一種衛(wèi)星導航抗干擾天線數(shù)字信號正交分解方法
【技術領域】
[0001] 本發(fā)明屬于衛(wèi)星導航抗干擾領域，是實現(xiàn)衛(wèi)星導航抗干擾天線中頻數(shù)字信號正交 分解的一種算法。
【背景技術】
[0002] 在衛(wèi)星導航抗干擾天線的信號處理過程中，對AD采樣后的數(shù)字實信號進行正交 分解是數(shù)字信號處理的第一步。數(shù)字信號正交分解得到的I、Q兩路數(shù)字信號的幅度和相位 的平衡性是影響衛(wèi)星導航抗干擾天線對干擾抑制能力的關鍵因素之一。因此，為了更好地 完成對衛(wèi)星導航干擾信號的抑制，前提是設計一種可較好保持I、Q兩路數(shù)字信號的幅度和 相位平衡性的數(shù)字信號正交分解方法。
[0003] 目前，對實信號進行數(shù)字正交分解的主要方法有：基于傅里葉變換的數(shù)字正交分 解方法、基于希爾伯特變換的數(shù)字正交分解方法、W特定的采樣方式進行的數(shù)字正交分解 方法W及利用數(shù)字混頻進行的數(shù)字正交分解方法?；诟道锶~變換的數(shù)字正交分解方法利 用兩次傅里葉變換完成I、Q路的分解，可W得到較為理想的鏡像抑制效果，但計算量較大。 基于希爾伯特變換的數(shù)字正交分解方法的計算量較小，但由于對輸入信號采樣點數(shù)為有限 字長，導致其分解后得到的I、Q路的不平衡性較大。W特定的采樣方式進行的數(shù)字正交分 解方法工程實現(xiàn)較為方便，對窄帶信號的分解效果較好，但對于寬帶信號，其分解后得到的 I、Q路的不平衡性較大。利用數(shù)字混頻進行的數(shù)字正交分解方法的采樣率不受信號頻率的 限制，對于窄帶信號，其精度比W特定的采樣方式進行的數(shù)字正交分解方法高，但對于寬帶 信號其分解后得到的I、Q路的不平衡性依然較大。
[0004] 針對衛(wèi)星導航信號的壓制式干擾信號通常為覆蓋整個衛(wèi)星導航信號頻帶范圍的 寬帶信號。在衛(wèi)星導航抗干擾天線處理中通常采用基于傅里葉變換的數(shù)字正交分解方法完 成數(shù)字信號的I、Q路分解。但是，由于衛(wèi)星導航抗干擾天線包含多個通道，同時對多個通道 進行傅里葉變換及逆傅里葉變換的運算量非常大，需要耗費數(shù)字信號處理器中大量的乘法 器和存儲器資源。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 為了克服現(xiàn)有技術的不足，本發(fā)明提供一種衛(wèi)星導航抗干擾天線數(shù)字信號正交分 解方法，采用偶對稱FIR濾波器和奇對稱FIR濾波器完成對模數(shù)轉(zhuǎn)換后中頻實數(shù)字信號的 正交分解，適用于對寬帶信號的正交分解處理、計算量小且易于工程實現(xiàn)。
[0006] 本發(fā)明解決其技術問題所采用的技術方案包括W下步驟：
[0007] 第一步、計算FIR濾波器的歸一化頻率點，包括通帶第一頻率點
通帶第二頻率點
和阻帶第二頻率點
其中，f。是衛(wèi)星導航抗干擾天線中頻工作的中屯、頻率，B是衛(wèi)星導航 抗干擾天線中頻工作的帶寬，F(xiàn),是模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣頻率，D是通帶與阻帶之間的過渡帶 寬；
[0008] 第二步、設計FIR濾波器在歸一化頻率范圍內(nèi)的期望幅度響應向量
[0009] a= [a0,astopi,Spassi,apass2, 3別。。2,aj
[0010] 其中，a。表示在歸一化頻率點0上的期望幅度響應值；astwi表示在歸一化頻率點 fst。pl上的期望幅度響應值；apass康示在歸一化頻率點fpassl上的期望幅度響應值；apass2表 示在歸一化頻率點上的期望幅度響應值；表示在歸一化頻率點fstDp2上的期望幅 度響應值；曰1表示在歸一化頻率點1上的期望幅度響應值；
