基于散射參數(shù)和智能算法的emi噪聲源阻抗等效參數(shù)提取方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明屬于電磁兼容技術(shù)領(lǐng)域，具體是指使用散射參數(shù)（S參數(shù)）法和智能算法中 的遺傳算法（Genetic Algorithm，GA)對(duì)傳導(dǎo)電磁干擾（Electromagnetic Interference， EMI)噪聲源阻抗等效參數(shù)進(jìn)行提取的方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 近年來，隨著電子設(shè)備中高頻電力電子器件和大規(guī)模集成電路芯片的廣泛采用， 其產(chǎn)生高頻噪聲通過電源端口傳輸至電網(wǎng)，使得電力線上產(chǎn)生的EMI問題日趨嚴(yán)重，影響 電網(wǎng)的穩(wěn)定及其他電子設(shè)備的正常運(yùn)行；同時(shí)，該高頻噪聲還會(huì)以電磁場的形式向空間傳 播，對(duì)周圍其他電子設(shè)備產(chǎn)生電磁沖擊。傳導(dǎo)電磁干擾EMI噪聲為系統(tǒng)內(nèi)部各種電子線路、 開關(guān)電源、電動(dòng)機(jī)、機(jī)械開關(guān)和保護(hù)器件等的動(dòng)作所形成的經(jīng)由電力線傳播的電磁干擾噪 聲；依據(jù)GB 9254,傳導(dǎo)EMI噪聲的測試頻段為0. 15MHz至30MHz。
[0003] 傳導(dǎo)EMI問題的研究通常包括噪聲模態(tài)分離、阻抗提取和抑制三個(gè)步驟。模態(tài)分 離是指依據(jù)噪聲的特性、產(chǎn)生機(jī)理和位置的不同，將測量得到的總傳導(dǎo)EMI噪聲分離為共 模和差模兩種分量。阻抗提取是指對(duì)噪聲源進(jìn)行分析建模，通過一定的計(jì)算方法，得到噪聲 源阻抗等效參數(shù)的幅值和相位信息，為下一步抑制噪聲提供理論支撐；噪聲抑制是指用于 降低傳導(dǎo)EMI噪聲的措施，常用的方法就是設(shè)計(jì)EMI濾波器。為了較好的抑制EMI噪聲，需 要考慮噪聲源阻抗與負(fù)載阻抗的匹配情況，使設(shè)計(jì)的濾波器滿足最大阻抗失配原則，從而 達(dá)到理想的濾波效果。因此，在設(shè)計(jì)EMI濾波器之前，有必要對(duì)噪聲源阻抗進(jìn)行分析和提 取。
[0004] 現(xiàn)有的傳導(dǎo)EMI噪聲源阻抗提取方法都存在一些不足：例如諧振法適用頻段低、 不具有廣泛性；插入損耗法采用近似處理精度低、無法獲取阻抗的相位；電流探頭法只能 獲取某些特定頻點(diǎn)的阻抗信息；在處理阻抗幅頻和相頻特性的非線性數(shù)學(xué)模型時(shí)，通用 的是最小二乘迭代法，如牛頓-高斯、麥夸特法（Levenberg-Marquardt)或簡面體爬山法 (Simplex Method)等，它們均可歸屬于局部最優(yōu)法，如何有效地確定參數(shù)初始值始終是難 以克服的瓶頸，所以一些實(shí)際問題可能永遠(yuǎn)無法獲得正解處理。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題，在于克服現(xiàn)有測量方法存在的缺陷，提出了一種較 為完善的傳導(dǎo)EMI噪聲源阻抗提取方法。通過使用S參數(shù)法對(duì)噪聲源建模并獲取阻抗，然 后建立阻抗的等效參數(shù)函數(shù)對(duì)其幅頻特性進(jìn)行處理，最后利用GA全局尋優(yōu)的特點(diǎn)在傳導(dǎo) 發(fā)射全頻段搜索得到參數(shù)最優(yōu)解，從而得到噪聲源的阻抗信息，包括幅值和相位以及等效 LCR參數(shù)。
[0006] S參數(shù)是一種射頻矢量參數(shù)，用于評(píng)估反射信號(hào)和傳送信號(hào)的性能。S參數(shù)由兩個(gè) 復(fù)數(shù)之比定義，它同時(shí)包含有關(guān)信號(hào)的幅度和相位的信息，能夠更加全面的描述網(wǎng)絡(luò)端口 特性和信號(hào)傳遞過程。單純的電流探頭法需要同時(shí)使用信號(hào)源和頻譜儀，由于信號(hào)源輸出 是特定頻率的信號(hào)并通常只考慮幅度；相比之下，S參數(shù)法僅使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀（Vector Network Analyzer，VNA)，無需使用輔助模塊，降低了由輔助模塊引起的硬件誤差并且考慮 了幅度和相位，測量的精度提尚。
