專利名稱：用于測量長度和角度的儀器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種含有一個電容傳感器的線性或角度測量儀，所述電容傳感器具有用以發(fā)送耦合信號，并沿一第一線性或曲線陣列排列的發(fā)射電極，所述發(fā)射電極與在所述電極上產生的第一空間周期模式電信號第一裝置相連，所述電信號系沿所述第一陣列進行增量移位而產生;所述傳感器還具有用來接收電容耦合信號、并與沿所述某一元件的第一陣列判定相對位置的第二裝置相連的接收電極，所述元件具有一個第二空間周期陣列，它有著影響發(fā)射信號和接收信號之電容耦合的特征。
這種儀器的幾個實施例已為公眾所知。一種具有交錯電極曲線陣列的即奇數電極(odd electrode)連接在一起以及偶數電極(even electrode)連接在一起的旋轉式電容編碼器見美國專利號為1，674，729的專利文獻中的描述。這些陣列在每個信號周期T內有兩個電極，即奇數電極和偶數電極上的電信號的相位相反。為了在空間周期Tx內以更高的精度插入，一種較好的做法是，每一空間周期Tx的電極數N遠大于2個例如，位置是用測量耦合到接收電極上信號的相位的方法確定的(如果必要，在解調以后)，存在著由于電極間距為Tx/N而產生的諧波波形和與空間周期Tx有關的基波波形之間的一個頻率比N，此比數越大，用濾波方法濾去不需要的諧波就越容易。
在美國專利號為3，342，935的專利文獻中，測量板上觸針(stylus)的精確位置是用從由絲狀電極的兩個正交陣列組成的一個矩陣獲取觸針拾取信號來測量的，其中，每一軸一個陣列，每一陣列的絲狀電極與四個正交的正弦波相連，相鄰導線(wire)的相位為(例如)0，90，180，270，0，90度等，每一空間周期Tx有4個絲狀電極。所有這些實施例中，電極必須同時與傳感器和測量盤相連，傳感器與測量盤之間也必須連接在一起。
德國專利號為2.218.824的專利使得電容耦合回到傳感器上的信號能夠由測量盤拾取。建議采用相位測量方法的英國專利號為2.009.944的專利也提供了從測量盤回到傳感器的這種耦合。在這兩種情況下，都去掉了傳感器與測量盤之間的必要連接，但其代價是要有一個更寬的測量盤和傳感器范圍。這是由于在發(fā)射電極陣列的旁邊，傳感器需要至少一個拾取電極，以得到與測量盤上的接收電極的電容耦合;另外，一保護電極需要屏蔽拾取電極，使之不與傳感器上的發(fā)射電極直接耦合。結果，傳感器的寬度以及測量盤使許多應用受到限制，或者是由于缺少空間，例如，在小型缸經規(guī)探測器(miniature cylindrical ganging probes)的應用中，或者是經濟原因(例如，如果此傳感器被集成在一硅印模(silicon die)，其成本將隨其尺寸而顯著增加。同時，因為測量盤電極必須有兩個分立區(qū)，一個區(qū)用來接收來自發(fā)射電極陣列的信號，另一區(qū)用來把接收信號耦合回到拾取電極，兩個區(qū)域連接在一起，測量盤電極的形狀和位置大大限制了某些應用，特別是在二維測量盤的情況下，使這些應用成為不可能。
本發(fā)明的一個目的在于補救這些缺陷，并且為此目的，本發(fā)明的特征在于，所述傳感器包含第三裝置，所述第三裝置用來暫時斷開發(fā)射電極、然后再與所述第一裝置斷開，并使它們與所述第二裝置相連，從而可以瞬間接收，所述第三裝置提供瞬間接收電極的第二空間周期模式，所述第一和第二模式交替位移一增量，從而一個模式的位移發(fā)生在另一模式的位移之間的間隔內，所述元件產生一由瞬時接收電極接收的信號的周期漲落。
本發(fā)明使一簡單、低成本儀器的制造成為可能，即使其傳感器完全集成在一硅印模上也是如此，這是由于窄電極陣列只需要一小區(qū)域的緣故。另外，由于傳感器和測量盤之間的局部距離的不同通常是影響精度的主要原因，對較小尺寸的電極陣列，因減小這些尺寸已經使精度得到提高。
本發(fā)明所述傳感器可以被構筑成能夠與具有不同類型的元件或測量盤一起工作，這些元件或測量盤具有影響耦合電容的電極、地貌或其他空間周期參數。測量盤可以具有很簡單的幾何形狀，例如，電極可以呈矩形，不必與保護電極分開。測量盤電極可以比傳感器電極寬、窄，或相同寬度。例如，這就允許對測量盤做直線延伸，可以在用本發(fā)明兩個傳感器進行二坐標測量所述測量盤有一個二維電極陣列。
另外，為了簡便和測量精確起見，所述第二裝置能夠在解調以后，采用對瞬時接收電極接收的信號的相位進行估算的方法，來尋找傳感器所述元件的相對位置。
在一種最佳實施例中，所述第一裝置提供一具有周期2Tx的第一空間周期模式，所述2Tx由與第一電勢相連的N個電極的第一組構成，所述第一電勢與連接到第二電勢的N個電極的第二組一起交替變化，此處N為大于3的整數，所述第三裝置提供一具有周期Tx的第二空間周期模式，它由至少由一個與N個電極的每一組斷開、從而進行瞬時接收的電極構成，被選瞬時接收電極在至少兩個同電位的電極之間。
