述第二放大器的偏移電壓及所述比較器的偏移電壓。8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的振蕩器電路，其中所述偏移消除使用所述振蕩器電路的自切換操作而無需外部偏移消除時鐘或電路。9.根據(jù)權(quán)利要求10所述的振蕩器電路，其中所述第一電流源及所述第二電流源彼此匹配，且其中所述第三電流源及所述第四電流源彼此匹配。10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的振蕩器電路，其包括: 第五電流源，其提供第五電流信號;及 電流鏡電路，其包含基于所述第五電流信號提供所述第一電流信號、所述第二電流信號、所述第三電流信號及所述第四電流信號的所述第一電流源、所述第二電流源、所述第三電流源及所述第四電流源。11.根據(jù)權(quán)利要求9所述的振蕩器電路，其包括將恒定非零電壓信號提供到所述偏置節(jié)點的偏置電壓源。12.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器電路，其包括: 第五電流源，其提供第五電流信號;及 電流鏡電路，其包含基于所述第五電流信號提供所述第一電流信號、所述第二電流信號、所述第三電流信號及所述第四電流信號的所述第一電流源、所述第二電流源、所述第三電流源及所述第四電流源。13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器電路，其包括將恒定非零電壓信號提供到所述偏置節(jié)點的偏置電壓源。14.一種弛張振蕩器，其包括: 電流鏡電路，其:將具有第一電流值的第一電流提供到第一節(jié)點、將具有所述第一電流值的第二電流提供到第二節(jié)點、將具有所述第一電流值的兩倍的第三電流從第三節(jié)點提供到恒定電壓節(jié)點，及將具有所述第一電流值的兩倍的第四電流從第四節(jié)點提供到所述恒定電壓節(jié)點； 開關電路，其可以第一狀態(tài)進行操作以從所述第一節(jié)點斷開所述第三節(jié)點及從所述第二節(jié)點斷開所述第四節(jié)點，以分別將具有所述第一電流值的正的第一電流信號及第二電流信號個別地提供到所述第一節(jié)點及所述第二節(jié)點，所述開關電路可以第二狀態(tài)進行操作以將所述第三節(jié)點與所述第一節(jié)點耦合及將所述第四節(jié)點與所述第二節(jié)點耦合，以分別將具有所述第一電流值的負的第一電流信號及第二電流信號個別地提供到所述第一節(jié)點及所述第二節(jié)點； 第一放大器電路，其接收及放大來自所述第一節(jié)點的所述第一電流信號以提供第一輸出信號作為具有交替的第一電平及第二電平的脈沖波形； 第二放大器電路，其接收來自所述第二節(jié)點的所述第二電流信號并對其進行積分以提供第二輸出信號作為具有交替的負及正斜率的斜坡波形;及 比較器，其比較所述第一輸出信號及所述第二輸出信號以提供振蕩比較器輸出信號以在所述振蕩器輸出信號處于第一電平時替代地將所述開關電路置于所述第一狀態(tài)，或在所述振蕩器輸出信號處于不同的第二電平時替代地將所述開關電路置于所述第二狀態(tài)。15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的弛張振蕩器: 其中所述第一放大器電路包含:第一跨導放大器，其包含與非零偏置電壓耦合的第一輸入、與所述第一節(jié)點耦合的第二輸入及提供所述第一輸出信號的第一放大器輸出；及電阻，其耦合于所述第一節(jié)點與所述第一放大器輸出之間;且 其中所述第二放大器電路包含:第二跨導放大器，其包含與所述偏置電壓耦合的第一輸入、與所述第二節(jié)點耦合的第二輸入及提供所述第二輸出信號的第二放大器輸出；及電容，其耦合于所述第二節(jié)點與所述第二放大器輸出之間。16.根據(jù)權(quán)利要求14所述的弛張振蕩器，其包括將輸入電流信號提供到所述電流鏡電路的電流源，其中所述電流鏡電路基于所述輸入電流信號提供所述第一電流、所述第二電流、所述第三電流及所述第四電流。17.根據(jù)權(quán)利要求14所述的弛張振蕩器，其中所述比較器包含第三跨導放大器，其包含:接收所述第一放大器輸出信號的第一比較器輸入、接收所述第二放大器輸出信號的第二比較器輸入及提供所述比較器輸出信號的比較器輸出。18.一種振蕩器，其包括: 第一放大器，其包含與偏置節(jié)點耦合的第一輸入、與第一節(jié)點耦合的第二輸入及提供第一輸出信號的第一放大器輸出； 電阻，其耦合于所述第一節(jié)點與所述第一放大器輸出之間； 第二放大器，其包含與所述偏置節(jié)點耦合的第一輸入、與第二節(jié)點耦合的第二輸入及提供第二輸出信號的第二放大器輸出； 電容，其耦合于所述第二節(jié)點與所述第二放大器輸出之間； 可切換電流源電路，其可以第一狀態(tài)進行操作以將具有第一電流值的正的第一電流信號提供到所述第一節(jié)點及將具有所述第一電流值的正的第二電流信號提供到所述第二節(jié)點，所述可切換電流源電路可以第二狀態(tài)進行操作以使來自所述第一節(jié)點的具有所述第一電流值的負的第一電流信號下降及使來自所述第二節(jié)點的具有所述第一電流值的負的第二電流信號下降;及 輸出電路，其以第一電平提供振蕩器輸出信號以在所述第二輸出信號超過所述第一輸出信號時將所述可切換電流源電路置于所述第一狀態(tài)，所述輸出電路以第二電平提供所述振蕩器輸出信號以在所述第一輸出信號超過所述第二輸出信號時將所述可切換電流源電路置于所述第二狀態(tài)。19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的振蕩器，其包括將恒定非零電壓信號提供到所述偏置節(jié)點的偏置電壓源。20.根據(jù)權(quán)利要求18所述的振蕩器，其中所述第一放大器及所述第二放大器為跨導放大器。
【文檔編號】G06F1/08GK106062655SQ201580011307
【公開日】2016年10月26日
【申請日】2015年1月27日 公開號201580011307.4, CN 106062655 A, CN 106062655A, CN 201580011307, CN-A-106062655, CN106062655 A, CN106062655A, CN201580011307, CN201580011307.4, PCT/2015/13150, PCT/US/15/013150, PCT/US/15/13150, PCT/US/2015/013150, PCT/US/2015/13150, PCT/US15/013150, PCT/US15/13150, PCT/US15013150, PCT/US1513150, PCT/US2015/013150, PCT/US2015/13150, PCT/US2015013150, PCT/US201513150
【發(fā)明人】欒紀元, 邁克爾·J·迪維塔
【申請人】德州儀器公司