[0007] GA是借鑒生物界自然選擇和群體進(jìn)化機(jī)制形成的一種全局尋優(yōu)算法。與傳統(tǒng)的優(yōu) 化算法相比有如下優(yōu)點(diǎn)：1)不是從單個(gè)點(diǎn)，而是從多個(gè)點(diǎn)構(gòu)成的群體開始搜索；2)在搜索 最優(yōu)解過程中，只需要由目標(biāo)函數(shù)值轉(zhuǎn)換得來的適應(yīng)值信息，而不需要導(dǎo)數(shù)等其它輔助信 息；3)搜索過程不易陷入局部最優(yōu)。GA在處理非線性數(shù)學(xué)模型時(shí)，對(duì)模型是否線性、連續(xù)、 可微等沒有限制，也不受優(yōu)化變量數(shù)目、約束條件的束縛，直接在優(yōu)化準(zhǔn)則函數(shù)的引導(dǎo)下進(jìn) 行全局自適應(yīng)尋優(yōu)，該方法直觀、簡便、通用、適應(yīng)性強(qiáng)，至今仍是國內(nèi)外常用的實(shí)施方案。
[0008] 本發(fā)明提出的基于散射參數(shù)和智能算法的EMI噪聲源阻抗等效參數(shù)提取方法，采 用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀和兩個(gè)電流探頭，其步驟是：
[0009] 第一步：校準(zhǔn)矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀后，將一個(gè)電流探頭作為注入探頭接至矢量網(wǎng)絡(luò)分 析儀的輸出端，另一個(gè)電流探頭作為接收探頭接至矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的輸入端，兩個(gè)電流探 頭經(jīng)線路耦合阻抗與被測噪聲源未知阻抗&組成閉合回路；
[0010] 第二步：移去第一步中的被測噪聲源未知阻抗^，使用短路導(dǎo)線代替阻抗Zx，打開 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量散射參數(shù)中的反射系數(shù)和傳輸系數(shù)，使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的標(biāo)記功能 設(shè)置一系列的頻點(diǎn)，得到對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)的幅值和相位，并記為
[0011] 第三步：移去第二步中的短路導(dǎo)線，使用標(biāo)準(zhǔn)電阻RSTD代替阻抗2：(，打開矢量網(wǎng)絡(luò) 分析儀測量散射參數(shù)中的反射系數(shù)和傳輸系數(shù)，使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的標(biāo)記功能設(shè)置與第 二步中相同的頻點(diǎn)，得到對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)的幅值和相位，并記為5；^、5^ ;
[0012] 第四步：移去第三步中的標(biāo)準(zhǔn)電阻RSTD，使用被測噪聲源未知阻抗Zx代替，打開矢 量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量散射參數(shù)中的反射系數(shù)和傳輸系數(shù)，使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的標(biāo)記功能設(shè) 置與第二步中相同的頻點(diǎn)，得到對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)的幅值和相位，并記為Sn、S21;
[0013] 第五步：通過第二步、第三步和第四步得到的散射參數(shù)，計(jì)算出被測噪聲源未知阻 抗zx的唯一解：
[0015] 第六步：建立阻抗模型函數(shù)，推算被測噪聲源未知阻抗Zx在全頻段的參數(shù)表達(dá) 式；
[0016] 第七步：利用GA智能算法，提取被測噪聲源未知阻抗Zx的電阻R、電感L和電容 C具體參數(shù)，從而確定第六步的阻抗參數(shù)表達(dá)式，完成得到全頻段任一頻率的阻抗值及其電 阻R、電感L和電容C參數(shù)。