本實施例以相對較為簡單的電子結構獲得了良好的測量精度。因為模式的空間周期是測量盤模式的空間周期的兩倍，所以，由于測量盤以及影響所有測量盤電極的電極之間的電壓差而產生的影響被消除。由于較長的圖形周期，傳感器與測量盤之間更大的間距成為可能，由于在間距增大時，有用信號強度降低較少。
鄰近瞬時接收電極的電極的直接耦合不會影響測量，這是由于其電位在所述第一模式位移期間保持不變的緣故。
所述第一和第二結構具有M個電極的移位增量具有優(yōu)越性，M為一個接近N/2的整數。
這樣一個移位等同于一個M-N/2個電極的相當小的增量，但所述第一模式的信號極性隨每一移位而變。由于大量的電極在每一移位時改變其電位，所以信號強度很大。另外，對來自瞬時接收電極的信號進行解調，即，每隔2個移位反轉信號的極性，則合成信號將與用所述更小的增量產生的一非解調信號相類似，但是，由移動靜電荷、壓電特性等產生的不合需要的低頻信號將被所述解調拒絕而讓位給容易被濾波的高頻。
在一種較佳實施例中，移位增量之前或之后N個電極的第一和第二組所形成的模式對稱于任一瞬時接收電極的中點附近，若是隔離的話，或則對稱于任意一組接近瞬時接收電極的中點附近。
在沒有測量盤的情況下，或者如果其電極從瞬時接收電極或電極組的中點看也形成一對稱模式，則在瞬時接收電極上耦合的信號為零，這是因為從所有電極上刪除了耦合的緣故。這就大大方便了測量。這種情況也可能發(fā)生在故障或錯誤耦合時對傳感器進行測試的情況下，這是因為在這種情況下，在沒有測試盤時，接收的信號也不會消除(或者具有不帶電極和起伏形狀的虛擬測試盤)。
在一種最佳實施例中，此儀器包含一個與2N個第一線(Pa-Pp)相連接的信號發(fā)生器，在一條線(Pa)上產生一個從一個時鐘輸入產生的周期信號輸出，并稱位所述信號1至2N-1個時鐘周期，從而產生2N-1條剩余線(Pb-Pp)的附加2N-1個信號，每一電極可以切換到這些線中的一條上。
優(yōu)越之處在于，所述信號發(fā)生器還與N個第二線(Rai-Rhp)相連，從而提供所述第二模式，在所述N條第二線(Rai-Rhp)上產生的信號控制電子電源開關(S1)，使每一電極與所述第一2N線(Pa-Pp)相連或斷開，并且電子拾取開關(S2，S3)斷開，分別把所述電極與某一差動放大器(differential amplifier)相連。這一方案安全，必要的邏輯簡單。
在一種最佳實施例中，每一個電極與第一拾取開關(S2)相連，第一拾取開關(S2)后有一個第二拾取開關(S3)，所述開關之間的公共部分在所述開關打開時與一恒定電位相連。這就阻止了電極與差動放大器的任意不合需要的耦合。
在一種類似的實施例中，拾取開關(S2，S3)與二條第三線(I1，I2)中的一條相連，這些線由一換向器(S5，S6)與放大器相連，放大器后接取樣-保持電路，然后再后接一微分-單端轉換器、一濾波器和一比較器。
這種實施例的電子線路制作簡單，通常不會影響傳感器精度。
結合附圖通過舉例描述本發(fā)明的一個實施例，可以從描述中和權利要求書中看到本發(fā)明的其他優(yōu)點。


圖1A和1B分別描述本發(fā)明的傳感器和測量盤電極的線性(圖1A)和曲線(圖1B)陣列。
圖2舉例描述了電位的四個連續(xù)狀態(tài)和本發(fā)明一傳感器的瞬時接收電極模式。
圖3是本發(fā)明傳感器電子電路基本部分的示意圖。
圖4描述的是對應于在圖2中局部描繪的電位模式和瞬時接收電極模式的所述電子電路的波形和信號。
本發(fā)明的一種儀器含有一傳感器1，傳感器1帶有一電極陣列10和一由一電極陣列20形成的測量盤2，如果1A所示。傳感器1和測量盤相互面對面布設，以間距H相隔。傳感器1可沿著座標X相對于測量盤移動，座標X即是要予以測量的。Tx為測量盤電極20沿X方向的間距，Tx/N為一個傳感器電極的間距，N為Tx上的電極數，圖1中，N＝8。部分傳感器電極10起著作為接收電極10R的功能，接收電極10R受其余電極產生的場的影響，是相對于測量盤2的電極20的位置的函數。因為接收電極的模式不斷發(fā)生移位，所有電極10依次成為接收電極10R。這樣，所有電極10具有相同的功能。這一簡單結構的優(yōu)點在于跨傳感器X的寬度W可以與測量盤電極陣列一樣大，在測量盤和傳感器必須很窄(W＜＜T)的情況下以及當測量盤到傳感器的距離H相當重要的情況下測量盤電極和傳感器電極之間的耦合電容對于某一給定間距H隨寬度W的增加而急聚下降，這一特性特別有用。假設測量盤和傳感器電極陣列有相同的寬度，對比值W/H＞＞1的情況，耦合電容的下降約正比于W，而當寬度W變得次于間距H時，耦合電容將以H/W平方的比率顯著趨于下降。