[0011] a。、3與1、apassi、3pass2、3加。2和a1的取值范圍在0~1之間。
[0012] 第S步、根據(jù)歸一化頻率點和期望幅度響應向量，采用Parks-McClellan算法設 計K階的濾波系數(shù)偶對稱FIR濾波器和濾波系數(shù)奇對稱濾波器，分別得到偶對稱FIR濾波 器系數(shù)向量bw。。和奇對稱FIR濾波器系數(shù)向量b"dd;將衛(wèi)星導航抗干擾天線中頻實數(shù)字信 號同時送入偶對稱FIR濾波器和奇對稱FIR濾波器，偶對稱FIR濾波器輸出與輸入數(shù)字信 號同相的I路信號，奇對稱FIR濾波器輸出與輸入數(shù)字信號正交的Q路信號。
[0013] 本發(fā)明的有益效果是：采用本發(fā)明方法實現(xiàn)的128階偶對稱FIR和奇對稱FIR濾 波器對模數(shù)轉(zhuǎn)換后中頻實數(shù)字信號進行正交分解后對鏡頻的抑制效果與采用傅里葉變換 法進行8192點FFT運算得到的鏡頻抑制效果相當。但是，本發(fā)明方法需要的復乘和復加運 算共為254次，而8192點FFT運算則需要復乘和復加運算共為53248次。此外，傅里葉變 換數(shù)字信號正交分解方法采用塊處理方式實現(xiàn)對每個數(shù)據(jù)塊的正交分解，但數(shù)據(jù)塊之間的 信號相位連續(xù)性無法保證，而本發(fā)明方法只要將偶對稱FIR濾波器和奇對稱FIR濾波器系 數(shù)確定后即可通過流水線形式實現(xiàn)對輸入數(shù)字中頻實信號的正交分解，可W保證輸出正交 數(shù)字信號的相位連續(xù)性。因此，本發(fā)明方法比基于傅里葉變換的數(shù)字正交分解方法計算量 小，更適用于對衛(wèi)星導航抗干擾天線信號處理中AD采樣后的數(shù)字實信號進行正交分解。
【附圖說明】
[0014] 圖1是期望幅度響應向量與歸一化頻率點對應關系示意圖；
[0015] 圖2是衛(wèi)星導航抗干擾天線數(shù)字信號正交分解過程示意圖；
[0016] 圖3是FIR濾波器期望幅度響應示意圖；
[0017] 圖4是偶對稱FIR濾波器系數(shù)和奇對稱FIR濾波器系數(shù)示意圖，其中，（a)是偶對 稱FIR濾波器系數(shù)，化）是奇對稱FIR濾波器系數(shù)；
[0018] 圖5是偶對稱FIR濾波器和奇對稱FIR濾波器幅度響應示意圖，其中，（a)是偶對 稱FIR濾波器幅度響應，化）是奇對稱FIR濾波器幅度響應；
[0019] 圖6是偶對稱FIR濾波器和奇對稱FIR濾波器相位響應。
【具體實施方式】
[0020] 下面結合附圖和實施例對本發(fā)明進一步說明，本發(fā)明包括但不僅限于下述實施 例。
[0021] 本發(fā)明偶對稱FIR濾波器和奇對稱FIR濾波器的設計實現(xiàn)步驟如下：
[002引第一步；根據(jù)衛(wèi)星導航抗干擾天線中頻工作的中屯、頻率f。、帶寬B、模數(shù)轉(zhuǎn)換器的 采樣頻率及通帶與阻帶之間的過渡帶寬D(通常取2MHz~4MHz)計算FIR濾波器歸 一化的通帶第一頻率點fpassl、通帶第二頻率點fpass2、阻帶第一頻率點fstDpl和阻帶第二頻率 點計算表達式如下：
[0027] 第二步：設計FIR濾波器在歸一化頻率范圍內(nèi)的期望幅度響應向量a,表達式如 下：
[0028] a= [a0, 3別。。1,Spassi,apass2, 3別。。2,aj 巧)
[0029] 其中，a。表示在歸一化頻率點0上的期望幅度響應值；a,tDpi表示在歸一化頻率點 fst。pl上的期望幅度響應值；apass康示在歸一化頻率點fpassl上的期望幅