[0017] 本發(fā)明將S參數(shù)和GA智能算法相結(jié)合，提出了一套系統(tǒng)、全面的傳導(dǎo)EMI阻抗測 量及等效參數(shù)提取方法。首先基于雙電流探頭和VNA的測試平臺(tái)，利用S參數(shù)法原理，推 導(dǎo)出了 EMI阻抗的通用表達(dá)式；然后基于GA算法對(duì)阻抗的幅值和相位進(jìn)行數(shù)據(jù)處理，避免 了牛頓-高斯、麥夸特法等方法需要收斂性好的迭代公式和給定參數(shù)初始值的問題，直接 在優(yōu)化準(zhǔn)則函數(shù)的引導(dǎo)下進(jìn)行全局自適應(yīng)尋優(yōu)，從而搜索得到全局最優(yōu)的RLC等效參數(shù)， 其軟件程序通用性強(qiáng)，自動(dòng)化程度高，測量的精度提高，且算法的控制參數(shù)設(shè)置簡便，為EMI 濾波器的設(shè)計(jì)提供了準(zhǔn)確的參考依據(jù)。綜上，本發(fā)明的方法能夠解決噪聲源阻抗的非線性 問題，得到傳導(dǎo)發(fā)射全頻段傳輸阻抗及其具體參數(shù)，從而設(shè)計(jì)出濾波性能良好的EMI濾波 器，達(dá)到較好的噪聲抑制效果。同時(shí)，本發(fā)明所用儀器精簡，無需使用輔助模塊，降低了由信 號(hào)源和頻譜儀等輔助模塊引起的硬件誤差。
【附圖說明】
[0018] 圖1為本發(fā)明EMI噪聲源阻抗提取實(shí)驗(yàn)布置圖；
[0019] 圖2為本發(fā)明EMI噪聲源阻抗提取等效電路；
[0020] 圖3為本發(fā)明EMI噪聲源阻抗提取簡化電路圖；
[0021] 圖4為Boost電路阻抗等效結(jié)構(gòu)圖；
[0022] 圖5為短路導(dǎo)線代替被測阻抗時(shí)，反射系數(shù)#1的值，包括幅值和相位；
[0023] 圖6為短路導(dǎo)線代替被測阻抗時(shí)，傳輸系數(shù)@的值，包括幅值和相位；
[0024] 圖7為精密、型LCR僅標(biāo)定后的20 Ω標(biāo)準(zhǔn)電阻的幅頻特性曲線；
[0025] 圖8為精密型LCR儀標(biāo)定后的20 Ω標(biāo)準(zhǔn)電阻的相頻特性曲線；
[0026] 圖9為人工電源網(wǎng)絡(luò)阻抗幅值的實(shí)測標(biāo)準(zhǔn)值與本發(fā)明的3次計(jì)算值對(duì)比圖；
[0027] 圖10為人工電源網(wǎng)絡(luò)阻抗相位的實(shí)測標(biāo)準(zhǔn)值與本發(fā)明的3次計(jì)算值對(duì)比圖。
【具體實(shí)施方式】
[0028] 本發(fā)明以上步驟的具體推算過程為：
[0029] 1、基于S參數(shù)的噪聲源阻抗建模：
[0030] 運(yùn)用兩個(gè)電流探頭，一個(gè)作為注入探頭接至VNA的輸出端，另一個(gè)作為接收探頭 接至VNA的輸入端，兩個(gè)探頭經(jīng)線路耦合阻抗與被測噪聲源阻抗組成閉合回路。電流探頭 相當(dāng)于電流互感器，因此可將圖1電路等效為圖2。根據(jù)基爾霍夫電壓定律，圖2中的3個(gè) 回路可以描述為：
[0032] 其中，注入電壓為I，注入電流為I ;VNA的輸出和輸入端口匹配電阻均為50 Ω，注 入和接收探頭端的等效阻抗分別為Zi、Z2;兩個(gè)電流探頭的自感分別為Li、L2，與回路之間的 互感分別為ΜρΜ2。
[0033] 消去]^和I 2，可得
[0034]
簡化為圖3。根據(jù)圖3,可得
[0037] 4
從b-b'端來看等效電路，未知阻抗zx、測試電路阻抗？％^ 和電壓源vM1串聯(lián)構(gòu)成回路，gp
[0041] 回路中電流I可以由接收探頭測得
[0043] 式中，Vp2為VNA輸入端測得的電壓信號(hào)，Z T2為接收探頭的傳輸特性阻抗。
[0044] 將式（6)中帶入式（5)中，又由于
·，所以
[0046] 在VNA的輸出端，從圖2可知，根據(jù)串聯(lián)分壓關(guān)系，有
[0048] 將式⑶帶入式（7)中，被測阻抗可以表達(dá)為
[0050] 式中
1 Κ為測量回路隨頻率而變的系數(shù)。
[0051] 2、基于S參數(shù)的噪聲源阻抗計(jì)算公式：
[0052] VNA有輸出輸入兩個(gè)端口，根據(jù)二端口網(wǎng)絡(luò)的S參數(shù)矩陣與端口的入射、反射波之 間的關(guān)系
[0053]
[0054] 式中，曰^匕分別為第1個(gè)端口的入射波和反射波，a 2、b2分別為第2個(gè)端口的入射 波和反射波，Sn為輸入反射系數(shù)，S 12為反向傳輸系數(shù)，S 21為正向傳輸系數(shù)，S 22為輸出反射 系數(shù)，對(duì)于無源網(wǎng)絡(luò)而言，S12和S21相同。
[0055] 由S參數(shù)法可知VP1= (1+Sn) 乂力2= S21 乂，兩個(gè)探頭的電壓比值可以描述為
[0057] 把式（11)帶入式（9)中，則
[0059] 為了得到4的值，需要計(jì)算出K和Zstetup。綜合獲得的#、成'把>、則式 (1