這種尺寸限制(即，寬度W比間距Tx小得多，間距H與所述寬度W具有相同的數量級)在旋轉編碼器中可以經常見到，旋轉編碼器必須絕對是一圈或者是一圈的一部分，并且內外半徑之間只有很小的差別，例如，如果所述編碼器環(huán)繞一軸構筑，則為了建設性的原因，此間距H不可以做成任意小。圖1B所示的電極陣列最適合于這種情況。傳感器101有一個由16個電極110組成的環(huán)形陣列，電極110面向一個帶有兩個電極120A、120B的環(huán)形測量盤102;這樣，圓形周期Tx對應于半圈的數量。瞬時接收電極10R的圖形由兩個分開180度、環(huán)繞周長成恒定位移的電極構成。采用這種方式，在傳感器電極陣列周圍就不再需要一環(huán)形接收電極和它們之間的保護電極，那樣的話，由于所述傳感器電極陣列的寬度W可能較窄，使耦合電容減小，而急劇減小有用信號。采用本發(fā)明的這一特性而制作的這一電極結構很適合這一特定情況。
其他優(yōu)點在本發(fā)明的傳感器的工作詳細描述中得到說明，其方法是首先分析使電位模式沿瞬時接收電極上的電極10的陣列移位而產生的效果。為此，圖2舉例描述了本發(fā)明傳感器的一組32個電極上，電位模式和瞬時接收電極的四個連續(xù)狀態(tài)。為了清楚起見，應該承認，這32個電極位于一個更長的線性陣列的中部，消除有限長陣列擾動的手段將在下文中描述。
圖2中所示的電位模式由兩種電位構成V1(白色)、V2(陰影部分)。除了瞬時接收電極10R，陣列的所有電極10或者處于V1，或者處于V2。所述模式每隔16個電極重復一次，盡管刻度周期Tx在圖1中對應于8個電極(N＝8)，但電位模式的周期為2Tx。對于瞬時接收電極10R模式也是這樣，盡管電極8個一組分開;事實上，所述模式由瞬時接收電極構成，這些電極交替地與兩個放大器的一個或另一個輸入端(圖中未畫)相連，所以兩個模式的周期為2Tx。在任一給定時刻，每一個第16個電極10將具有相同的電位和相同的功能，即，或者在電位V1，或者在V2，或者作為瞬時接收電極與一個放大器輸入端相連，或者與另一輸入端相連。這樣，圖2中的電極用a到p的16個字母表示在2Tx的間隔中相對位置特征，每一個字母在圖2所示的32個電極中出現兩次。因此，具有相同字母的電極，其電位相同，基功能相同。圖2中，在時刻tOR的模式如下除了瞬時接收電極10g，電極10a-10h處于電位V2，除了瞬時接收電極100，電極10i-10p處于電位V1。然后，在時刻tOS，電位模式平移5個電極，即向右平移5Tx/8;電極10f，10h-10m處于電位V2，電極10n，10p，10a-10e處于電位V1;瞬時接收電極10g、10。不動，因為它們接收了由5個電極10a-10e而產生的由V2度變公到V1、以及由5個電極10i-10m產生的由V1變化到V2的電位變化耦合的信號;同時，接近瞬時接收電極10g的電極10f和10h以及接近10o的10n和10p保持在同一電位上。受測量盤的周期Tx的影響，如圖2中未示出電極的影響，上述電位變化將在所述瞬時接收電極10g和10o上引起一電位變化。這一電位變化是測量盤電極對傳感器相對位置的函數。如果測量盤電極正好面向瞬時接收電極10g和10o，則受所述測量盤電極的影響，每一組5個電極10a-10e和10i-10m的耦合由于對稱的原因而相等，從而由于這兩個由5個電極構成的電極組的電位變化具有相反的極性，電極10g和10o上感應電位變化的凈值將為零。另一方面，如果測量盤電極略微向右移動，從一組電極10a-10e到瞬時接收電極10g的耦合將增加，而從另一組5個電極10i-10m到另一瞬時接收電極10o也將增加。假定電位V1高于V2，瞬時接收電極10g上的電位將增加，瞬時拉媚電極10o上的電位將下降。相反，如果測量盤電極略微左移，則很明顯，電極10g上的電位將減小，電極10o上的電位將增加。如果測量盤電極不是正好面向瞬時接收電極10g和10o，而是與他們等距離，即與它們的距離為Tx/2，則電極10g和10o上感應電位的變化將再次為零。
人們看到，瞬時接收電極10R上的電位變化了一個周期Tx，且幅度相等，但極性相反，并且是一個周期函數，周期為Tx，此周期為所述瞬時接收電極和測量盤電極之間的位移。所以，把二分之一個瞬時接收電極連接到差動放大器的一個輸入，另一半瞬時接收電極連接到其他輸入端，則有用信號被加倍，而由于傳感器和測量盤的電極外部的影響，傳感器和刻度盤之間電位的整體變化將消除，且這些變化在所述差動放大器的兩個輸入端具有相等的幅度和極性(圖3)。
其次，在時刻t1R，瞬時接收電極模式向右平移5個電極的增量，即5Tx/8。瞬時接收電極10R現在是電極10l和10d，而電極10g和10o再次與V1和V2相連。其他電極上的電位模式保持不變，并且僅在時刻t1S，向右平移一個5個電極的增量(5Tx/8)，而瞬時接收電極10l和10d將拾取10f-10g的五電極組V2至V1的躍遷信號以及5電極組10n、10o、10p、10a、10b上V1至V2的躍遷信號。這里，靠近瞬時接收電極10l和10d的電極，即10k，10m，10c，和10e將保持同一電位。
按照圖2本發(fā)明傳感器給出的實例，電位模式描述了必須獲得良好傳感器工作特性的這種模式的特征。一個特別的特征是在平移期間的瞬時接收時，每一電極或一組接近電極的中點附近的平移前后，電位模式之間的對稱例如，考慮tOR和tOS時刻的這些模式，人們看到在tOR時刻，電位為V2，在一個瞬時接收電極的右側有一個電極10h，左側有六個電極10a-10f，在tOS時刻的同一電位V2，左側有一個電極10f，右側有六個電極10h-10m。另一個特征是，本例中的接近瞬時接收電極的電極10f和10h處于同一電位。
假設每一間距Tx有N個電極，當電位模式平移增量M個電極時，N-M個鄰近電極處于同一電位。由于上述對稱原因，幾組R個鄰近瞬時接收電極必須處于所述N-M個電極的中間。于是很明顯，如果N-M為偶數，則R必定為偶數，如果N-M為奇數，則R必定為奇數，特別是，如果N-M為奇數，則只有一個瞬時接收電極(R＝1)。
用數碼1至N從左至右對圖2中的間距Tx內的N個電極編號，第一瞬時接收電極數的數碼是J＝(N+M-R)/2+1并且在只有一個瞬時接收電極(R＝1)的情況下J＝(N+M+1)/2對于間距Tx內有8個電極并且增量為5個電極的情況，對應于圖2中的電極10g，第一瞬時接收電極的數碼J將是7。另一種合適的模式是，間距Tx內有16個電極而增量是9個電極，那么瞬時接收電極的數碼J是13。
在瞬時接收電極10R的附近，某一平移的前后，使用在電位模式之間具有所述對稱特性的電位模式和瞬時接收電極模式，確保了在沒有測量盤的情況下，或者當測量盤電極環(huán)繞所述電極10R也形成一對稱模式時，在所述電極10R上耦合的電位變化為零。在電位模式平移期間，鄰近瞬時接收電極的電極確保了電極之間不發(fā)生耦合這一點很重要，因為鄰近電極之間的窄間距意味著即使在所述間距的變化很小時，互感電容也有很大變化。
圖2中所示模式的其他特性也令人感興趣。因為這些模式的間距是刻度Tx的兩倍，均衡影響所有測量盤(共同模式電壓)電極，在測量盤與傳感器之間電位變化的影響可以被減小或者甚至被抑制，這可以從上面看到。這一雙倍模式間距的另一個優(yōu)點是在增加測量盤至傳感器間距H時，在瞬時接收電極上耦合的電位變化的緩慢減小。平移增量接近Tx/2(這里為5Tx/8)的選擇還有下述優(yōu)點，使得能夠在瞬時接收電極上對信號進行簡單解調，這個解調有另一個附加優(yōu)點，即杜絕了在測量盤和傳感器的相對運動期間由靜電荷產生的低頻噪音信號或者在振動中由壓電效應產生的低頻噪音信號。假定一移位增為5Tx/8，與3Tx/8合在一起接近T/2，但不相等，則從零開始，可以以Tx的分數形式(即Tx若等于1)，有下述瞬時接收電極和刻度之間的相對位置序列0，5/8，10/8，15/8，20/8，25/8，30/8，35/8，40/8，等。
因為測量盤和瞬時接收電極之間的耦合具有周期為Tx的空間周期性，則在一個間距內的等效相對位置是0，5/8，2/8，7/8，4/8，1/8，6/8，3/8，0因此與測量盤電極的情況相同，有8個取樣值(sample)成偶數沿一個間距Tx分布，從而一間距內的每一電極(并延伸至所有電極)依次成為瞬時接收電極;這是當表述為分數Tx(這里是5/8)的平移增量的分子(這里為5)的分母(這里為8)沒有公共因子的情況，如果不是這樣，每一間距內取樣值的數量至少可以減半。
取f為取樣頻率，用+1，-1，+1，-1，等依次乘以取樣值對取樣值序列進行解調，則可以得到一頻率為f/8的解調信號，因為耦合具有空間周期性，并且近似為周期是Tx的正弦波，因而極性的改變等效于一平移Tx/2。于是解調信號等同于下述取樣值序列0，1/8，2/8，3/8，4/8，5/8，6/8，7/8，0，等。
在濾波去除了低頻噪聲(由所述解調去除高頻)以及取樣過程產生的高頻(量化噪聲)以后，這一序列的實際頻率為f/8。
如果在圖2給出的例子中，平移增量為3Tx/8，即另一平移接近Tx/2，則也可以找到頻率為f/8的解調頻率，但序列的順序逆轉，即相對于平移的方向向左，0，7/8，6/8，5/8，等等。因此，接近T/2的平移的優(yōu)點就明顯了，因為這樣容易去除低頻噪聲信號。另外，因為每一平移時，電位V1和V2之間的電極變化量正比于平移增量，所以瞬時接收電極上信號隨平移增量而增加。但是一條限制是由保持在一個瞬時接收電極的每一側，同一電位的一個電極的最小值，(即N-M＝3)給出的。
也可以有幾組鄰近瞬時接收電極，以及(或者)平移增量，從而一個或多個瞬時接收電極每一側上的多于1個的電極保持在同一電位上。具有孤立瞬時接收電極(即模式的每半個周期(Tx)上有一個這種電極)模式的優(yōu)點在于換向裝置的簡化。其缺點在于測量盤的耦合電容較小，但這一點由瞬時接收電極和基片之間的電容等效減小得到部分補償，從而電位的有效變化不會受到很大影響。
一個間距Tx上傳感器電極的數目N也可以從4起向上變化。當N＝4時，有一個電極改變電位(M＝1)，一個瞬時接收電極由兩個保持在相同電位上的電極隔開。N的最佳選擇主要由所要求的線性度、濾波特性以及電子線路的復雜程度確定;較大的N很明顯需要更為復雜的電子線路，但只需要一個簡單的濾波器，因為取樣產生的量化噪聲頻率將遠遠大于感興趣的頻率。實際上，N也可以是由制造技術(例如，如果傳感器電極基片是一個印刷電路)限制的。為了說明文字及附圖清晰起見，本發(fā)明圖2，3，4中所描述傳感器例子在一個間距Tx上有8個電極;如果傳感器是做在硅襯底上的，如在所述例子的情況下，則最好具有較大的N值，例如N＝16(例如，平移增量為M＝9個電極和隔離的瞬時接收電極，R＝1)或更多，但是即使對于級別為Tx/1000的簡單濾波裝置，N＝16已足以獲得良好的線性度。
為了產生圖2舉例說明的、本發(fā)明傳感器的電位模式和瞬時接收電極模式，并且為了從耦合到所述瞬時接收電極上的信號中獲取測量盤與傳感器之間的相對位置，可以使用一種電子線路，其主要部分示于圖3。這一電路產生的波形和信號如圖4所示。
由外部時鐘信號CK同步的信號發(fā)生器30產生在16線Pa-Pp加一線XI上具有16個時鐘周期Tck的周期性的信號，以及在8線Rai-Rhp上具有8個時鐘周期Tck的周期性的信號。
16條線Pa-Pp通過開關S1a-S1p分別與相對應的電極10a-10p相連，即線Pa通過開關Sa與電極10a相連，Pb通過Sb與10b相連，等等，從而將電位模式(V1或V2)施加到電極上。如圖4所述，所述線上的電位模式與圖2所示相應電極上電位模式相同，時刻tOR設定為時間軸(t)的原點(OT)。對于時刻tOS，t1R和t1s的情況也是如此。這樣，信號發(fā)生器30在這些線Pa-Pp上產生電極10a-10p的電位模式。因為對應于16個電極，圖2所示的信號模式具有2Tx的空間周期，并且在偏離時鐘信號CK的每一周期TCK，對應于5個電極有一個5Tx/8的平移，在線Pa-Pp上產生的電位模式每隔16個時鐘周期再次相同。在線Pa-Pp上產生所述電位模式的必要信號發(fā)生器邏輯圖中未詳細畫出，但可以很容易從圖4所示的信號中導出，特別是，如果重新標注，延遲線Pa上的信號，使第一個時鐘周期延遲至第15個時鐘周期，則可以得到線Pa-Pp上的信號。需要做的只是產生線Pa上所示的周期序列，然而借助于信號發(fā)生器30整體一部分的移位寄存器，獲得以下順序的15個其他信號。
Pf，Pk，Pp，Pe，Pj，Po，Pd，Pi，Pn，Pc，Ph，Pm，Pb，Pg，Pl，每一個信號從前一個信號延遲一個時鐘周期。注意，由于電位模式移位增量為5個電極，所以序列中的相鄰線精確地與電極5Tx/8或5個分開的電極對應。
瞬時接收電極模式受8條線Rai-Php的控制，每條線控制用線號標記的電極的選擇，例如，線Rgo控制電極10g和10o。當這條線處于邏輯狀態(tài)“1”時，相應的電極作瞬時接收。這里，圖4中所示的線Rai-Rhp上的信號還是對應于圖2中所示的瞬時接收電極模式，例如圖4中，在時刻tOR和tOS，線Rgo處于邏輯狀態(tài)“1”時，圖2中電極10g和10o同時處于瞬時接收狀態(tài)。同一電極每隔8個時鐘周期再次處于瞬時接收狀態(tài)，因此，線Rai-Rhp上的信號的周期是8個時鐘周期。如圖4所示，線Rai-Rhp上的信號以下述順序獲取邏輯狀態(tài)“1”Rgo，Rdl，Rai，Rnf，Rkc，Rhp，Rem，Rbj。
這里，此序列中的相鄰線還是控制相隔5Tx/8的瞬時接收電極方式。當這些線上的信號模式在線Pa-Pp上的電位模式移位之間改變時，可以用“主”雙穩(wěn)態(tài)輸出產生一個模式，并用“從屬”雙穩(wěn)態(tài)”輸出產生另一個模式，從而從上述移位寄存器產生線Rai-Rhp上的信號。還需一些附加組合和計時邏輯。用各種邏輯電路很容易實現提供圖4所示信號的完整信號發(fā)生器的設計，此處不再示出。
設計電極開關和信號處理電路必須特別小心，以防止產生的信號和瞬時接收電極之間的不需要的耦合，這些電路的示意圖如圖3所示。每一電極10a-10p通電子開關S1a-S1p中一個具有相同標號的電子開關與線Pa-Pp中相同標號的線相連，例如，電極10a通過S1a與Pa相連。每一個開關S1a-S1p受線Rai-Rhp中具有共同標號的線控制，例如，S1a和S1i受Rai控制。除了S1以外，同一線Rai-Rhp還控制三個具有同樣標號的其他電子開關S2，S3，S4;例如，電極10a與受線Rai控制的S1a，S2a，S3a，S4a相連。這三個開關S2，S3，S4將具有同一標號的電極連接到(或者不連接到)兩條拾取線I1或I2中的一條上。例如，當線Rai上的控制信號處于邏輯狀態(tài)“0”時，此信號閉合它所控制的開關S1，例如S1a，從而將電極10a連接到線Pa上，即連接到電位模式(V1或V2)上。開關S2a和S3a也受線Rai控制，被邏輯狀態(tài)“0”打開，從而從拾取線I1上斷開電極10a，而同樣也受所述線控制的開關S4a由所述邏輯電平閉合。開關S4a將開關S2a和S3a之間的線連接到一恒定電位，從而起一個保護電路的作用，防止從電極至拾取線通過打開開關S2，S3而發(fā)生電容耦合。例如，當線Rgo上的控制信號處于邏輯狀態(tài)“1”時，此信號打開它所控制的開關S1，例如S1g，從而從線Pg(即電位模式)上斷開電極10g。這里，一個簡單的開關就夠了，因為只要所述開關S1g保持打開狀態(tài)，線Pg上的電位不會改變。線Rgo上的邏輯汰態(tài)“1”還閉合開關S2g，S3g，并打開開關S4g，從而使電極10g與拾取線I2相連。電極10g變成瞬時接收電極10R，與開關S1O，S2O，S3O，S4O相連的電極10o受同一線Rgo的控制。注意，上述例子也適用于所有電極10，開關S1至S4以及線R。
瞬時接收電極接收的信號通過拾取線I1，I2的中介以及電子換向器S5，S6與由開關S7，S8取樣的兩個放大器31，32相連。每一放大器31，32后面有一個取樣保持電路33，34，取樣保持電路33，34的輸出與一個單端轉換器35的差動端相連，其后接一濾波器36和一比較器37。由于有這個差動輸入端的單端轉換器35，假設放大器31，32的增益相等，則由所述放大器和差動輸入端單端轉換器組成的電路等效于一個差動放大器，即放大其輸入端處信號之間的差值(VDI)。交換放大器輸入端上的所述信號，只能改變所述信號差值VDI的極性。
電極對的序例依次成為瞬時接收狀態(tài)，在圖3中從時刻O(tOR)開始，并用其標號表示如下go，ld，ai，fn，kc，ph，em，jb，og，dl，ia，nf，ck，hp，me，bj。
如果上述序列中具有左標號的電極與放大器31的輸入端相連，并且具有右標號的電極與放大器32的輸入端相連，則合成的信號序列用上述分數Tx表述與下述位置等效0，5/8，2/8，7/8，4/8，1/8，6/8，3/8，0等等。在頻率f/2下解調，即將序列+1，-1，+1，-1等乘上述序列，并濾波，則可以得到頻率為f/8(即周期8Tck)的周期波形。所述解調可以在放大之后，但這里是在放大器前面做的;為此，每一第二電極對連接到拾取線I1，I2的連接線必須交換，從而瞬時接收電極以下述序列被連接到放大器輸入端31，32go，dl，ai，nf，kc，hp，em，bj，og，ld，ia，fn，ck，ph，me，jb，對應于第一個標號的電極與輸入端31相連，對應于第二個標號的電極與輸入端32相連。把開關S3a，S3b，S3d，S3e，S3g，S3h，S3k，S3n與拾取線I1相連，把開關S3c，S3f，S3i，S3j，S3l，S3m，S3o，S3p與I2相連，并且把線I1與放大器輸入端31相連，線I2與放大器輸入端32相連，上述序列中的8個第一電極對將被正確連接，但最后8個電極對將被跳過，所以有受線X1控制的換向器S5，S6，且換向器S5，S6跳過從拾取線I1，I2至放大器31，32輸入端的連接線，從而重新建立正確的連接順序。
因此可以容易地把隔離的(即不鄰接的)瞬時接收電極模式連接到放大器31，32的輸入端兩條拾取線I1，I2(每一電極僅可與拾取線I1，I2中的一條相連)和兩個換向器S5，S6就足夠了。
開關S7，S8受時鐘信號控制。在瞬時接收電極10R的模式移位以后，放大器31，32(為反相放大器)的輸出與輸入短路(因為開關S7，S8閉合)。因此電位實際上相同，放大器相同，放大器31，32的輸入端之間的差動電壓VDI接近零。在時鐘信號的下降沿(邏輯“1”至邏輯“0”躍遷)，開關S7，S8打開，后續(xù)移位電位模式產生的耦合信號在由輸出信號VH如圖4所示的電路35從一個差動輸入端單端信號轉換而來之前，將由電路33、34放大、取樣并保持。然后，一低通濾波器或帶通濾波器36放大頻率接近f/8的解調波形，去除其諧波和其他噪聲，從而得到圖4所示的信號VO。然后，此信號由比較器37變換成一邏輯信號VC。相對于參考信號而得到的此信號VC的相位移動是測量盤1和傳感器2之間位移的精確測量，所述參考信號由時鐘頻率被8除而得到。
這種精確性的原因一部分是因為信號的大部分諧波已經被濾掉，用過零點(zero-crossingpoints)的方法(即在比較器37的輸出端處所述邏輯信號VD的躍遷)對其相位的判定不會引入明顯誤差。另一個原因是，如果兩種躍遷(向上和向下)都用來測量此相位，則對于兩種躍遷來說，奇數諧波和直流偏差的影響正好相反(提前其中一個而滯后另一個)，從而其影響正好抵消。因此，可以以兩個或兩個以上隨后的躍遷的時間平均值(等效于這些后續(xù)躍遷中心的虛設躍遷的時間)測量相位移動，并與頻率為f/8的所述參考信號中的一個躍遷時間進行比較時間差被所述參考信號的周期除，所得的相位移動用“圈數”(360度相位角)來表示。每一“圈”(這里即為時間差8Tck的每一周期)對應于測量盤和傳感器之間的空間移位Tx。很顯然，如果測量盤與光標之間的相對位置不變，則相位(即時間差)也保持不變。為了獲得更精確的位置，可以對幾次測量取平均。
測量傳感器和測量盤之間幾個空間周期Tx上的位移是簡單明了的，即不斷記錄“圈數”在一“圈”或8Tx中加入位移之前，分別在每一完整“圈”(即，相位角從360度至0度，0度至360度的每一躍遷時)分別加入或相應減去某一位移Tx。
這些相位角在360度上的躍遷，即8Tck上的時間差，只可以通過連續(xù)測量，或者在實踐中在足夠小的時間間隔內，最好該時間間隔能分隔信號VC的兩次躍變，并且在兩次連續(xù)測量之間、每次測量的相位差從8Tck變到O或者相反方向變化時加進或減去一位移Tx來加以識別。因此，時間間隔內測量盤和傳感器之間相對位置的判定是確定的，并在較大的時間間隔內遞增，即，傳感器必須永遠保持位移記錄。上面描述的相位測量方法僅作為例子給出，還可以使用其他方法。
噪聲信號還可能在比較器37的輸出端處產生極度的相位跳動。這種情況下，一種經典的解決方法是使用一種所謂鎖相環(huán)(phase locked loop圖中未畫出)，其中，內部振蕩器的輸出用來跟蹤或鎖定在感興趣信號的平均相位上，這里感興趣的信號可以是所述比較器輸出，或者也可以是濾波器36的輸出，或者甚至是輸入端的單端轉換器35的輸出。
如上所述，本發(fā)明傳感器功能的描述是通過檢查較長陣列的中點上電極10的特性來進行的，這些電極受到的影響相似。對于圖1B中所示旋轉實施例中“沒有端點”的陣列的所有電極當然是這種情況，但對于圖1A中所述線性陣列的端點，電極10受到影響的情形就不是這樣，而可能使測量搞錯，特別是在傳感器和測量盤之間未對準時尤其是這樣。一種明顯的補救方式是廢棄來自靠近陣列端點瞬時接收電極的信號在本發(fā)明傳感器的情況下，這可以簡單地不再將靠近端點的電極連接到線I1，I2上，從而也不再連接到放大器輸入端上。必須仔細確保仍然可以連接到放大器輸入端的所有電極10延伸整數個空間周期2Tx，從而在一個周期T上得到均勻的瞬時接收電極分布。
這樣一種簡單但卻有效的措施還不足以消除測量盤和傳感器之間未對準、特別是從傳感器陣列的一端到另一端間距變化的影響，這一未對準或間距變化引起瞬時接收電極耦合電容單調的變化，作為其在陣列中的位置的函數。瞬時接收電極10R的“重心”在一個空間周期Tx以內移動。因為引起的誤差是測量盤和傳感器相對位置的函數，所以引起的誤差有一個周期Tx。濾掉這一誤差只可以去掉其空間諧波;為了去掉空間周期Tx的剩余誤差，一個簡單的竅門是使所述可連接電極在兩個區(qū)域上延伸，每一區(qū)域跨越整數個周期2Tx，并相隔Tx/2，從而相似但平移了Tx/2的它們的誤差曲線將趨于相互抵消。
一個優(yōu)點是，可能使傳感器傾斜一給定的角度，而使電極陣列的表面保持與測量盤表面平行，同樣，也用同樣的方法使測量盤電極(或地形特征)傾斜，從而兩種陣列的電極至少保持局部平行。這就可能使一具有給定空間周期Tx的傳感器能夠讀取周期Tw大于Tx的測量盤。除了能夠用一給定傳感器間距在各種測量盤比率進行測量以外，還可以用組合兩個或兩個以上具有相應測量盤的不同傾斜程度傳感器而始終保持一高分辨率的情況下，在更大的周期內進行測量。注意，如果Tw遠大于Tx，則傾斜角趨于90度。
十分清楚，本發(fā)明并不僅限于上述實施例，而可以在權利要求1的范圍內進行適當修改。
一種可能性是改進第二裝置的工作性能，例如，采用一高性能帶通濾波器36來提高靈敏度。同樣的目的也可以通過減小傳感器電極至基底電容從而提高瞬時接收電極上電壓信號的方式來獲得，在一片半導體襯底上，這可以能過在電極下加入聚酰亞胺來實現。由于電極在V1和V2之間變換，所以電容的減小具有減小電容電流的附加優(yōu)點。
本發(fā)明也可以用于二維測量，方法是，提供一具有面向一個測量盤2的電極10的兩個正交陣列的光標，測量盤2沿兩個正交方向具有一呈空間周期性的電極20的陣列。
測量盤2也可以具有任意一種易影響傳感器信號的器件20，例如一種加高的或中空的介電或導電器件。
最后，本發(fā)明所述傳感器顯然適用于靜電諧波微型電機(electrostatic harmonic micromotor)中的集成，即，使轉動筒形轉子位于略大直徑的筒形定子內運動，或者是一個其周邊在一半面狀定子上轉動的平面盤形轉子(轉子和定子平面形成一很小的角度)。旋轉速度是激勵場的角速度和定子與轉子旋轉路徑(代表接觸點或接觸線的順序)之間長度差的函數。所述長度差很難控制，因此，必須調整激勵場的角速度，從而保持恒定旋轉速率(例如手表中的情形)。這可以由集成在定子上的本發(fā)明所述傳感器來實現，測量盤由一間隙或一轉子上的電極陣列形成。
旋轉電位模式產生的電場甚至可以用來對電機供電。如上所述，轉子的角速度(即其速度)，也可以用信號VC的相位角來測量。鎖相環(huán)對產生用于傳感器和向電機供電的所述旋轉電位模式的時鐘頻率進行調整，保持在一恒定旋轉速度上。
本發(fā)明所述儀器也可以以電機的其他形式集成，從而控制和(或者)調節(jié)其旋轉速度。
權利要求
1.一種線性或角度測量儀，它包含一電容傳感器(1)，所述電容傳感器具有用來發(fā)送電容耦合信號、并沿一第一線性或曲線陣列排列的發(fā)射電極(10)，所述發(fā)射電極(10)與在所述電極上產生電信號的第一空間周期模式的第一裝置(30)相連，所述電信號用增量沿所述第一陣列進行移位，所述傳感器(1)具有接收電容耦合信號、并與用來對沿一構件(2)的所述第一陣列的相對位置進行判定的第二裝置(31-37)相連的接收電極(10R)，所述構件(2)具有可以影響發(fā)射信號和接收信號的電容耦合的第二空間周期陣列器件(20)，其特征在于，所述傳感器(1)包含用來瞬時斷開發(fā)射電極(10)并依次從所述第一裝置(30)斷開、并把它們連接到所述第二裝置(31-37)、從而變成瞬時接收的第三裝置(S1，S2，S3)，所述第三裝置(S1，S2，S3)提供瞬時接收電極(10R)的第二空間周期模式，所述第一和第二模式用逐次遞進的方式交替進行移位，從而在其他模式的移位之間的期間進行一種模式的移位，所述構件(2)產生瞬時接收電極(10R)接收的信號的周期性漲落。
2.如權利要求1所述的儀器，其特征在于，所述第二裝置(31-37)能夠在解調以后，用鑒定瞬時接收電極接收的信號的相位的方法，確定所述構件相對于傳感器的相對位置。
3.如權利要求1所述的儀器，其特征在于，所述第一裝置(30)提供一具有由第一組由N個電極構成的、周期為2Tx的第一空間周期模式，所述N個電極與和第二組N個電極一起交替變化的第一電勢相連，所述第二組N個電極與第二電勢相連，N為一大于3的整數，所述第三裝置提供一具有周期Tx的第二空間周期模式，所述周期Tx由至少一個從每一組N個電極斷開、從而處于瞬時接收狀態(tài)的一個電極(10R)構成，所選瞬時接收電極處于至少兩個同電位的電極(10)之間。
4.如權利要求3所述的儀器，其特征在于，每一次，每一組N個電極(10)中只有一個電極(10R)處于瞬時接收狀態(tài)。
5.如權利要求3所述的儀器，其特征在于，每一次，每一組N個電極(10)中至少有兩個相鄰電極(10R)處于瞬時接收狀態(tài)。
6.如權利要求3所述的儀器，其特征在于，所述第一和第二模式具有M個電極的移位增量，M為3和N-3之間的整數，N和M沒有公因子。
7.如權利要求6所述的儀器，其特征在于，所述第一和第二模式具有M個電極的移位增量，M為接收N/2的整數。
8.如權利要求3至6中任一權利要求所述的儀器，其特征在于，移位遞增前后由第一組和第二組N個電極形成的模式，對稱于任一瞬時接收電極(10R)中點附近，如果瞬時接收電極是隔離的，則要么對稱于任一組相鄰瞬時接收電極(10R)的中點附近。
9.如權利要求3至8中任一權利要求所述的儀器，其特征在于，與第一電勢相連的電極中的瞬時接收電極(10R)與差動放大器(35)的一個輸入端相連，與第二電勢相連的電極中的瞬時接收電極(10R)與所述差動放大器的另一輸入端相連。
10.如權利要求3所述的儀器，其特征在于，它還包含一與2N條第一線(Pa-Pp)相連的信號發(fā)生器(30)，在一條線(Pa)上產生從一時鐘輸入導出的周期信號輸出，并由1至2N-1個時鐘周期移位所述信號，從而產生用于2N-1條其余線(Pa-Pp)上的另外2N-1個信號，每一電極可以被切換到這些線中的一條上。
11.如權利要求10所述的儀器，其特征在于，所述信號發(fā)生器(30)也與N條第二線(Rai-Rhp)相連，從而給出所述第二模式，在所述N條第二線(Rai-Rhp)上產生的信號控制使每一電極與所述第一2N條線(Pa-Pp)中的一條斷開或相連的電子電源開關(S1)以及使所述電極與一差動放大器的輸入端分別斷開、相連的電子拾取開關(S2，S3)。
12.如權利要求11所述的儀器，其特征在于，每一電極(10)與一后面跟有第二拾取開關(S3)的第一拾取開關(S2)相連，當所述開關打開時，所述開關之間的公共部分與一恒定電勢相連。
13.如權利要求11或12所述的儀器，其特征在于，拾取開關(S2，S3)與兩條第三線(I1，I2)中的一條相連，所述第三線(I1，I2)由換向器(S5，S6)連接到放大器(31，32)上，其后接至取樣保持電路(33，34)，然后換至一差動單端轉換器(35)、一濾波器(36)和一比較器(37)。
14.如權利要求9所述的儀器，其特征在于，靠近所述第一陣列尾端的瞬時接收電極(10R)不再與所述第二裝置相連，而跨越2Tx整數周期的電極可與之相連。
15.如權利要求1所述的儀器，其特征在于，它還可以借助于具有二個正交電極陣列的傳感器(1)與沿兩個正交方向具有空間周期陣列的所述構件(2)一起工作，可用于二維測量。
16.如權利要求1至14所述儀器的一種用途，其特征在于，所述儀器集成在一電機中，用于控制和/或者調節(jié)其旋轉速度。
全文摘要
電容傳感器(1)包含一線性或曲線電極陣列(10)，可以精確確定測試盤(2)和傳感器(1)之間的相對位置。由于傳感器可以被集成在半導體印模上，且刻度可以很窄，所以可以極端小型化并且成本很低。
文檔編號G01B7/00GK1109583SQ94117258
公開日1995年10月4日 申請日期1994年10月19日 優(yōu)先權日1993年10月19日
發(fā)明者漢斯·烏爾里希·邁耶 申請人:漢斯·烏爾里?！み~耶